專利名稱：限制器接收器結(jié)構(gòu)的轉(zhuǎn)換器電路及限制器接收器結(jié)構(gòu)中轉(zhuǎn)換信號的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種轉(zhuǎn)換器電路，用以處理一限制器接收器結(jié)構(gòu)的一模擬頻率調(diào)制接收信號，或是相位調(diào)制接收信號，本發(fā)明亦關(guān)于一種方法，其系在一限制器接收器結(jié)構(gòu)中，一模擬頻率調(diào)制接收信號或是相位調(diào)制接收信號的信號轉(zhuǎn)換方法。
背景技術(shù)：
所謂的限制器接收器結(jié)構(gòu)是用于接收器的一種適當(dāng)花費(fèi)實(shí)施方式，其針對具有固定波封(envelope)的頻率調(diào)制或相位調(diào)制信號，舉例來說，高斯頻移鍵控(GFSK，Gaussian Frequency Shift Keying)信號。限制器接收器結(jié)構(gòu)的原則乃是基于，一頻率調(diào)制或相位調(diào)制信號信息的必要部分會落在頻率或相位中，且因此在該信號的過零點(diǎn)(zero crossing)中。接收信號的模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換在限制器接收器中會收到一閾值決定(其由該限制器所執(zhí)行)，以及隨后該限制器的值離散時間連續(xù)矩形信號輸出的取樣所影響。由于該信號整個有用的信息落在該限制器的信號路徑下鏈的過零點(diǎn)中，因此需要高取樣率Tz-1，以便以所需的精確度檢測該過零點(diǎn)。為了在取樣期間避免較高諧波頻譜成分的頻譜部分重疊(失真或混疊)以及信息的損失，因此該取樣率Tz-1的選擇必須大于由該限制器所接收信號的頻寬B，換句話說，從信息論的觀點(diǎn)來說，所需的最小取樣率(由限制器所接收的信號頻寬B所決定的速率)必須明顯的小于所使用的取樣率Tz-1。
其后，由該取樣所產(chǎn)生的數(shù)字信號，藉由復(fù)數(shù)個濾波器階段后，該信號的較高諧波成分便會被消除，信號率會數(shù)字化，且經(jīng)由解調(diào)制會產(chǎn)生一個等價于該GFSK信號的數(shù)字信號。該信號的較高諧波成分消除必須以較高的取樣率Tz-1作用，并且使得在該取樣的信號路徑下鏈中所使用的濾波器需求較高。在實(shí)作方面，為了信號重建必須使用具有內(nèi)插數(shù)字化階段的復(fù)雜濾波器，由于高取樣率Tz-1，所以也會發(fā)生高功率消耗的情形。
文件”Low-Power Design of a Digital FM Demodulator Basedon Zero-Cross Detection at IF”，N.Ismailoglu et al.，IEEEVehicular Tecgnology Conference，September 19-22，1999中，第810至813頁揭露了配置在該取樣信號路徑下鏈中的數(shù)字過零點(diǎn)檢測器，該過零點(diǎn)檢測器產(chǎn)生一信號，其透過產(chǎn)生邏輯「1」來描述由該限制器所輸出信號的過零點(diǎn)的瞬間。為了解調(diào)制由該過零點(diǎn)檢測器所輸出的信號，所用者由四級sinc cube數(shù)字化濾波器所組成，且其后使用因子4來降低該取樣率。
本發(fā)明的目的是提供一種轉(zhuǎn)換器電路，其用以處理一限制器接收器結(jié)構(gòu)的一模擬頻率調(diào)制或是相位調(diào)制接收信號，使得該轉(zhuǎn)換信號的解調(diào)制使用較簡單的濾波器結(jié)構(gòu)。除此之外，本發(fā)明的目的在于描述一種方法，用以處理在一限制器接收器結(jié)構(gòu)中的一模擬頻率或是相位調(diào)制接收信號，其可產(chǎn)生在復(fù)雜度方面易于解調(diào)制的處理信號。除此之外，本發(fā)明的意圖尤其是在于可獲得在該轉(zhuǎn)換器電路及其后的電路段(解調(diào)制器)中較低的功率消耗。
本發(fā)明所闡述的目的系藉由獨(dú)立權(quán)利要求的特征所達(dá)成。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的轉(zhuǎn)換器電路，其包含一限制器，其根據(jù)公知設(shè)計(jì)，該限制器轉(zhuǎn)換一模擬接收信號成為一時間連續(xù)值離散的限制器信號，其包含一序列的舉行脈沖。一評估電路連接至該限制器的下鏈，該評估電路檢測該限制器信號的兩連續(xù)過零點(diǎn)間的時間距離，并且輸出一過零點(diǎn)距離信號。除此之外，該轉(zhuǎn)換器包含一信號合成電路，其接收該過零點(diǎn)距離信號，且產(chǎn)生一個值離散和時間離散的處理信號用于該信號解調(diào)制，其過零點(diǎn)對應(yīng)該限制器信號的過零點(diǎn)，且該信號合成所使用的脈沖形狀具有比矩形脈沖相同寬度較小的頻譜寬度。
藉由該信號合成電路的達(dá)成，代替由該限制器預(yù)設(shè)的矩形脈沖已處理該轉(zhuǎn)換器的下鏈，便是使用具有一信號脈沖，其具有比該矩形脈沖更小頻譜寬度，由于有較佳的頻譜特征，因此配置在下鏈濾波器單元的需求以及其復(fù)雜度便會降低。
原則上，該信號合成所使用的脈沖形狀，可根據(jù)在轉(zhuǎn)換器電路信號路徑下鏈后的后處理做最佳化選擇。然而，本發(fā)明一較佳實(shí)施方式的特征在于，該信號合成電路使用三角脈沖作為該脈沖形狀，三角脈沖實(shí)質(zhì)上具有比矩形脈沖更佳的頻譜特征，使得此選擇可在其后單元(濾波器)中在復(fù)雜度方面獲得較大的增益，使用三角脈沖的另一優(yōu)點(diǎn)便在于，三角脈沖的信號值可藉由簡單線性運(yùn)作來計(jì)算。
本發(fā)明的另一優(yōu)點(diǎn)在于該限制器信號的兩連續(xù)過零點(diǎn)間的時間距離，可以時間精確度Tz檢測，且在于該處理信號具有小于Tz-1的取樣率Ts-1。這允許基頻信號處理(包含解調(diào)制的濾波)可以明顯較低的取樣率執(zhí)行Ts-1，即便在該轉(zhuǎn)換器電路內(nèi)(更精確地說在決定該過零點(diǎn)后)。藉由此方式可明顯降低功率消耗。
本發(fā)明的另一優(yōu)點(diǎn)在于該評估電路包含一過零點(diǎn)檢測器和一計(jì)數(shù)器，其配置在該過零點(diǎn)檢測器的下鏈。在此情況下，僅有該計(jì)數(shù)器必須以高取樣率Tz-1運(yùn)作，在該信號合成電路中的脈沖產(chǎn)生已可在能量節(jié)省方式中作用，其由降低的取樣率Ts-1所給予的時間基礎(chǔ)上。為此目的，該信號合成電路較佳地包含一內(nèi)插器，其根據(jù)該過零點(diǎn)距離信號，在支持點(diǎn)上合成該處理信號，該支持點(diǎn)由該取樣率Ts-1使用該預(yù)設(shè)脈沖形狀決定。
本發(fā)明更進(jìn)一步具優(yōu)勢的樣態(tài)和細(xì)節(jié)在從屬權(quán)利要求中描述。


本發(fā)明參照附圖及實(shí)施方式更詳細(xì)的解釋圖1所示為根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)具有限制器的轉(zhuǎn)換器電路；圖2所示為根據(jù)本發(fā)明具有限制器的轉(zhuǎn)換器電路；圖3A所示為根據(jù)本發(fā)明的轉(zhuǎn)換器電路輸入信號的信號特性圖；圖3B所示為由該限制器輸出的時間連續(xù)值離散信號的信號特性圖；圖3C所示為由該計(jì)數(shù)器輸出的數(shù)字計(jì)數(shù)信號的信號特性圖；圖4所示為根據(jù)本發(fā)明的轉(zhuǎn)換器電路輸出的值離散和時間離散處理信號的信號特性圖；圖5所示為圖2所示脈沖合成階段的電路圖；以及圖6所示為具有一限制器接收器結(jié)構(gòu)的無線接收器電路圖。
具體實(shí)施例方式
圖1所示為根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)，在一限制器接收器結(jié)構(gòu)中，頻率調(diào)制或是相位調(diào)制信號模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換的轉(zhuǎn)換器電路WS圖。該轉(zhuǎn)換器電路WS包含一限制器L、其輸出系連接至一取樣階段AS的輸入。該取樣階段AS以一取樣率Tz-1運(yùn)作。該取樣階段AS的輸出信號系輸入一基頻處理電路BS，其執(zhí)行濾波及信號解調(diào)制。
圖1所示的電路功能如下所述該限制器L執(zhí)行該模擬接收信號a(t)的閾值決定，該模擬接收信號a(t)的時間特性段如圖3A所示，該模擬接收信號a(t)為正弦信號，其具有關(guān)于該頻率調(diào)制或相位調(diào)制的一可變執(zhí)行期長度，如果在發(fā)射器末端使用例如二值(二元)調(diào)制符號系統(tǒng)的話，則該調(diào)制接收信號a(t)具有兩個不同的執(zhí)行期長度。
該限制器L執(zhí)行一閾值決定，該限制器L的輸出信號lim(t)如下決定lim(t)＝-1 if a(t)＜0lim(t)＝+1 if a(t)＞0該限制器L的輸出信號lim(t)，其包含一連串的矩形脈沖，藉由該取樣階段AS以一取樣率Tz-1取樣。該取樣時間Tz決定時間分辨率，以決定lim(t)的過零點(diǎn)，由于矩形脈沖的頻譜特征不好，因此Tz-1必須大于該信號a(t)的頻寬B。
由取樣階段AS所輸出的數(shù)字信號標(biāo)示為p(nTz)，在此例中，nTz代表取樣時間期間T-z的n單位中的離散時間。數(shù)字信號p(nTz)轉(zhuǎn)送至基頻處理電路BS，藉由濾波消除信號的較高諧波成分，并且產(chǎn)生一解調(diào)制信號。
圖2所示為根據(jù)本發(fā)明具有一轉(zhuǎn)換器電路WS’的限制器接收器結(jié)構(gòu)。
該轉(zhuǎn)換器電路WS’具有一限制器L，一過零點(diǎn)檢測器ND連接該限制器L的下鏈，一計(jì)數(shù)器CN連接至該過零點(diǎn)檢測器ND的下鏈，以及一脈沖合成階段PSY連接至該計(jì)數(shù)器CN的下鏈，該脈沖合成階段PSY輸出轉(zhuǎn)送至一基頻處理電路BS’，該過零點(diǎn)檢測器ND及該計(jì)數(shù)器CN形成一評估電路AW。
在構(gòu)造和功能方面而言，該限制器L與圖1所描述的限制器L相同。由該限制器L所輸出的信號lim(t)于圖3B中說明。矩形脈沖期間與該接收信號a(t)的個別過零點(diǎn)距離T1-1、T1、T1+1相符合。該限制器L的時間連續(xù)值離散的輸出信號1im(t)的過零點(diǎn)，于該過零點(diǎn)檢測器ND中決定，如果識別到一過零點(diǎn)，則該過零點(diǎn)檢測器ND輸出一信號start_z，此過零點(diǎn)信號start_z每一次重新激活該計(jì)數(shù)器CN。該計(jì)數(shù)器CN以Tz-1的時鐘頻率運(yùn)作。在由該信號start_z的下一次激活后，計(jì)數(shù)器的計(jì)數(shù)結(jié)果Z1(對應(yīng)該過零點(diǎn)距離T1)立即于該計(jì)數(shù)器CN的輸出上顯現(xiàn)，直到現(xiàn)行計(jì)數(shù)期結(jié)束為止。該計(jì)數(shù)器CN的輸出信號cnt以及現(xiàn)行內(nèi)部計(jì)數(shù)器該取(虛線)于圖3C中說明，用以測量該過零點(diǎn)時間距離所需的粒度(granularity)為Tz，且與圖1中所示現(xiàn)有技術(shù)的取樣頻率Tz一樣具有相同等級的量。
如同從圖3A至3C所見，(最大)計(jì)數(shù)量Z1-1、Z1、Z1+1與對應(yīng)由過零點(diǎn)所定義的時間間隙1-1、1、1+1的時間期間T1-1、T1、T1+1相符合。
基于以時間粒度Tz所定義這些過零點(diǎn)時間距離T1-1、T1、T1+1，該脈沖合成階段PSY由一基礎(chǔ)脈沖產(chǎn)生一數(shù)字處理信號p(nTs)，舉例來說，可使用三角脈沖作為基礎(chǔ)脈沖，如同圖4所示。該數(shù)字處理信號p(nTs)可由一內(nèi)插器產(chǎn)生，其在某種程度上依賴由該計(jì)數(shù)器CN所輸出的過零點(diǎn)距離T1-1、T1、T1-1，以該計(jì)數(shù)器Z1-1、Z1、Z1+1在支持點(diǎn)計(jì)算該處理信號的形式，該支持點(diǎn)由一時間基礎(chǔ)Ts使用三角脈沖所決定。關(guān)于產(chǎn)生該數(shù)字處理信號p(nTs)的該時間基礎(chǔ)Ts可任意選擇，原則上，必須確保一定程度的最小時間分辨率(最大取樣時間期間Ts)，其因?yàn)槠浜笮盘柼幚淼男枨?，以及因?yàn)樾盘柪碚摰男枨?滿足取樣理論)。
必須指出的是，時間分辨率Ts現(xiàn)在不在由該過零點(diǎn)的精確度要求所決定，而是端視用以數(shù)字處理信號p(nTs)合成脈沖的頻譜特性，以及其后在基頻處理階段BS’中的基頻信號處理。這使得可以在基頻處理階段BS’中以明顯較低的速率Ts-1來執(zhí)行該基頻處理，其在以時間精確度Tz決定該過零點(diǎn)后，基頻處理階段BS’的復(fù)雜度所構(gòu)成的需求便因此降低。
必須更進(jìn)一步的指出，即便時間離散處理信號p(nTs)以低處理率Ts產(chǎn)生，也就是說個別基礎(chǔ)脈沖并未以高取樣率(例如Tz-1)產(chǎn)生且數(shù)字化，倒不如由內(nèi)插器直接在最小需求時間基礎(chǔ)Ts上計(jì)算，這是因?yàn)樵撁}沖合成階段PSY接受該計(jì)數(shù)器CN該輸出信號cnt的該計(jì)數(shù)Z1-1、Z1、Z1+1，該計(jì)數(shù)器具有自身(慢)時鐘Ts，因此該脈沖合成階段PSY亦可以非常低的復(fù)雜度執(zhí)行。
圖5所示為一種脈沖合成階段PSY的執(zhí)行方式，其在復(fù)雜度方面較有利，用以產(chǎn)生具有相同的最大高度C的三角脈沖，該脈沖合成階段PSY包含一計(jì)數(shù)器CN1、一比較器COMP連接至該計(jì)數(shù)器的下鏈、一表格儲存TAB、一累積器AC以及一乘法器M。
假設(shè)計(jì)數(shù)Z1如同取樣時間Ts的整數(shù)倍數(shù)，該整數(shù)倍數(shù)N由方程式N＝Ts/Tz定義，下列關(guān)系式則接著成為該三角脈沖的輸出值p(nTs)結(jié)果p(nTs)＝{2C n N/Z-1for 0＜n＜Z1/(2N){2C-2C n N/Z-1for Z1/(2N)＜n＜Z1/N該計(jì)數(shù)器CN1產(chǎn)生值n表示離散時間，該比較器COMP檢查n是否小于Z1/(2N)，亦即必須使用上述方程式之上表示式或是下表示式來產(chǎn)生該信號值，如果滿足不等式n＜Z1/(2N)，則該比較器COMP輸出一控制信號S，其具有該值S＝1，否則S＝0維持為真。
該因子N/Z1以C0表示，既然僅有一有限數(shù)因子N/Z1存在，這些便能預(yù)先計(jì)算且儲存于表格儲存TAB中，現(xiàn)行所需值C0由該表格儲存中讀出，其在某種程度上依靠計(jì)數(shù)結(jié)果Z1，且轉(zhuǎn)送至該累積器AC，在該脈沖合成階段PSY系統(tǒng)時鐘率為TS-1，該累積器AC在S＝1時計(jì)算p＝C0n，或是在S＝0時計(jì)算p＝1-C0n。該脈沖形狀因此以正確的脈沖長度產(chǎn)生，該三角脈沖的最大振幅C由乘上該因子2C所決定，該乘法于該乘法器M中執(zhí)行，C則可根據(jù)其后單元(基頻處理BS’)需要選擇。
圖6所示為根據(jù)德國專利案DE 101 03 479 A1所描述的限制器鑒別器原則之一接收器電路結(jié)構(gòu)，圖6所示的公知轉(zhuǎn)換器電路WS與圖1所示的轉(zhuǎn)換器電路WS相同。
根據(jù)圖6，一無線信號由一天線A所捕捉，且經(jīng)由一輸入濾波器E輸入至一低噪聲輸入放大器LNA(低噪聲放大器)，該輸入放大器LNA以一調(diào)整增益放大該無線射頻天線信號，在該低噪聲放大后，該放大信號轉(zhuǎn)換成一中間頻率。為此目的，該低噪聲放大器LNA的輸出信號系輸入至兩混合器M1和M2，該混合器M1及M2以一已知方法運(yùn)作，其以一相位偏差90°及一混合頻率運(yùn)作，該混合頻率來自于一區(qū)域振蕩器(圖上未示)，用以運(yùn)作該混合器M1和M2的兩信號與其時間相關(guān)cos(ω0t)和sin(ω0t)相符，其中ω0表示分派給該振蕩器頻率的角頻率，而t代表時間。
在中間頻率的同相(I)和正交(Q)信號分別在該混合器M1和M2的輸出是有效的。
兩混合器M1和M2的輸出分別輸入一模擬頻道選擇濾波器KSF的一I和一Q信號輸入，其作為虛部頻率抑制。藉由頻道選擇濾波器KSF，選擇一特定頻率頻道且所需可用信號藉此由該基頻信號濾出-于該輸出端出現(xiàn)的干擾信號混合。
兩I和Q信號成分在該頻道選擇濾波器KSF的兩輸出A1、A2，以可用頻道的頻寬輸出。
在關(guān)于根據(jù)本發(fā)明基于限制器鑒別器原則的接收器電路方面，已知的轉(zhuǎn)換器電路WS由根據(jù)本發(fā)明如圖2所示的轉(zhuǎn)換器電路WS’取代，除此之外，使用簡化的基頻處理電路BS’代替BS(圖6以二頻道形式說明)，該模擬接收信號a(t)因此分別與在輸出A1和A2的I信號成分和Q信號成分相同。
在基頻處理/解調(diào)制方面，舉例來說，可使用在文件DE 101 03 479A1所描述的算法，其藉此與本文件內(nèi)容整合。
權(quán)利要求
1.一種轉(zhuǎn)換器電路，用以處理一限制器接收器結(jié)構(gòu)的一模擬頻率或相位調(diào)制接收信號，所述轉(zhuǎn)換器電路包含一限制器(L)，其轉(zhuǎn)換該模擬接收信號(a(t))成為一時間連續(xù)、值離散的限制器信號(lim(t))，所述限制器信號(lim(t))包含一序列的矩形脈沖；一評估電路(AW；ND，CN)，連接至該限制器(L)的下鏈，該評估電路檢測該限制器信號(lim(t))的二連續(xù)過零點(diǎn)間的時間距離(T1-1、T1、T1+1)，且輸出一過零點(diǎn)距離信號(cnt；Z1-1、Z1、Z1+1)；以及一信號合成電路(PSY)，其接收該過零點(diǎn)距離信號(cnt；Z1-1、Z1、Z1+1)，且以依靠后者的方式產(chǎn)生一值和時間離散處理信號(p(nTs))，所述值和時間離散處理信號(p(nTs))的過零點(diǎn)與該限制器信號(lim(t))的過零點(diǎn)相同，且所述值和時間離散處理信號(p(nTs))的用以信號合成的脈沖形狀具有比相同寬度之一矩形脈沖更小的頻譜寬度。
2.如權(quán)利要求1所述的轉(zhuǎn)換器電路，其特征在于該信號合成電路(PSY)使用一三角脈沖作為脈沖形狀。
3.如權(quán)利要求1或2所述的轉(zhuǎn)換器電路，其特征在于該評估電路(AW；ND，CN)以一時間精確度Tz檢測該限制器信號(lim(t))之二連續(xù)過零點(diǎn)間的時間距離(T1-1、T1、T1+1)；以及該處理信號(p(nTs))具有小于Tz-1的一取樣率Ts-1。
4.如前述權(quán)利要求其中一項(xiàng)所述的轉(zhuǎn)換器電路，其特征在于該評估電路(AW；ND，CN)包含一過零點(diǎn)檢測器(ND)，以及一計(jì)數(shù)器(CN)，所述計(jì)數(shù)器(CN)配置在該過零點(diǎn)檢測器(ND)的下鏈。
5.如權(quán)利要求3和4所述的轉(zhuǎn)換器電路，其特征在于該信號合成電路(PSY)具有一內(nèi)插器，所述內(nèi)插器以依靠該過零點(diǎn)距離信號(cnt；Z1-1、Z1、Z1+1)的形式在支持點(diǎn)合成該處理信號(p(nTs))，該支持點(diǎn)由使用預(yù)設(shè)脈沖形狀的取樣率Ts-1所決定。
6.一種用以在一限制器接收器結(jié)構(gòu)中轉(zhuǎn)換一模擬頻率或相位調(diào)制接收信號的方法，所述方法步驟包含由一模擬接收信號(a(t))產(chǎn)生一限制、時間連續(xù)、值離散的限制器信號(lim(t))，所述限制器信號(lim(t))包含一序列的矩形脈沖；決定該限制器信號(lim(t))的二連續(xù)過零點(diǎn)間的時間距離(T1-1、T1、T1+1)；以及以依靠由該限制器信號(lim(t))的連續(xù)過零點(diǎn)間決定的該時間距離(T1-1、T1、T1+1)的方式，合成一值和時間離散處理信號(p(nTs))，所述值和時間離散處理信號(p(nTs))的過零點(diǎn)與該限制器信號(lim(t))的過零點(diǎn)相同，且所述值和時間離散處理信號(p(nTs))的用以信號合成的脈沖形狀具有比相同寬度的一矩形脈沖更小的頻譜寬度。
7.如權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于使用一三角脈沖作為脈沖形狀。
8.如權(quán)利要求6或7所述的方法，其特征在于以一時間精確度Tz決定該限制器信號(lim(t))的二連續(xù)過零點(diǎn)間的時間距離(T1-1、T1、T1+1)；以及以小于Tz-1的一取樣率Ts-1合成該處理信號(p(nTs))。
9.如權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于為了決定該限制器信號(lim(t))的二連續(xù)過零點(diǎn)間的時間距離，檢測該限制器信號(lim(t))的過零點(diǎn)，兩相鄰過零點(diǎn)間的時間距離則藉由一計(jì)數(shù)器(CN)決定，所述計(jì)數(shù)器(CN)以該計(jì)數(shù)時鐘Tz-1計(jì)時。
10.如權(quán)利要求6至9其一所述的方法，其特征在于該值和時間離散處理信號(p(nTs))是以一依靠兩過零點(diǎn)間的時間距離而藉由在該支持點(diǎn)的預(yù)設(shè)脈沖形狀的內(nèi)插來計(jì)算，該支持點(diǎn)由該取樣率T-s-1所決定。
全文摘要
一種轉(zhuǎn)換器電路，具有一限制器(L)，所述轉(zhuǎn)換器電路轉(zhuǎn)換一模擬接收信號成為一值離散的限制器信號。一評估電路(AW)由該限制器信號的連續(xù)過零點(diǎn)間的時間距離決定一過零點(diǎn)距離信號。一信號合成電路(PSY)，計(jì)算一數(shù)字處理信號，所述數(shù)字處理信號的過零點(diǎn)與該限制器信號的過零點(diǎn)相同，且所述數(shù)字處理信號的脈沖形狀具有比矩形脈沖更小的頻譜寬度。
文檔編號H04L27/233GK1739273SQ200380108755
公開日2006年2月22日 申請日期2003年12月23日 優(yōu)先權(quán)日2003年1月13日
發(fā)明者B·菲貝克, M·哈梅斯, M·斯佩斯 申請人:因芬尼昂技術(shù)股份公司