專利名稱：低靈敏度元件三階∑-△過抽樣模/數(shù)轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般涉及一種三階∑-△模/數(shù)轉(zhuǎn)換器，更具體地說，涉及一種具有低靈敏度元件失配和有限放大器增益的三階∑-△過抽樣模/數(shù)轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)。
通過使用其后跟有數(shù)字低通濾波和分樣的過抽樣內(nèi)插(或∑-△)調(diào)制，用低分辨率元件可獲得高分辨率模/數(shù)(或A/D)信號轉(zhuǎn)換。過抽樣是指調(diào)制器以高于信號奈奎斯特(Nyguist)頻率多倍的頻率工作，而分樣是指將時鐘頻率降低到Nyguist頻率。
∑-△調(diào)制器(有時稱作△-∑調(diào)制器)用在A/D轉(zhuǎn)換器中已有一段時間了?？蓮囊韵略诖私Y(jié)合作為參考文獻(xiàn)的技術(shù)文章中獲得詳細(xì)的一般信息。
1)“使用有限循環(huán)振蕩器獲得穩(wěn)定A/D轉(zhuǎn)換器”，J.C.Candy，IEEE Transactions on Communications，Vol.COM-22，No.3，PP.298～305，1974年3月2)“使用三角加權(quán)內(nèi)插從∑-△調(diào)制器獲得13位脈碼調(diào)制(PCM)”J.C.Candy等人IEEE Transactions on Communications，Vol.COM-24，NO.11，PP.1268～1275，1976年11月3)“在∑-△調(diào)制器中使用二重積分”J.C.Candy，IEEETransactions on Communications，Vol. COM-33，NO.3，PP.249～258，1985年3月對于給定的過抽樣比率要獲得更高的分辨率，在過抽樣A/D轉(zhuǎn)換器設(shè)計領(lǐng)域已進(jìn)行了實際努力來改進(jìn)多階∑-△調(diào)制器。作為使用在此的術(shù)語“階”，∑-△調(diào)制器的階直接取決于對輸出和輸入間的誤差關(guān)于時間積分的次數(shù)，而多級∑-△A/D轉(zhuǎn)換器中的∑-△轉(zhuǎn)換器級的階直接由從該級的輸入到輸出過程中對輸入信號關(guān)于時間積分的次數(shù)所決定。
上面類型的A/D轉(zhuǎn)換器，其分辨率主要由兩個因素決定(1)調(diào)制器時鐘頻率與Nyguist頻率的比率，以下稱作為過抽樣比率，以及(2)調(diào)制器的“階”。本文中的“階”與頻率選擇性濾波器的階類似，指明了由調(diào)制器提供的頻譜成形的相應(yīng)次數(shù)。如同濾波器一樣，以增加硬件的復(fù)雜性為代價，使用更高的階，則可獲得更高的選擇性。承認(rèn)這兩個因素，最近的高分辨過抽樣A/D轉(zhuǎn)換的裝置使用了大的過抽樣比率和高的調(diào)制器的階。然而，實際情況可能限制能夠得到的過抽樣頻率和調(diào)制器階的范圍。例如，對于給定的調(diào)制器時鐘頻率，分樣后的過抽樣頻率反比于Nyguist頻率，因此不可能在不犧牲轉(zhuǎn)換頻率的情況下獲得任意高的過抽樣頻率。多種條件限制了調(diào)制器的階?？梢钥吹绞褂脝蝹€量化器而高于二階的裝置僅為條件穩(wěn)定，因而不適用。
可以使用另外一種方法，即通過級聯(lián)的低階調(diào)制器有效提供高階噪聲頻譜成形以確保穩(wěn)定工作。遺憾的是，這種結(jié)構(gòu)中調(diào)制器的匹配是關(guān)鍵，失配的程度控制著整個轉(zhuǎn)換器的精度。要求元件的嚴(yán)格匹配和高的運算放大囂(運放)增益意味著只能低產(chǎn)量生產(chǎn)這種電路，并可能需要微調(diào)，因而生產(chǎn)起來很昂貴。
該領(lǐng)域的早期工作，由于涉及與三階或更高階相關(guān)的穩(wěn)定性問題，故一直傾向于實現(xiàn)一階和二階調(diào)制器。在“一種無雙重積分環(huán)的多級∑-△調(diào)制器”(Proc.IEEE 1986 Int.Solid-State CircuitsConf.，pp.182-183，1986年2月)中T.Hayashi等人描述了一種使用級聯(lián)兩個一階級獲得二階特性的方法。第一級的量化誤差輸送到第二級，因而在數(shù)字微分后，第二級的輸出信號含有一個形成頻率量化噪聲的拷貝。最后，從第一級的輸出信號中減去第二級輸出信號產(chǎn)生只包含具有二階噪聲頻譜成形的第二級的量化噪聲的信號。但是，這種方法要求兩個一階調(diào)制器的特性嚴(yán)格匹配和高的運放增益。而且，非常需要使用三階調(diào)制器，在這種三階調(diào)制器中由過抽樣A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的數(shù)字輸出信號設(shè)有一階和二階量化噪聲。
利用三重級聯(lián)的一階調(diào)制器將Hayashi等人的方法擴展為三階A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)由Y.Matsuya等人在“使用三重積分噪聲頻譜成形的16位過抽樣A/D轉(zhuǎn)換技術(shù)”(IEEE J.Sohidl-State Circuits，Vol.SC-22，No.6，pp.921-929，1987年12月)中進(jìn)行了描述。但是，為得到理論上可獲得的分辨率該方法要求更嚴(yán)格的元件匹配同時也要求高運放增益。
在“使用兩級三階噪聲頻譜成形的13位綜合業(yè)務(wù)數(shù)字網(wǎng)絡(luò)頻帶A/D轉(zhuǎn)換器(ISDN-Band ADC)”(Proc.1988 Custom IntegratedCircuit Conf.，pp.21.2.1-4，1988年6月)中，L.Longo和M.A.Copeland公開了一種略為不同的方法，在該方法中，將一個二階調(diào)制器以級聯(lián)方式與一個一階調(diào)制器相連以實現(xiàn)三階噪聲頻譜成形。與其它方法稍稍不同的是，該方法具有降低元件匹配要求的優(yōu)點。
本發(fā)明者探索了一種改進(jìn)的三階∑-△模/數(shù)轉(zhuǎn)換器，該轉(zhuǎn)換器通過降低對元件失配、有限放大器增益和其它非理想的電路特性(在此稱為“非理想性”)的靈敏度來獲得三階噪聲頻譜成形。本發(fā)明者找到了能夠作為抽樣數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電容器電路實現(xiàn)的三階∑-△模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的改進(jìn)結(jié)構(gòu)。本發(fā)明者還試圖在具有調(diào)制器網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的三階∑-△模/數(shù)轉(zhuǎn)換器中提供三階量化噪聲頻譜成形，該調(diào)制器網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)使用有限增益放大器而且對常規(guī)電路非理想性相對不靈敏，因此A/D轉(zhuǎn)換器可獲得接近理論極限的分辨率。
本發(fā)明者提出了一種新的三階∑-△模/數(shù)轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，該網(wǎng)絡(luò)表現(xiàn)出對通常限制先有技術(shù)三階∑-△模/數(shù)轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)分辨率的實際非理想性(即，元件失配，放大器非線性、有限增益、過長穩(wěn)定時間，以及有限的信號動態(tài)范圍)顯著降低的靈敏度?？紤]非理想性，詳細(xì)的模擬表明用過抽樣率為64的新A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)可在80千赫茲轉(zhuǎn)換率獲得16位分辨率。盡管僅有2％的元件匹配和低如1000的放大器增益，仍可得到上述性能。盡管只是普通的所需電路規(guī)范，仍能實現(xiàn)這些特性水準(zhǔn)表明一種低成本、高產(chǎn)量的A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)現(xiàn)在是切實可行的。MOS，C MOS，BiCMOS，GaAs.或Bipolar集成電路技術(shù)可與這種新A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)結(jié)合使用以實現(xiàn)除去耦合電容器外沒有外部元件的完全單片式的A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)。新A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)格的適當(dāng)復(fù)雜度有效實現(xiàn)了具有高分辨率多通道模擬接口的數(shù)字信號處理芯片。
CT掃描器使用扇形波束能源，它的中心射線穿過靠近所掃描物體中心的空間中的特定點，因為該能量源沿著其中心在空間中該特定點的環(huán)形軌跡前進(jìn)。一種弧形長條檢測器元件放置在對著能量源的能量源空間中那個特定點的另一邊并跟蹤能量源圍繞空間中該特定點旋轉(zhuǎn)。被掃描的物體總是在扇形波束內(nèi)并吸收一部分在扇形波束的每個鄰接部分的幅射能量，而扇形波束的每部分的剩余幅射能量或“射線和”由弧形檢測器條上的相應(yīng)檢測器測量。該檢測器響應(yīng)能量源旋轉(zhuǎn)的每一連續(xù)增長而它的相對著的弧形檢測器條形成所掃描物體的單獨的“圖象”。在連續(xù)圖象持續(xù)的過程中檢測器的這些響應(yīng)存儲于存儲器中，因為對這些響應(yīng)的處理不是實時進(jìn)行的而是在掃描完成以后進(jìn)行。在這種順序處理過程中來自每一圖象的檢測器的響應(yīng)在背景投射到圖象空間以產(chǎn)生圖象元素或“象素”的灰度值之前用精心形成的有限脈沖濾波器核進(jìn)行預(yù)加權(quán)和前置濾波。在對每一圖象進(jìn)行加權(quán)并取和以便通過背景投影產(chǎn)生象素的灰度值期間，射線加起來穿過每個象素中心。亦即，由于每一射線之和表示從形成一段扇形波束的射線束吸收的能量之和，所述扇形波束橫過包括象素所在部分物體的連續(xù)部分，因此，歸因于由該段扇形波束所偏移象素中任何一個的能量吸收量值可以通過進(jìn)行包括穿過該象素的射線束的所有射線之和的自動校正過程確定。這個自動校正過程抑制射線之和中重要象素之前及其之后象素的投射陰影，這是由計算層析X射線攝影機產(chǎn)生層析X射線照片的基礎(chǔ)。在包括于實現(xiàn)該自動校正過程中的射線之和的相加結(jié)合中，每個射線和必須進(jìn)行加權(quán)以在射線束與穿過該象素的象素相關(guān)聯(lián)之前考慮扇形波束的發(fā)散。
盡管付里葉變換方法對計算層析X射線攝影機具有對背景投影重建固有的速度優(yōu)點，由于對噪聲的過度靈敏，用扇形波束掃描器被認(rèn)為是不合適的。卷積和背景投影重建方法適合于圖象管路輸送并產(chǎn)生相對地?zé)o來自處理過程的不希望的后生物的圖象。論文“對發(fā)散波束的卷積重建技術(shù)”(G.T.Herman，A.V.Lakshminarrayan and A.Naparstek，COMPUTER BIOLOGI CMEDICINE，第259-271頁，卷6，1976年10月)是有價值的，同樣，論文“使用有效計算技術(shù)和特殊目的處理器的扇形波束圖象重建算法的快速實現(xiàn)”(B.K.Gilbert，S.K.Kenue，R.A.Robb，A.Chu，A.H.Lent和E.E.Swartzlauder，IEEE TRANSACTIONS ON BIOMEDICAL ENGINEERING，第98-115頁Vol，BME-28，No.2，1981年2月)也是有價值的。
條形檢測器元件包括具有大約幾百個閃爍器的線性陣列和排列在閃爍器的線性陣列之后的幾百個左右的光敏二極管的線性陣列。閃爍器將X射線圖象轉(zhuǎn)換為光圖象，而光敏二極管將在該光圖象的元件中的光子轉(zhuǎn)換為電荷。光敏二極管具有各自的前置放大器，通常互抗放大器對傳感光敏二極管電流提供低輸入阻抗并為驅(qū)動后面電路提供低輸出阻抗。在先有技術(shù)CT系統(tǒng)中，光敏二極管—前置放大器組合在這種組合的整個組的組件中進(jìn)行分配，而且來自每個組件中前置放大器的模擬輸出電壓對共享模/數(shù)(或A/D)轉(zhuǎn)換器是作時分多路傳輸。
事實上已經(jīng)證明將A/D轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換特性與各個組件匹配是困難的，因為要實現(xiàn)背景投影計算，在轉(zhuǎn)換器輸出信號中要求非常大的分辨率位數(shù)(即，6-20位)。將A/D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換特性的線性做得盡可能的好，但是如果光敏二極管—前置放大器組合的每個組件中的光敏二極管在條狀檢測器元件中相互鄰接，轉(zhuǎn)換特性上的差異在最終的層析X射線照片中，導(dǎo)致“帶狀后生物”。這些帶狀后生物表現(xiàn)為具有相當(dāng)?shù)涂臻g頻率的高度偏差，因此它們對最終的層析X射線照片的觀察者來說是令人討厭地受到注意。為降低歸因于A/D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換特性差異的后生物的可見性，習(xí)慣作法是在每個光敏二極管—前置放大器組合的組件中使光敏二極管在成條狀的檢測器元件中的位置無規(guī)則排列，這樣在層析X射線照片中減少這些后生物的低空間頻率分量的似然性，而增加層析X射線照片中這些后生物的高空間頻率分量的似然性。如果需要對這些后生物的高空間頻率分量也可進(jìn)行低通空間濾波，對層析X射線照片中僅有一些高空間頻率細(xì)節(jié)的損失。使時分多路傳輸A/D轉(zhuǎn)換器的光敏二極管—前置放大器組合的連接混亂的作法在CT系統(tǒng)的元件中導(dǎo)致不希望的復(fù)雜電氣互連，但是，通過高速數(shù)字總線用時分多路傳輸方式來傳輸復(fù)雜數(shù)據(jù)。
使光敏二極管—前置放大器的組合到時分多路傳輸A/D轉(zhuǎn)換器的連接混亂的作法與將前置放大器和A/D轉(zhuǎn)換器物理上放置得盡可能靠近光敏二極管從而有利于使象噪聲這樣的外部電信號的干擾最小的要求相沖突。A/D轉(zhuǎn)換器和對它們進(jìn)行時分多路傳輸?shù)那爸梅糯笃魍ǔＲ詥纹呻娐?IC)的形式構(gòu)造，將光敏二極管連接到該實施光敏二極管混亂的IC需要大范圍的布線。由于光敏二極管的輸出阻抗為30兆歐量級，線路上外部信號的干擾可能是相當(dāng)大的。
本發(fā)明者指出，減小歸因于A/D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換特性差異的后生物低空間頻率分量的似然性的一種替換方法是給每個光敏二極管—前置放大器組合提供它自己的A/D轉(zhuǎn)換器。確實，這種作法進(jìn)一步省去對構(gòu)成帶狀后生物產(chǎn)生基礎(chǔ)的A/D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換特性的自動校正。這種作法還避免在這種模擬多路傳輸中帶來的多路傳輸在模擬方式和動態(tài)范圍上的限制。給每個光敏二極管—前置放大器組合提供其各自的A/D轉(zhuǎn)換器會遺留棘手的問題，即尋找具有足夠線性和合用的靈敏度位數(shù)以提供具有可接納的歸因于A/D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換特性差異的低后生物的層析X射線照片，該A/D轉(zhuǎn)換器具有足夠簡單和便宜而且被廣泛采用的結(jié)構(gòu)。
∑-△A/D轉(zhuǎn)換器的簡單性是引導(dǎo)本發(fā)明者在致力于避免產(chǎn)生帶狀后生物的過程中在CT掃描器中的每個光敏二極管—前置放大器組合之后考慮使用該轉(zhuǎn)換器的一個因素。在它們的∑-△調(diào)制器的反饋環(huán)路中具有單個位的數(shù)/模轉(zhuǎn)換器的∑-△A/D轉(zhuǎn)換器還能夠有非常線性的轉(zhuǎn)換特性。本發(fā)明者還認(rèn)識到∑-△A/D轉(zhuǎn)換器的分樣濾波器通過在檢測囂響應(yīng)背景投影到圖象空間以產(chǎn)生圖象元素或“象素”的灰度值之前提供仔細(xì)形成的需要用來抑制高頻前置放大器噪聲的有限脈沖濾波器能完成雙重功能的可能性。運用在過抽樣頻率上計時的分接數(shù)字延遲方式的抽樣數(shù)據(jù)FIR濾波囂或功能上等價的結(jié)構(gòu)可以自動調(diào)節(jié)其帶寬以適應(yīng)不同的過抽樣頻率。
當(dāng)希望時分多路傳輸來自數(shù)字化光敏二極管響應(yīng)的多個∑-△A/D轉(zhuǎn)換器的數(shù)字輸出信號時，所遇到的一個問題是在過抽樣頻率上進(jìn)行足夠的輸入信號抽樣的必要性，由此在對每個光敏二極管規(guī)定的檢測其光象部分的時間內(nèi)，有限脈沖響應(yīng)(FIR)分樣濾波器具有足夠的輸入抽樣覆蓋濾波器核心，即，用所有的FIR濾波器分接負(fù)載對足夠的輸入抽樣進(jìn)行加載。當(dāng)在檢測器響應(yīng)之前∑-△A/D轉(zhuǎn)換器的分樣濾波器還提供抑制高頻前置放大器噪聲所需要的仔細(xì)形成的有限脈沖濾波器時，這變成為更加困難的問題。本發(fā)明者已經(jīng)測定，為具有商業(yè)競爭性在要求的CT掃描器頻率和檢測器分辨率數(shù)位上，當(dāng)試圖在每個A/D轉(zhuǎn)換器中使用單個一階∑-△調(diào)器時，過抽樣比率趨于過剩。在此公開的三階∑-△過抽樣轉(zhuǎn)換器特別適合于在CT掃描器中用在每一光敏二極管—前置放大器組合之后，由此避免產(chǎn)生帶狀后生物。
一種構(gòu)成本發(fā)明的過抽樣內(nèi)插(∑-△)模/數(shù)轉(zhuǎn)換器網(wǎng)絡(luò)包括接收需轉(zhuǎn)換的模擬信號作為其輸入信號并以從其中的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器輸出的輸出數(shù)字信號為響應(yīng)的二階調(diào)制器，其模/數(shù)轉(zhuǎn)換器引入表現(xiàn)為雙微分形式的量化噪聲作為該二階調(diào)制器的數(shù)字輸出信號的不希望的量化噪聲分量；接收二階調(diào)制器的數(shù)字輸出信號去掉由其中的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器引入的量化噪聲、并以從其中的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器輸出的數(shù)字輸出信號為響應(yīng)的一階調(diào)制器；以及用于將二階調(diào)制器和一階調(diào)制器的數(shù)字輸出信號相加以獲得記述由二階調(diào)制器作為輸入信號接收的模擬信號、但實際上與來自二階調(diào)制器的不希望量化噪聲分量無關(guān)的數(shù)字輸出信號的數(shù)字誤差消除電路。
參考附圖，通過對本發(fā)明的最佳實施例的詳細(xì)描述，將更好地理解上述的和別的目的、方面和優(yōu)點。圖中

圖1為一個已知的∑-△A/D轉(zhuǎn)換器電路框圖；圖2(a)、2(b)、2(d)和2(e)圖示了與圖1中A/D轉(zhuǎn)換器工作相關(guān)的典型的功率譜，而圖2代表了圖1中分樣濾波器的典型濾波特性；圖3為根據(jù)本發(fā)明的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的電路框圖；圖4為體現(xiàn)本發(fā)明圖3類型的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的一種方案的功能框圖；圖5為本發(fā)明圖3類型三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)一個具體實施例的功能框圖；圖6為圖5中的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的抽樣數(shù)據(jù)單端轉(zhuǎn)換電容器裝置的電路框圖；圖7為圖5中的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的抽樣數(shù)據(jù)差分轉(zhuǎn)換電容器裝置的電路框圖；圖8圖示了使用在圖7電路中的時鐘信號的波形。
圖9是能夠用在圖3、4和5的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)中分樣濾波器的電路框圖。
圖10是根據(jù)本發(fā)明的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的電路框圖，它是圖3類型的一種替換形式；圖11是體現(xiàn)本發(fā)明圖10類型三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的一種方案的功能框圖；圖12示出一種形式的數(shù)字分樣濾波器。
圖13是根據(jù)本發(fā)明的一種三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的電路框圖，它是圖3和圖9類型的一種替換類型；以及圖14是體現(xiàn)本發(fā)明圖13類型三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的一種方案的功能框圖。
圖15示出的一種形式的數(shù)字分樣濾波器。
圖1表示了一個已知的∑-△A/D轉(zhuǎn)換器的實施例，其中過抽樣內(nèi)插(∑-△)調(diào)制器10與一低通分樣濾波器12耦合，該濾波器12隨即與抽樣頻率壓縮器14耦合，調(diào)制器10的作用是使低分辨A/D轉(zhuǎn)換器的量化噪聲頻譜成形，從而高頻密集。輸入調(diào)制器10的信號X(n)是頻率為Fs的理想正弦信號并由調(diào)制器10以抽樣頻率Fm對其抽樣。接著用低通濾波和分樣來移動量化噪聲體，結(jié)果在降低的轉(zhuǎn)換頻率Fm/N處產(chǎn)生一高分辨率數(shù)字信號，其中N為過抽樣比率，或輸出時鐘頻率(F′)與輸入時鐘(或抽樣)頻率Fm的比率。
圖1中，顯示了下列函數(shù)輸出信號x(n)，調(diào)制器輸出信號u(n)，濾波器輸出信號W(n)，以及A/D轉(zhuǎn)換器輸出信號y(n)和濾波器脈沖響應(yīng)特性h(n)。相應(yīng)的頻譜|X(f)|、|U(f)|、|W(f)|、|Y(f)|和濾波器特征函數(shù)|H(f)|分別表示在圖2(a)、2(b)、2(d)、2(e)和3(c)中，并分別代表了圖1中的電路在(a)、(b)、(d)、(e)和(c)各個位置時的狀態(tài)。這些頻譜圖解了由調(diào)制器10提供的噪聲頻譜成形和在由壓縮器14進(jìn)行取樣頻率轉(zhuǎn)換前由低通分樣濾波器12提供的高頻噪聲衰減。
圖3表示了一個體現(xiàn)本發(fā)明的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的簡化框圖，它包含一個耦合于一階調(diào)制器30的二階調(diào)制器20。二階調(diào)制器20含有一對級聯(lián)的積分器22和24，一個耦合于積分器24輸出端的A/D轉(zhuǎn)換器26，和一個在第一反饋回路中耦合在A/D轉(zhuǎn)換器26的輸出和積分器22的輸入(通過一個加減單元32)之間的在第二反饋回路中耦合在A/D轉(zhuǎn)換器26的輸出和積分器24的輸入(通過一個增益為2的放大器23和串聯(lián)連接的加減單元34)之間的數(shù)/模(D/A)轉(zhuǎn)換器28。
二階調(diào)制器20響應(yīng)一個模擬輸入信號x(t)，并在低頻ω＜＜πT時(T為取樣周期，T＝1/Fm)產(chǎn)生一個數(shù)字輸出信號，約為x+d2Q1/dt2包含一個數(shù)字表示理想模擬輸入信號的x分量和一個成形的量化噪聲信號d2Q1/dt2。在二階調(diào)制器20內(nèi)由A/D轉(zhuǎn)換器26在A/D轉(zhuǎn)換期間產(chǎn)生的量化噪聲Q1由兩個積分回路進(jìn)行雙重微分并在二階調(diào)制器20的輸出信號中擴大到事實上更高的頻率。加到A/D轉(zhuǎn)換器26上的信號為模擬信號x+d2Q1/dt2-Q1等于數(shù)字輸出信號x+d2Q1/dt2減去附加量化噪聲Q1并將其加到一階調(diào)制器30上。
一階調(diào)制器30包含一個耦合到A/D轉(zhuǎn)換器38上的信號積分器36。一個D/A轉(zhuǎn)換器40耦合在A/D轉(zhuǎn)換器38輸出和積分器36的輸入(通過一個加減單元42)間的反饋回路中。在一階調(diào)制器30中由A/D轉(zhuǎn)換器38在A/D轉(zhuǎn)換期間產(chǎn)生的量化噪聲Q2由單積分回路進(jìn)行微分并在從一階調(diào)制器30輸出的輸出信號中擴大到更高頻率。一階調(diào)制器30在低頻ω＜＜πT狀態(tài)下產(chǎn)生一個數(shù)字輸出信號，約為x+d2Q1/dt2-Q1+dQ2/dt它等于與它的輸入信號完全一樣的信號加上經(jīng)微分的附加量化噪聲信號dQ2/dt。
一個數(shù)字減法器44耦合在二階調(diào)制器20和一階調(diào)制器30的輸出端以確定來自調(diào)制器20和30的數(shù)字輸出信號間的差異。將一個數(shù)字雙重微分器46耦合到數(shù)字減法器44的輸出端對來自數(shù)字減法器44的數(shù)字差異信號進(jìn)行兩次微分。一個數(shù)字加法器48耦合在二階調(diào)制器20和數(shù)字雙重微分器46的輸出端，將來自調(diào)制器20的數(shù)字輸出信號加到由數(shù)字雙重微分器46產(chǎn)生的合成數(shù)字輸出信號上。將由加法器48產(chǎn)生的數(shù)字輸出信號加到數(shù)字分樣濾波器50上。
現(xiàn)忽略調(diào)制器30的輸出量化噪聲dQ2/dt，來自調(diào)制器20和30的兩個數(shù)字輸出信號之間的差異正好等于負(fù)的二階調(diào)制器20的量化噪聲(-Q1)。來自數(shù)字雙微分器46的雙微分信號(-d2Q2/dt2)通過數(shù)字加法器48加到二階調(diào)制器20的數(shù)字輸出信號從而實現(xiàn)將調(diào)制器20的量化噪聲Q1消除。
現(xiàn)在考慮到在前面被忽略的量化噪聲信號dQ2/dt，噪聲信號Q2由一階調(diào)制器30進(jìn)行一次微分，產(chǎn)生信號dQ2/dt。由數(shù)字微分器46對其再進(jìn)行另外兩次微分，因此在加法器48的輸出信號y(t)中，僅有的噪聲是三次微分噪聲信號d3Q2/dt3。這等于量化噪聲的三階成形，它大大地衰減了其基頻分量而強調(diào)其高頻功率。由數(shù)字分樣濾波器50將該三次微分噪聲信號d3Q2/dt3從最后的數(shù)字輸出信號中有效地消除。
根據(jù)圖4的離散時間域功能框圖，預(yù)定在一個抽樣數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換電容器電路中實現(xiàn)三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)。使用過抽樣調(diào)制器的一個設(shè)計目的是將模擬信號電平定標(biāo)在參考電壓的那一級上。因此，在圖4中表示的離散時間域方案表明對于本發(fā)明的新轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)該方案是可行的。
圖4中，每個積分器22、24和36都表示成前面有一加法器(或求和)單元62的一周期延遲寄存器60。數(shù)字雙重微分器46被表示為一對級聯(lián)微分器78，每一次都包含一個后面跟著數(shù)字減法器82的延遲寄存器80。
具有增益系數(shù)為k1a的放大器84位于二階調(diào)制器20中，在積分器22的輸出端并跟在加法單元32的后面。具有增益系數(shù)k1b的放大器86將積分器22的輸出通過求和單元34耦合到積分器24的輸入端。另一個具有增益系數(shù)為2k1ak1b的放大器位于D/A轉(zhuǎn)換器28的輸出和求和單元34的負(fù)輸入間的二階調(diào)制器20的反饋回路中，而調(diào)制器20中的第二反饋回路是通過將轉(zhuǎn)換器28的輸出耦合到求和單元32的負(fù)輸入提供用。增益為j1的放大器92將積分器24的輸出耦合到一階調(diào)制器30中的加減單元42，同時增益為k2的放大器90位于調(diào)制器30中加減單元42后、積分器36的輸入端。
具有乘法系數(shù)為g1的數(shù)字乘法器74將一階調(diào)制器30的A/D轉(zhuǎn)換器38的輸出耦合到數(shù)字減法器44，同時D/A轉(zhuǎn)換器40將A/D轉(zhuǎn)換器38的輸出耦合到加減單元42。二階調(diào)制器20的A/D轉(zhuǎn)換器26的輸出通過延遲寄存器76連接到數(shù)字減法器44的負(fù)輸入和數(shù)字加法器48。短劃線9將數(shù)字線路21和模擬線路19分開。
圖4中，系數(shù)k1a、k1b和j1為模擬比例系數(shù)，而g1是數(shù)字乘法系數(shù)。這些系數(shù)必須遵循下列關(guān)系j1g1＝1/(K1ak1b) (1)這些關(guān)系只在僅有1位A/D轉(zhuǎn)換器和1位D/A轉(zhuǎn)換器被使用的情況下有意義。通常選擇小于1的K系數(shù)以降低調(diào)制中的內(nèi)部電壓電平從而避免限幅。對圖4中的網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行分析，在離散時間域內(nèi)導(dǎo)出下列輸入信號/輸出信號關(guān)系式V0(n)＝V1(n-3)+g1[e2(11)-3e2(n-1)+3e2(n-2)-e2(n-3)] (2)和在相應(yīng)的頻率域中V0(z)＝Z-3V1(z)+g1(1-Z-1)3E2(Z) (3)其中，n代表離散時間瞬間nT(T為取樣周期)，Z為離散時間頻率變量以及E2為第二級的量化誤差。應(yīng)當(dāng)注意在電壓電平和輸出噪聲強度之間存在協(xié)調(diào)關(guān)系，特別是，如果使用比例關(guān)系，而k1ak1b＜1，則g1＞1，根據(jù)方程(2)和(3)輸出誤差按比例增大。
雖然表示在圖4中的裝置具有使用1位A/D轉(zhuǎn)換器和D/A轉(zhuǎn)換器的意思，但通過使用多位A/D轉(zhuǎn)換器和D/A轉(zhuǎn)換器可獲得其性能的改善。對于量化級L大于一位，即L＜1時，圖4中k1a＝k1b＝k2＝1以及j1g1＝1。
圖5表示一個有L＝1，k1a＝k1b＝k2＝1/2，j＝1和g＝4的新的三階∑-△過樣A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的具體裝置。因此，二階調(diào)制器20中的放大器84和86以及一階調(diào)制器30中的放大器90增益系數(shù)均為1/2，數(shù)字乘法器74乘法系數(shù)為4。(使用在圖4電路中的增益系數(shù)為j1＝1的放大器92和增益系數(shù)為2k1ak1b＝1/2的放大器88在圖5的電路中未示出)。這種裝置只需要1位A/D和D/A轉(zhuǎn)換器。
圖6表示了圖5網(wǎng)絡(luò)中的轉(zhuǎn)換電容器裝置，它使用單端信號流和無寄生電容積分器。對這種積分器有過描述，例如在“用于信號處理的模擬MOS集成電路”(R.Gregorian，PP 277-280，Wiley，NewYork，1986)中，在此結(jié)合作為參考文獻(xiàn)。在二階調(diào)制器20中，積分器22體現(xiàn)為具有反饋電容器102和轉(zhuǎn)換輸入電容104的高增益差分放大器(運算放大器)。開關(guān)S1用于在模擬輸入信號和調(diào)制器20的反饋回路之間對電容器104進(jìn)行轉(zhuǎn)換。開關(guān)S2用于將電容器104的輸出電壓在差分放大器100的兩個輸入端間進(jìn)行轉(zhuǎn)換。類似地，積分器24體現(xiàn)為具有反饋電容器112和一對轉(zhuǎn)換輸入電容器114和103的高增益差分放大器(運放)。開關(guān)S3用于在來自差分放大器100的模擬輸出信號以及地之間轉(zhuǎn)換電容器114，而開關(guān)S9是用于在調(diào)制器20的反饋回路和地之間轉(zhuǎn)換電容器103。開關(guān)S4用于在差分放大器110的兩個輸入之間對電容器114和103的輸出電壓進(jìn)行轉(zhuǎn)換。以抽樣率1工作的比較器116將差分放大器110的模擬輸出信號轉(zhuǎn)換為二進(jìn)制輸出信號。該二進(jìn)制輸出信號由鎖存器118存放并通過延時寄存器76加至數(shù)字減法器44的反相輸入端和數(shù)字加法器48。鎖存器118的輸出信號還控制開關(guān)S5，根據(jù)比較器116鎖存輸出信號的正負(fù)極性，將反饋回路在正參考電壓+Vref和負(fù)參考電壓-Vref間進(jìn)行轉(zhuǎn)換。
在一階調(diào)制器30中，積分器36體現(xiàn)為具有一個反饋電容器122和一個轉(zhuǎn)換輸入電容器124的高增益差分放大器(運放)120。開關(guān)S用來在來自差分放大器110的模擬輸出信號和調(diào)制器30的反饋回路間轉(zhuǎn)換電容器124。開關(guān)S7用來在差分放大器120的兩輸入端間轉(zhuǎn)換電容器124的輸出電壓。在抽樣頻率1下操作的比較器126將來自差分放大器120的模擬輸出信號轉(zhuǎn)換為二進(jìn)制輸出信號。該二進(jìn)制輸出信號存儲在鎖存器128中，由乘法器74乘4后加到數(shù)字減法器44上。鎖存器128的輸出信號還控制一個開關(guān)S8，根據(jù)來自比較器126的被鎖存的輸出信號極性是正還是負(fù)，在正參考電壓+Vref和負(fù)參考電壓-Vref之間切換反饋回路。由數(shù)字減法器44產(chǎn)生的數(shù)字差分信號由數(shù)字雙微分器46對其進(jìn)行二次微分，并將合成微分信號加到數(shù)字加法器48上。正如在該領(lǐng)域所熟知，以金屬氧化物半導(dǎo)體轉(zhuǎn)換裝置來實現(xiàn)的開關(guān)均以共同相位1表示。
開關(guān)S1-S4，S6，S7和S9均為由時鐘相位信號1、2控制的模擬開關(guān)，該相位信號由一振蕩器或時鐘電路(未示出)產(chǎn)生。該時鐘信號不重疊并異相180°。
當(dāng)開關(guān)S1-S4，S6，S7和S9處于圖6所示的位置時，電容器104充電到模擬輸入信號的幅度，同時電容器114充電到放大器100的輸出電壓，電容器124充電到運放110的輸出電壓。同時電容器103完全放電。
由圖所示連接到正參考電壓的開關(guān)S5和S8分別由鎖存器118和128的輸出信號控制。因此，當(dāng)比較器116或126的輸出信號鎖存值大時開關(guān)S5或S8分別與正參考電壓相連，當(dāng)比較器116或126的輸出信號鎖存值小時，開關(guān)S5或S8分別與負(fù)參考電壓相連。
當(dāng)相位2出現(xiàn)時，開關(guān)S1-S4，S6，S7和S9從圖6中所示的位置切換。這樣，D/A轉(zhuǎn)換器28通過開關(guān)S5提供一個選擇參考電壓(圖示為正極)加到電容器104的電壓上并供給放大器100的反相輸入端。該輸入信號在電容器102中進(jìn)行積累直到時鐘相位1重新出現(xiàn)。同時，放大器100以前的(即相位1)輸出電壓存儲在電容器114中，加上來自開關(guān)S5現(xiàn)在存儲在電容器103的參考電壓，一起提供給放大器110的反相輸入端，放大器110以前的(即相位1)輸出電壓(存儲在電容器124中)提供給放大器120的反相輸入端。放大器100、110和120各自對提供到相應(yīng)反相輸入端的輸入電壓進(jìn)行累積直到再次出現(xiàn)相位1。
如果輸入到比較器116的信號是正的，開關(guān)S5與正參考電壓+Vref連接，而如果信號是負(fù)的開關(guān)S5與負(fù)的參考電壓-Vref連接。比較器輸入端的信號由對電容器103和114上的電壓之差值進(jìn)行積分所決定。積分器22的輸出電壓是對輸入信號和根據(jù)開關(guān)S5的位置決定的正或負(fù)參考電壓之間差值的積分。積分器22的輸出信號也可看作模擬輸入信號與模擬輸入信號的數(shù)字表示間的差值。
積分器22對模擬輸入信號作為非反相積分器，對由比較器116控制的一位D/A轉(zhuǎn)換器28作為反相積分器。積分器22的輸出信號將每個相位2改變(Vin-VD/A1)k1a的量值，其中VD/A1是D/A轉(zhuǎn)換器28的輸出電壓，同時在相位1期間，積分器22的輸出信號保持于上一個相位1建立的值。積分器36以類似的方式工作，除了其輸入信號是積分器24的輸出信號減去D/A轉(zhuǎn)換器40的輸出信號，即，積分器36的輸出信號以(V2-VD/A2)k2的量值改變每個相位2，其中V2是積分器36的輸出電壓并保持在相位1，VD/A2是D/A轉(zhuǎn)換器40的輸出電壓。
積發(fā)器24的結(jié)構(gòu)稍不同于積分器22和36的結(jié)構(gòu)，即它將兩個分開的電容器114和103用于其兩個輸入信號。既然對于積分器24的兩個輸入信號需要不同的電容率，上述結(jié)構(gòu)就是必須的。特別是，對積分器22的輸出信號應(yīng)以比例為k1b進(jìn)行積分。而對D/A轉(zhuǎn)換器28的輸出信號需要以比例-2k1ak1b進(jìn)行積分，因此，結(jié)合使用非反相和反相轉(zhuǎn)換電容積分器作為積分器24。通過使用迭加，由在緊鄰運放100求和結(jié)點的開關(guān)S4上的公共接線提供多重輸入信號。既然每個分離的輸入電容器114和103在地和運放110的反相輸入端間轉(zhuǎn)換，開關(guān)S4可共用，盡管單獨開關(guān)S3和S9需要用來連接兩個輸入信號。積分器24的輸出信號將每個相位2變化k1bV2-2k1ak1bVD/A2并在相位1期間保持。在k1a＝1/2情況下，兩輸入電容器114和103具有相同的值，可用單個電容器代替，就象積分器22和36一樣。
圖6的電路對電容器失配誤差有較大的寬容。兩個轉(zhuǎn)換電容積分器22和36各自使用一單個轉(zhuǎn)換電容器104和124，以獲得兩個輸入信號的差值。因此，減法運算不受誤差影響。剩下的轉(zhuǎn)換電容積分器24使用兩個分開的轉(zhuǎn)換電容器114和103來獲得其兩個輸入信號的差值；然而，當(dāng)涉及輸入時，這里的匹配誤差可忽略。其他剩下的和差運算也可無誤差地數(shù)字式地實現(xiàn)。僅有的與元件失配有關(guān)的誤差是乘積k1ak1b在等于1/j1g1以上的偏碼。這對來自第一級的量化噪聲有漏泄作用，其數(shù)量為 [1-j1g1/(k1ak1b)](1-Z-1)E1(Z)(4)使總輸出電壓V0(z)變?yōu)閂0(z)＝Z-3V1(Z)+g(1-Z-1)E2(Z)+[1-j1g1/(k1ak1b)2][1-Z-1)2E1(Z) (5)其中，E1表示第一級的量化噪聲。既然失配程度，即1-j1g1/(k1ak1b)乘以一個已有二階噪聲頻譜成形的項，即(1-Z-1)2E1(Z)，則可寬容一個相對大的k1a或k1b的誤差而沒有過分的衰減。例如，可以看到，在過抽樣比率為64比1時，在乘積k1ak1b上5％的誤差將提供的總的量化噪聲小于ldB。
已對這種新的過抽樣調(diào)制器的一種方案進(jìn)行了擴充模擬。新的A/D轉(zhuǎn)換器參數(shù)如下三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換器參數(shù)參數(shù) 規(guī)格 單位調(diào)制器時鐘頻率 5.12MHz過抽樣比率 6.4參考電壓 1.25V分辨率 16 bits將模擬結(jié)果概括如下參數(shù) 數(shù)值 單位條件輸入信號 0.8 Vpr運放增益 1000運放帶寬 30 MHz運放變化率 200 V/μS元件容許偏差 1％分樣濾波器 SINC4(使用一個梳狀濾波器)理想特性諧波失真 -145 dB信號(噪聲+失真)101.2dB具有非理想性質(zhì)的特性--------------------諧波失真-125dB信號(噪聲+失真) 99.2dB因此，本發(fā)明構(gòu)造了一種改進(jìn)的獲得三階噪聲頻譜成形的調(diào)制器網(wǎng)絡(luò)，而且顯著降低了對元件的匹配和其它大部分實際非理想特性的靈敏度。模擬表明盡管有2％的元件匹配和1000的運放增益，仍可獲得16位信噪比。估計這種含有該調(diào)制器的集成電路可以高產(chǎn)量地制造，而無需調(diào)整或校準(zhǔn)，也沒有任何嚴(yán)格的工序技術(shù)要求。因此本發(fā)明期待能經(jīng)濟地獲得一種高分辨率、多通道A/D轉(zhuǎn)換器。
盡管到現(xiàn)在只圖示了帶有單端輸出的調(diào)制器元件，即積分器、A/D轉(zhuǎn)換器和D/A轉(zhuǎn)換器。本發(fā)明的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換器可通過應(yīng)用一個使用帶差分輸出的積分器的差分信號通路實現(xiàn)，從而改善電源噪聲的衰減。這表示在圖7中。
圖7圖示了一個應(yīng)用了差分放大器的網(wǎng)絡(luò)，該差分放大器是用于三階∑-△過抽樣A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)測試芯片中的典型電路，同時圖8圖示了應(yīng)用在圖7中的時鐘波形。圖1的電路不同于顯示在圖6中的單端轉(zhuǎn)換電容器A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，在其中它使用三相時鐘代替二相時鐘，它使用一個完全平衡(或差分)信號通路用以更好地對寄生電源噪聲和公共模式信號進(jìn)行衰減，它使用一個切換穩(wěn)定電路200來抑制低頻運放噪聲，雖然它是一個差分電路仍可作為單端輸入電路工作。應(yīng)用于圖7電路中的積分器22、24和36每一個都含有平衡輸出和平衡輸入。
考慮圖7電路的工作，通過假設(shè)總是要求切換相位CHP，先忽略存在作為積分器22一部分的切換器200。也假設(shè)一個平衡輸入信號。在這些情況下，其工作類似于圖6中的單端電路，其時鐘相位的定義不同，即，圖6電路中的時鐘相位1和2現(xiàn)分別對應(yīng)于3和1。如果暫時忽略相位2，其工作與圖6的描述一樣除了當(dāng)兩個輸入電容器201和202在相位3期間對輸入信號取樣時，它們的輸出側(cè)通過開關(guān)S10連在一起代替接地。這樣連接導(dǎo)致只獲得輸入信號的差異部分。如果電容器201和202轉(zhuǎn)換為接地以代替相互連接，對一個公共模式信號(如果存在)也進(jìn)行抽樣；然而，在圖示的結(jié)構(gòu)中，只根據(jù)兩輸入信號間的差異，而不根據(jù)它們的平均值，將電荷存儲在輸入電容器201和202上。用于網(wǎng)絡(luò)第二級積分器24中的輸入電容203和204以及用于網(wǎng)絡(luò)第三級積分器36中的輸入電容205和206有類似的作用。
按剛才所描述的，用于每個積分器級的輸入電容器的輸出側(cè)決不與電壓源或地相接，因此每個電容器上的電壓將是任意的。類似地，接收來自其輸入電容器信號的運放輸入端的電壓電平也是不確定的。因此，為在輸入電容的輸出(右手)側(cè)產(chǎn)生電勢，當(dāng)每個輸入電容的輸入(左手)側(cè)保持連接以接收參考信號時，在相位2期間使用接地的連接。
另一與圖6的電路的微小差別是，在輸入電容201和202，203和204，以及205和206的輸入(或左手)側(cè)分別直接提供1位D/A轉(zhuǎn)換器210、211和212以取代圖6網(wǎng)絡(luò)所示的使用單極雙擲開關(guān)S5和S8。然而，既然在每個D/A轉(zhuǎn)換器210、211和212中的開關(guān)由其相位與所希望的時鐘相位相等的信號控制(該時鐘相位與鎖存比較器信號為邏輯“與”關(guān)系)，其作用相同。這種裝置避免了要求兩個開關(guān)串聯(lián)和在高頻電路操作中的與其有聯(lián)系的速度損失。
對D/A轉(zhuǎn)換器210、211和212中各個開關(guān)位置的邏輯如下DAC1P＝12* CMP1DDAC1N＝12*CMP2DDAC2P＝12* CMP2DDAC2N＝12*CMP2D其中CMP1D為位于第二級積分器24輸出端的比較器216的輸出信號，并由鎖存電路218鎖存；CMP1D為位于第三級積分器36輸出端的比較器226的輸出信號，并由鎖存電路228鎖存。圖8示出了時鐘波形12。
考慮切換器的作用，由在第一運放222的每一側(cè)的雙極、雙擲開關(guān)200表示的MOS開關(guān)裝置在切換器時鐘信號CHP和CHN的控制下，在運放的輸入和輸出端完成一個信號極性的周期性翻轉(zhuǎn)。圖示在圖8波形中的時鐘CHP和CHN可以輸出轉(zhuǎn)換頻率的整倍數(shù)的任意頻率交變，直到調(diào)制器的最大頻率。當(dāng)時鐘CHP為高時，切換器在輸入和輸出端選擇通過運放222的非反相通路，而當(dāng)相位CHN為高時，產(chǎn)生一個反相結(jié)構(gòu)。既然每當(dāng)時鐘CHN為高時反相在輸入輸出同時發(fā)生，所以對傳輸?shù)椒e分器的信號沒有影響。然而，來自運放本身的噪聲只通過切換器的輸出開關(guān)，這樣的話它以由切換器時鐘的頻率所決定的頻率進(jìn)行極性變化。這等于由振幅為±1周期性二次波信號增加了噪聲，其放大器噪聲的調(diào)制多達(dá)切換器二次波和所有諧波的頻率。結(jié)果，將嚴(yán)重的低頻閃爍(或1/f)噪聲從調(diào)制器的基本頻帶移出。閃爍噪聲在R Gregorian的前面提取的“用于信號處理的模擬MOS集成電路”第500～505頁中討論過，這里結(jié)合作為參考文獻(xiàn)。隨后由分樣濾波器(圖7中未示出)進(jìn)行數(shù)字濾波，消除調(diào)制器的1/f噪聲。事實上，以等于或高于分樣濾波器的輸出頻率整數(shù)倍的頻率切換，將二次波的基頻和諧波加在分樣濾波器的零頻(如果使用了梳形濾波器)，便于消除調(diào)制噪聲。本領(lǐng)域的技術(shù)人員將會知道本發(fā)明不僅限于使用數(shù)字分樣濾波器，任何可抑制高頻量化噪聲分量的信號處理電路均可替換使用。
圖9示出了圖3的數(shù)字分樣濾波器的一種形式。圖9圖示出一種SINCn型梳形濾波器，這種類型由E.Dijkstra，O.Nye，C.Piguet和M.Degrauwe在他們的論文“在∑-△調(diào)制器中使用模運算梳形濾波器”(pp 2001-2004，Proc.of the IEEE Conf.On Acconstics，Speech & Processing，1988)中進(jìn)行了描述。圖3中的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)用下列6階正弦形特性形成它的量化噪聲頻譜SN(WT)＝kQN[2Sin(WT/2)]2l其中kQN是未成形的(白)量化噪聲的功率譜密度，L＝3是∑-△調(diào)制器的階數(shù)。如果n比L大1，SinCn型梳形濾波器能夠充分抑制這種量化噪聲。圖9中的梳形濾波器，其n等于4，將在圖3的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)中加法器48的和輸出信號中充分抑制量比噪聲kQN[2Sin(WT/2)]6。
圖9的梳形濾波器接收來自圖3、4或5∑-△調(diào)制器的數(shù)字加法器48的和輸出信號作為它的輸入信號在級聯(lián)的幾個積分器中進(jìn)行n次積分，在圖9的梳形濾波器中n等于4，每個積分器300包括一個相應(yīng)的數(shù)字加法器301和一個相應(yīng)的延遲寄存器302用來將加法器301的和輸出反饋回其輸入端。在分樣過程中，該級聯(lián)的4重積分響應(yīng)在一個可由多位鎖存器形成的數(shù)字抽樣器310中進(jìn)行分抽樣n∶1。數(shù)字抽樣器310的分抽樣響應(yīng)在級聯(lián)的n個微分器320中進(jìn)行n次微分，在圖9的梳形濾波器中n等于4，所圖示的每個微分器320包括數(shù)字加法器321，用來將微分器320的輸入信號的當(dāng)前抽樣與儲存在延遲寄存器322中的以前抽樣加在一起，由此產(chǎn)生一和輸出信號，該和輸出信號是相對于微分器320的輸入信號關(guān)于時間的導(dǎo)數(shù)。由最后的微分器320出來的響應(yīng)在幅度上由一數(shù)字換算器330按比例降低nn，它是最終分樣濾波器50的響應(yīng)。
圖10示出圖3三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的變型，該變型是本發(fā)明的替換實施例。二階調(diào)制器20的輸出信號在數(shù)字雙積分器51中進(jìn)行雙重積分，并且數(shù)字雙積分器51的響應(yīng)在數(shù)字加法器52中與二階調(diào)制器20輸出信號相加，而不對減法器44的差分輸出信號相對于時間進(jìn)行雙微分和將結(jié)果與二階調(diào)制器20的輸出信號相加，以消除來自二階調(diào)制器20的量化噪聲。加法器52的和輸出信號包括模擬輸入信號的低通濾波(兩次積分)數(shù)字化外加來自一階調(diào)制器30的一階量化噪聲。來自二階調(diào)制器20的量化噪聲不在加法器52的和輸出信號中出現(xiàn)，該和輸出信號提供給以數(shù)字輸出信號y(t)為響應(yīng)的數(shù)字分樣濾波器53。
圖11示出圖4三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的變型，該變型是本發(fā)明的替換實施例并是一般地示于圖10的類型。數(shù)字雙積分器51更具體地圖示在圖11中作為一對級聯(lián)的積分器54，每個積分器54包含一數(shù)字加法器55和一個用來將加法器55的和輸出反饋回其輸入端的延時寄存器56。
圖12示出數(shù)字分樣濾波器53可采用的一種形式。數(shù)字分樣濾波器53與圖10或11中的數(shù)字加法器52的和輸出信號連接，接收該信號作為它的輸入信號，并與圖3或圖4中與數(shù)字加法器48的和輸出信號連接以該和輸出信號作為其輸入信號的數(shù)字分樣濾波器50提供同樣的響應(yīng)。數(shù)字分樣濾波器50的兩個引導(dǎo)積分器100在數(shù)字分樣濾波器53中沒有也行，由于圖10或11三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)對二階調(diào)制器20的輸出信號具有數(shù)字雙積分器51而對數(shù)字減法器44的輸出信號不具有數(shù)字雙微分器46，因而這是可能的。
圖13示出圖3和圖10三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的變型，該變型是本發(fā)明的另一替換實施例。減法器44的差值輸出信號在單個數(shù)字積分器78中相對于時間僅微分一次，二階調(diào)制器20的輸出信號在數(shù)字積分器54中僅積分一次，數(shù)字積分器78和數(shù)字積分器54的響應(yīng)在數(shù)字加法器57中相加。加法器57的和輸出信號包括模擬輸入信號的低通濾波(一次積分)數(shù)字化外加來自一階調(diào)制器30的一階量化噪聲。二階調(diào)制器20的量化噪聲不在加法器57的和輸出信號中出現(xiàn)，該和輸出信號提供給以數(shù)字輸出信號y(t)為響應(yīng)的數(shù)字分樣濾波器58。
圖14示出圖4和圖11的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)的變型，該變型是本發(fā)明的替換實施例并是一般地示于圖13的類型。所示微分器78包括用于將來自減法器44的差值信號的當(dāng)前抽樣與存儲在延時寄存器80中的以前抽樣相加的數(shù)字加法器82，因此產(chǎn)生為來自減法器44的差值信號相對于時間的微分的和輸出信號。所示積分器包括一數(shù)字加法器55和一用來將加法器55的和輸出反饋回其輸入端的延遲寄存器56。
圖15示出數(shù)字分樣濾波器58可采用的一種形式。該數(shù)字分樣濾波器58與圖13或14的數(shù)字加法器52的和輸出信號連接，將其接收作為它的輸入信號，并與連接在來自圖3或4的數(shù)字加法器48的和輸出信號上接收其作為它的輸入信號的數(shù)字分樣濾波器50提供同樣的響應(yīng)。數(shù)字分樣濾波器50的引導(dǎo)積分器300在數(shù)字分樣濾波器58中可以省去，由于圖13或14三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)對二階調(diào)制器20的輸出信號具有數(shù)字積分器54而對數(shù)字減法器44的輸出信號僅具有單個數(shù)字微分器78，所以這是可能的。
這里僅圖示和描述了本發(fā)明的某些最佳特性，本領(lǐng)域的技術(shù)人員依照本說明書的講授可進(jìn)行許多修改和變更。因此，應(yīng)該明白所附權(quán)利要求是用來覆蓋落在本發(fā)明的實質(zhì)精神內(nèi)的所有這類修改和變更。
權(quán)利要求
1.一種三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，它包括一個二階調(diào)制器，它包含以極聯(lián)方式耦合以使所述第一積分器的輸出耦合到所述第二積分器的輸入端的第一和第二積分器，以及耦合于所述第二積分器的輸出的一個第一A/D轉(zhuǎn)換器，所述第一積分器適用于接收模擬輸入信號，所述第一A/D轉(zhuǎn)換器適合于將來自所述第二積分器的模擬輸出信號轉(zhuǎn)換為對應(yīng)于所述模擬輸入信號外加一個二階微分量化噪聲分量的第一數(shù)字輸出信號，所述模擬輸出信號對應(yīng)于所述第一數(shù)字輸出信號減去所述二階調(diào)制器的量化噪聲，一個一階調(diào)制器，它包含第三積分器，將所述第二積分器的輸出耦合到所述第三積分器的輸入的裝置，以及一個耦合于所述第三積分器輸出的第二A/D轉(zhuǎn)換器，用于將所述第二積分器的所述模擬輸出信號轉(zhuǎn)換為對應(yīng)于所述模擬輸出信號外加一階微分量化噪聲分量的第二數(shù)字輸出信號，以及用于將所述二階和一階調(diào)制器的所述第一和第二數(shù)字輸出信號相結(jié)合以產(chǎn)生對應(yīng)所述模擬輸入信號、基本上不含來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的數(shù)字輸出信號的裝置。
2.權(quán)利要求1的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，在用于將所述二階和階調(diào)制器的所述第一和第二數(shù)字輸出信號結(jié)合以產(chǎn)生對應(yīng)所述模擬輸入信號、基本上不含來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的數(shù)字輸出信號的所述裝置中，包括耦合于所述第一和第二A/D轉(zhuǎn)換器的輸出端、用于提供代表所述第一和第二A/D轉(zhuǎn)換器之間差異的數(shù)字差值信號的數(shù)字減法器裝置。
3.權(quán)利要求1的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，在用于將所述二階和一階調(diào)制器的所述第一和第二輸出信號結(jié)合以產(chǎn)生對應(yīng)于所述模擬輸入信號、基本上不含來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的數(shù)字輸出信號的所述裝置中，進(jìn)一步包括耦合于所述減法器裝置的輸出端，用于對所述數(shù)字差值信號進(jìn)行雙微分的數(shù)字雙微分器，耦合于所述第一A/D轉(zhuǎn)換器和所述數(shù)字雙微分器的輸出端，用于將所述第一A/D轉(zhuǎn)換器的輸出信號與所述數(shù)字雙微分器的輸出信號相加的數(shù)字加法器裝置，以及耦合于所述數(shù)字加法器裝置的輸出端，用于抑制來自所述數(shù)字加法器裝置的任何三次微分量化噪聲的數(shù)字分樣濾波器裝置。
4.權(quán)利要求2的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，在用于將所述二階和一階調(diào)制器的所述第一和第二數(shù)字輸出信號結(jié)合以產(chǎn)生對應(yīng)于所述模擬輸入信號、基本上不含來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的所述裝置中，進(jìn)一步包括耦合于所述第一A/D轉(zhuǎn)換器的輸出端、用于對所述第一A/D轉(zhuǎn)換器的輸出信號進(jìn)行雙重積分的數(shù)字雙重積分器，耦合于所述數(shù)字減法器裝置和所述數(shù)字雙重積分器的輸出端、用于將所述數(shù)字減法器裝置的輸出信號與所述數(shù)字雙重積分器的輸出信號相加的數(shù)字加法器裝置，以及耦合于所述數(shù)字加法器裝置的輸出端，用于抑制來自所述數(shù)字加法器裝置的任何三次微分量化噪聲的數(shù)字分樣濾波器裝置。
5.權(quán)利要求2的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，在用于將所述二階和一階調(diào)制器的所述第一和第二數(shù)字輸出信號結(jié)合以產(chǎn)生對應(yīng)于所述模擬輸入信號、基本上不含來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的所述裝置中，進(jìn)一步包括耦合于所述數(shù)字減法器裝置的輸出端，用于微分所述數(shù)字差值信號的數(shù)字微分器，耦合于所述第一A/D轉(zhuǎn)換器的輸出端用于對所述第一A/D轉(zhuǎn)換器的輸出信號積分的數(shù)字積分器，耦合于所述數(shù)字微分器和所述數(shù)字積分器的輸出端用于將所述數(shù)字微分器的輸出信號與所述數(shù)字積分器的輸出信號相加的數(shù)字加法器裝置，以及耦合于所述數(shù)字加法器裝置的輸出端，用于抑制來自所述數(shù)字加法器裝置的輸出信號的任何三次微分量化噪聲的數(shù)字分樣濾波器裝置。
6.權(quán)利要求1的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述二階調(diào)制器包括分別耦合在所述第一A/D轉(zhuǎn)換器輸出端與所述第一和第二積分器的輸入端之間的第一和第二反饋回路中的第一D/A轉(zhuǎn)換器，以及所述一階調(diào)制器包括耦合在所述第二A/D轉(zhuǎn)換器的輸出端和所述第三積分器的輸入端之間的第三反饋回路中的第二D/A轉(zhuǎn)換器，
7.權(quán)利要求6的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，在用于將所述二階和一階調(diào)制器的所述第一和第二數(shù)字輸出信號結(jié)合以產(chǎn)生對應(yīng)于所述模擬輸入信號、基本上不含來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的數(shù)字輸出信號的所述裝置中，包括耦合于所述第一和第二A/D轉(zhuǎn)換器用于形成代表所述第一和第二A/D轉(zhuǎn)換器的輸出信號之間的差異的數(shù)字差值信號的數(shù)字減法器裝置。
8.權(quán)利要求7的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，在用于將所述二階和一階調(diào)制器的所述第一和第二數(shù)字輸出信號結(jié)合以產(chǎn)生對應(yīng)于所述模擬輸入信號、基本上不含來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的數(shù)字輸出信號的所述裝置中，進(jìn)一步包括耦合于所述數(shù)字減法器裝置的輸出端對所述數(shù)字差值信號進(jìn)行的雙微分的數(shù)字雙微分器，耦合于所述A/D轉(zhuǎn)換器和所述數(shù)字雙微分器的輸出端，將所述第一A/D轉(zhuǎn)換器與所述數(shù)字雙微分器相加的數(shù)字加法器裝置，以及耦合于所述數(shù)字加法器裝置的輸出端抑制來自所述數(shù)字加法器裝置的輸出信號的任何三次微分量化噪聲的數(shù)字分樣濾波器裝置。
9.權(quán)利要求7的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，在用于將所述二階和一階調(diào)制器的所述第一和第二數(shù)字輸出信號結(jié)合以產(chǎn)生對應(yīng)于所述模擬輸入信號、基本上不含來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的數(shù)字輸出信號的所述裝置中，進(jìn)一步包括耦合于所述第一A/D轉(zhuǎn)換器輸出端、對所述第一A/D轉(zhuǎn)換器的輸出信號進(jìn)行二次積分的數(shù)字雙積分器，耦合于所述數(shù)字減法器和所述數(shù)字雙積分器的輸出端、用于將所述數(shù)字減法器裝置的輸出信號與數(shù)字雙積分器的輸出信號相加的數(shù)字加法器裝置，以及耦合于所述數(shù)字加法器裝置的輸出端用于抑制來自所述數(shù)字加法器裝置的輸出信號的任何三次微分量化噪聲的數(shù)字分樣濾波器裝置。
10.權(quán)利要求7的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，在用于將所述二階和一階調(diào)制器的所述第一和第二數(shù)字輸出信號結(jié)合以產(chǎn)生對應(yīng)于所述模擬輸入信號、基本上不含來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的數(shù)字輸出信號的所述裝置中，進(jìn)一步包括耦合于所述數(shù)字減法器裝置的輸出端、用于微分所述數(shù)字差值信號的數(shù)字微分器，耦合于所述第一A/D轉(zhuǎn)換器輸出端、用于對所述第一A/D轉(zhuǎn)換器的輸出信號進(jìn)行積分的數(shù)字積分器，耦合于所述數(shù)字微分器和所述數(shù)字積分器的輸出端、用于將所述數(shù)字微分器的輸出信號與所述數(shù)字積分器的輸出信號相加的數(shù)字加法器裝置，以及耦合于所述數(shù)字加法器裝置的輸出端、用于抑制來自所述數(shù)字加法器裝置的輸出信號的任何三次微分量化噪聲的數(shù)字分樣濾波器裝置。
11.權(quán)利要求6的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于將所述第二積分器的輸出端耦合到所述第三積分器的輸入端的所述裝置包括一個增益為j1的放大器，所述網(wǎng)絡(luò)進(jìn)一步包括耦合于所述第二A/D轉(zhuǎn)換器輸出端、將所述第二數(shù)字輸出信號乘以數(shù)字乘法器系數(shù)g1的數(shù)字乘法器，所述二階調(diào)制器進(jìn)一步包括具有模擬比例系數(shù)k1a、用于改變提供給所述第一積分器的信號的比例的第一電路裝置和具有模擬比例系數(shù)k1b用于改變所述第一積分器的輸出信號的比例的第二電路裝置。
12.權(quán)利要求11的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述一階調(diào)制器進(jìn)一步包括耦合于所述增益這j1的放大器的輸出端和所述第二D/A轉(zhuǎn)換器的輸出端的減法器裝置，以及具有模擬比例系數(shù)k2、用于提供所述減法器裝置的一種比例形式的模擬輸出信號至所述第三積分器的第三電路裝置。
13.權(quán)利要求7的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于將所述第二積分器的輸出端耦合到所述第三積分器的輸入端的所述裝置包括一個增益為j1的放大器，所述網(wǎng)絡(luò)進(jìn)一步包括；耦合到所述第二A/D轉(zhuǎn)換器的輸出端、將所述第二數(shù)字輸出信號乘以系數(shù)g1的數(shù)字乘法器，具有模擬比例系數(shù)k1a，用于改變其輸出信號比例的所述第一積分器，進(jìn)一步包括響應(yīng)所述模擬輸入信號和所述第一D/A轉(zhuǎn)換器輸出信號的第一減法器裝置，和具有模擬比例系數(shù)k1a、用于將所述減法器裝置的比例輸出信號提供給所述第一積分器的第一電路裝置的所述第一反饋回路。進(jìn)一步包括用于改變所述第一D/A轉(zhuǎn)換器的輸出信號的比例的模似比例系數(shù)2k1ak1b和具有響應(yīng)所述第一D/A轉(zhuǎn)換器的比例輸出信號的一個輸入端的第二減法器裝置的所述第二反饋回路，所述第一和第二積分器的所述級聯(lián)耦合包括所述第二減法器裝置和用于改變所述第一積分器的輸出信號的比例并將所述第一積分器的比例輸出信號提供給所述第二減法器裝置的第二輸入的模擬比例系數(shù)k1b，所述第二減法器裝置的輸出端耦合到所述第二積分器的輸入端。所述系數(shù)按照j1g1＝1/k1ak1b相互關(guān)聯(lián)。
14.權(quán)利要求13的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述第一，第二和第三積分器中的每一個分別包括用于接收在其第一輸入端的輸入信號的模擬加法器，和耦合于所述模擬加法器輸出端的延遲寄存器，所述延遲寄存器的輸出端耦合在到所述模擬加法器的第二輸入端的反饋結(jié)構(gòu)中。
15.權(quán)利要求1的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述第一，第二和第三積分器中的每一個分別包括平衡輸入和平衡輸出。
16.權(quán)利要求1的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換器，其特征在于所述第一積分器是一種包括穩(wěn)定切換放大器類型，在穩(wěn)定切換放大器中輸入和輸出信號的切換以預(yù)定切換頻率進(jìn)行并包含輸出到輸入的反饋電容。
17.權(quán)利要求1的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換器結(jié)合對來自將所述第一和第二數(shù)字信號結(jié)合的裝置的所述數(shù)字輸出信號進(jìn)行梳形濾波的分樣濾波器，所述分樣濾波器在所述切換頻率和其諧波上具有零值。
18.一種三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)包括響應(yīng)用于產(chǎn)生對應(yīng)于模擬輸入信號外加二階微分量化噪聲分量的第一數(shù)字輸出信號和用于產(chǎn)生對應(yīng)于所述第一數(shù)字輸出信號減去所述二階調(diào)制器的量化噪聲的模擬輸出信號的模擬輸入信號的二階調(diào)制器，響應(yīng)用于產(chǎn)生對應(yīng)于所述模擬輸出信號外加一階微分量噪聲的第二數(shù)字輸出信號的所述二階調(diào)制器的所述模擬輸出信號的一階調(diào)制器，用于確定所述第一和第二數(shù)字輸出信號之間的差異以產(chǎn)生包含來自所述一階調(diào)制器的一階噪聲分量減去來自所述二階調(diào)制器的量化噪聲的數(shù)字差值信號的數(shù)字減法器。用于兩次微分所述數(shù)字差值信號以產(chǎn)生從來自所述一階調(diào)制器的三階微分量化噪聲分量減去來自所述二階調(diào)制器的二階微分量化噪聲分量的合成數(shù)字信號的數(shù)字雙微分器。將所述第一數(shù)字輸出信號與所述合成數(shù)字信號相加以產(chǎn)生在其中已消除了一階和二階微分噪聲分量的第三數(shù)字輸出信號的數(shù)字加法器，以及用于抑制來自所述第三數(shù)字輸出信號的三階微分噪聲分量的數(shù)字分樣濾波器。
19.權(quán)利要求18的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述數(shù)字雙微分器包括一對以級聯(lián)方式耦合的數(shù)字微分器，每個所述微分器分別包括延遲寄存器和將第一輸入耦合到所述延遲寄存器的輸出端將第二輸入耦合到所述延時寄存器的輸入端的數(shù)字減法器。
20.權(quán)利要求19的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述二階調(diào)制器包括以級聯(lián)方式耦合以使所述第一積分器的輸出端耦合到所述第二積分器的輸入端的第一和第二積分器，以及一個耦合到所述第二積分器的輸出端的A/D轉(zhuǎn)換器，所述A/D轉(zhuǎn)換器適合于將來自所述第二積分器的模擬輸入信號轉(zhuǎn)換為所述第一數(shù)字輸出信號，以及所述一階調(diào)制器包括具有耦合到所述第二積分器輸出端的輸入端的第三積分器和耦合到所述第三積分器的輸出端用于將所述第二積分器的模擬輸出信號轉(zhuǎn)換為所述第二數(shù)字輸出信號的第二A/D轉(zhuǎn)換器。
21.一種三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)包括以級聯(lián)方式耦合以致于所述第一積分器的輸出端耦合到所述第二積分器的輸入端的第一和第二積分器，耦合到所述第二積分器的輸出端用于提供第一數(shù)字輸出信號的第一比較器，第一轉(zhuǎn)換參考電壓源，將所述第一轉(zhuǎn)換參考電壓源耦合到所述第一比較器輸出端的裝置，所述第一積分器響應(yīng)模擬輸入信號和所述第一轉(zhuǎn)換參考電壓源以提供第一模擬輸出信號至所述第二積分器，所述第二積分器響應(yīng)所述第一模擬輸出信號和所述第一轉(zhuǎn)換參考源以提供選擇模擬輸出信號給所述第一比較器，所述第一比較器響應(yīng)所述可選擇的模擬輸出信號以提供所述第一數(shù)字輸出信號，耦合到所述第二積分器的輸出端的第三積分器，耦合到所述第三積分器的輸出端用于提供第二數(shù)字輸出信號的第二比較器，第二轉(zhuǎn)換參考電壓源，將所述第二轉(zhuǎn)換參考電壓源耦合到所述第二比較器輸出端的裝置，所述第三積分器響應(yīng)所述可選擇的模擬輸出信號和所述第二轉(zhuǎn)換參考源以提供第二可選擇模擬輸出信號至所述第二比較器，所述第二比較器響應(yīng)所述第二可選擇模擬輸出信號以提供所述第二數(shù)字輸出信號，用于將所述第二數(shù)字輸出信號乘以乘法器系數(shù)的數(shù)字乘法器，耦合于所述數(shù)字乘法器和所述第一比較器以提供數(shù)字差值信號的數(shù)字減法器，耦合于所述數(shù)字減法器用于對所述數(shù)字差值信號進(jìn)行兩次微分以產(chǎn)生合成數(shù)字信號的數(shù)字的微分器，用于將所述第一數(shù)字輸出信號和所述合成數(shù)字信號相加以產(chǎn)生第三數(shù)字輸出信號的數(shù)字加法器，響應(yīng)所述第三數(shù)字輸出信號用于提供所述模擬輸入信號的數(shù)字表示的數(shù)字分樣濾波器。
22.權(quán)利要求21的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于每個所述第一，第二和第三積分器分別包括具有第一和第二輸入端和一個輸出端的差分放大器，連接在所述輸出端和所述第一輸入端之間的反饋電容器，輸入電容器，以及有選擇地將所述輸入電容器連接在接收的模擬電壓或參考電壓以便對所述輸入電容器充放電，并在所述輸入電容器連接到所述參考電壓時選擇性地將所述輸入電容器連接到所述第一輸入。
23.權(quán)利要求21的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述數(shù)字雙微分器包含一對以級聯(lián)方式連接的數(shù)字微分器，所述第個微分器分別包括一個相應(yīng)的延時寄存器，以及具有耦合到其所述相應(yīng)延遲寄存器的輸出端的第一輸入端和耦合到其所述相應(yīng)延遲寄存器的輸入端的第二輸入端的相應(yīng)數(shù)字減法器。
24.權(quán)利要求21的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于將所述第一轉(zhuǎn)換參考電壓源耦合到所述第一比較器輸出端的所述裝置包括用于存儲所述第一數(shù)字輸出信號的第一鎖存器，將所述第二轉(zhuǎn)換參考源耦合到所述第二比較器的輸出端的所述裝置包括用于存儲所述第二數(shù)字輸出信號的第二鎖存器，所述第一鎖存器將所述數(shù)字減法器耦合到所述第一比較器。
25.一種三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)包括以級聯(lián)方式耦合以致于所述第一積分器的輸出端耦合到所述第二積分器的輸入端的第一和第二積分器，耦合至所述第二積分器的輸出端用于提供第一數(shù)字輸出信號的第一比較器，第一轉(zhuǎn)換參考電壓源，耦合所述第一轉(zhuǎn)換參考電壓源至所述第一比較器輸出端的裝置，所述第一積分器響應(yīng)模擬輸入信號和所述第一轉(zhuǎn)換參考電壓源以便提供第一模擬輸出信號到所述第二積分器，所述第二積分器響應(yīng)所述第一模擬輸出信號和所述第一轉(zhuǎn)換參考電壓源以便提供一選擇的模擬輸出信號至所述第一比較器，所述第一比較器響應(yīng)所述選擇的模擬輸出信號以提供所述第一數(shù)字輸出信號，耦合至所述第二積分器輸出端的第三積分器，耦合至所述第三積分器輸出端以提供第二數(shù)字輸出信號的第二比較器，第二轉(zhuǎn)換參考電壓源，耦合所述第二轉(zhuǎn)換參考電壓源至所述第二比較器輸出端的裝置，所述第三積分器響應(yīng)所述經(jīng)選擇的模擬輸出信號和所述第二轉(zhuǎn)換參考源以提供第二選擇模擬輸出信號至所述第二比較器，所述第二比較器響應(yīng)所述第二選擇模擬輸出信號以產(chǎn)生所述第二數(shù)字輸出信號，將所述第二數(shù)字輸出信號乘以乘法器系數(shù)的數(shù)字乘法器，耦合到所述數(shù)字乘法器和所述第一比較器用于提供它們之間的數(shù)字差值信號的數(shù)字減法器，用于對所述第一數(shù)字輸出信號進(jìn)行兩次積分以產(chǎn)生合成數(shù)字信號的數(shù)字雙積分器，用于將所述數(shù)字差值信號與所述合成數(shù)字信號相加以產(chǎn)生第三數(shù)字輸出信號的數(shù)字加法器，以及響應(yīng)所述第二數(shù)字輸出信號、用于產(chǎn)生所述模擬輸入信號的數(shù)字表示的數(shù)字分樣濾波器。
26.權(quán)利要求25的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，所述第一，第二和第三積分器中的每一個分別包括具有第一和第二輸入端和一個輸出端的差分放大器，連接在所述輸出端和所述第一輸入端之間的反饋電容器，輸入電容器，以及用于選擇性地連接所述輸入電容器至接收的模擬電壓或參考電壓以便對所述輸入電容器充放電，和在所述輸入電容器連接至所述參考電壓時選擇性地連接所述輸入電容器至所述第一輸入端的轉(zhuǎn)換裝置。
27.權(quán)利要求26的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述數(shù)字雙積分器包括一對以級聯(lián)方式連接的數(shù)字積分器，所述每個數(shù)字積分器分別包括一個相應(yīng)的延遲寄存器，以及具有第一輸入端和耦合到其所述相應(yīng)延遲寄存器輸出端的第二輸入端，以及耦合到其所述相應(yīng)延遲寄存器輸入端的輸出端的相應(yīng)數(shù)字加法器。
28.權(quán)利要求25的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于，將所述第一轉(zhuǎn)換參考電壓源耦合到所述第一比較器輸出端的所述裝置包含用于存儲所述第一數(shù)字輸出信號的第一鎖存器以及將所述第二轉(zhuǎn)換參考電壓源耦合到所述第二比較器輸出端的所述裝置包含用于存儲所述第二數(shù)字輸出信號的第二鎖存器，所述第一鎖存器將所述減法器耦合到所述第一比較器。
29.一種三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)包括以級聯(lián)方式耦合以致于所述第一積分器的輸出端耦合到所述第二積分器的輸入端的第一和第二積分器，耦合到所述第二積分器的輸出端、用于提供第一數(shù)字輸出信號的第一比較器，第一轉(zhuǎn)換參考電壓源，將所述第一轉(zhuǎn)換參考電壓源耦合到所述第一比較器輸出端的裝置，所述第一積分器響應(yīng)模擬輸入信號和所述第一轉(zhuǎn)換參考源以便提供第一模擬輸出信號給所述第二積分器，所述第二積分器響應(yīng)所述第一模擬輸出信號和所述第一轉(zhuǎn)換參考源以便提供選擇模擬輸出信號給所述第一比較器，所述第一比較器響應(yīng)所述選擇模擬輸出信號以提供所述第一數(shù)字輸出信號，耦合至所述第二積分器輸出端的第三積分器，耦合至所述第三積分器輸出端、用于提供第二數(shù)字輸出信號的第二比較器，第二轉(zhuǎn)換參考電壓源，將所述第二轉(zhuǎn)換參考電壓源耦合到所述第二比較器輸出端的裝置，所述第三積分器響應(yīng)所述選擇模擬輸出信號和所述第二轉(zhuǎn)換參考源以提供第二選擇模擬輸出信號給所述第二比較器，所述第二比較器響應(yīng)所述第二選擇模擬輸出信號以產(chǎn)生所述第二數(shù)字輸出信號，用于將所述第二數(shù)字輸出信號與乘法器系數(shù)相乘的數(shù)字乘法器，耦合于所述數(shù)字乘法器和所述第一比較器、用于提供它們之間的數(shù)字差值信號的數(shù)字減法器，耦合于所述數(shù)字減法器、用于對所述數(shù)字差值信號進(jìn)行一次微分以產(chǎn)生結(jié)果微分?jǐn)?shù)字信號的數(shù)字微分器，用于對所述第一數(shù)字輸出信號進(jìn)行一次積分以產(chǎn)生結(jié)果積分?jǐn)?shù)字信號的數(shù)字積分器，用于將所述結(jié)果微分?jǐn)?shù)字信號與所述結(jié)果積分?jǐn)?shù)字信號相加以產(chǎn)生第三數(shù)字輸出信號的數(shù)字加法器，以及響應(yīng)所述第三數(shù)字輸出信號、用于產(chǎn)生所述模擬輸入信號的數(shù)字表示的數(shù)字分樣濾波器。
30.權(quán)利要求24的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述第一、第二和第三積分器中的每一個分別包括具有第一和第二輸入端以及一個輸出端的差分放大器，連接在所述輸出端和所述第一輸入端之間的反饋電容器，一個輸入電容器，以及用于選擇性地將所述輸入電容器連接到接收的模擬電壓或參考電壓以便對所述輸入電容器進(jìn)行充放電以及當(dāng)所述輸入電容器連接至所述參考電壓時選擇性地將所述輸入電容器連接到所述第一輸入端的轉(zhuǎn)換裝置。
31.權(quán)利要求30的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于所述數(shù)字微分器包括一個相應(yīng)延遲寄存器和具有耦合到其所述相應(yīng)延時寄存器的輸出端的第一輸入端以及耦合到其所述相應(yīng)延遲寄存器的輸入端的第二輸入端的數(shù)字減法器，所述數(shù)字積分器包括一個相應(yīng)的延遲寄存器和具有第一輸入端、耦合于其所述相應(yīng)延遲寄存器的輸出端的第二輸入端，以及耦合于其所述相應(yīng)延遲寄存器輸入端的輸出端的數(shù)字加法器。
32.權(quán)利要求29的三階∑-△A/D轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡(luò)，其特征在于將所述第一轉(zhuǎn)換參考電壓源耦合到所述第一比較器輸出端的所述裝置包括用于存儲所述第一數(shù)字輸出信號的第一鎖存器和其特征在于將所述第二轉(zhuǎn)換參考電壓源耦合到所述第二比較器輸出端的所述裝置包含用于存儲所述第二數(shù)字輸出信號的第二鎖存器，所述第一鎖存器將所述數(shù)字減法器耦合到所述第一比較器。
全文摘要
一種作為內(nèi)插過抽樣(∑-Δ)A/D轉(zhuǎn)換器的改進(jìn)型調(diào)制器網(wǎng)絡(luò)包括對其數(shù)字輸出信號和其模擬輸入信號之間的誤差進(jìn)行二次積分的二階調(diào)制器，以及對其數(shù)字輸出信號和由二階調(diào)制器提供到那里的模擬信號之間的誤差進(jìn)行單積分的一階調(diào)制器。調(diào)制器將它們的輸出信號傳輸給數(shù)字誤差消除電路，該電路在提供給分樣濾波器的信號中抑制二階調(diào)制器中出現(xiàn)的量化噪聲。本網(wǎng)絡(luò)對通常限制這種類型A/D轉(zhuǎn)換器分辨率的實際非理想性表現(xiàn)出顯著降低的靈敏度。
文檔編號H03M3/02GK1055453SQ9010798
公開日1991年10月16日 申請日期1990年9月22日 優(yōu)先權(quán)日1990年4月6日
發(fā)明者戴維·伯德·里比納 申請人:通用電氣公司