專利名稱：頻率合成器和頻率合成方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及頻率合成器和相應(yīng)的頻率合成方法。
背景技術(shù)：
頻率合成器是任何微波系統(tǒng)的關(guān)鍵構(gòu)成塊?？梢栽诎o線電接收機(jī)、移動(dòng)電話、 衛(wèi)星接收機(jī)、GPS系統(tǒng)、雷達(dá)器等的許多現(xiàn)代設(shè)備中找到它們。存在三種主要的合成器體系結(jié)構(gòu)，具體而言是直接模擬合成器、直接數(shù)字合成器和間接(鎖相環(huán))合成器。微波系統(tǒng)的要求越來越嚴(yán)格，使得已知的合成器不能滿足諸如相位噪聲、切換速度、精細(xì)分辨率和頻率掃描之類的要求。近來，開發(fā)了將直接數(shù)字合成器(DDS)與鎖相環(huán)(PLL)組合的新的混合體系結(jié)構(gòu)，但是，這還是不能滿足所有這些要求。US 7，250，823公開了一種直接數(shù)字合成(DDS)鎖相環(huán)(PLL)頻率合成器和相關(guān)聯(lián)的方法。PLL頻率合成器包括接收參考信號(hào)的相位檢測器、與相位檢測器連接并基于參考信號(hào)生成合成頻率輸出信號(hào)的受控振蕩器(例如，壓控振蕩器)、與受控振蕩器連接的混頻器 (例如，同相和正交相位(IQ)調(diào)制器)、連接在混頻器和相位檢測器之間的分頻器以及驅(qū)動(dòng)混頻器的信號(hào)源。已知的頻率合成器和方法具有窄頻步進(jìn)(例如，像赫茲的小數(shù)部分那么低)同時(shí)使用相對高的參考頻率來對相位噪聲性能做貢獻(xiàn)。此外，在還減少輸出針刺的同時(shí)實(shí)現(xiàn)精細(xì)頻率調(diào)諧分辨率。然而，此頻率合成器在反饋環(huán)路中還是遭受高分頻比，這是因?yàn)樾盘?hào)的下變頻只能像DDS的最高輸出頻率那么大?？少徺I的DDS電路主要限于低于IGHz 的頻率。因此，下變頻之后的信號(hào)頻率必須利用高的數(shù)字被再次分頻以便將頻率降低為相位檢測器頻率的范圍內(nèi)的頻率。這導(dǎo)致較大的相位噪聲劣化。因而，對于毫米波頻率，該頻率合成器由于已合成信號(hào)的高相位噪聲而不可用。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個(gè)目的是提供一種頻率合成器和相應(yīng)的頻率合成方法，其提供提供改善的相位噪聲、非常精細(xì)的頻率分辨率、敏捷的頻率切換并且同時(shí)提供非常良好的掃描線性(例如被一些雷達(dá)器應(yīng)用所需要)。根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)方面，提供一種頻率合成器，包括i)主單元，該主單元包括主相位檢測器，該主相位檢測器將從所述主單元的主反饋環(huán)路接收的混頻器輸出信號(hào)的相位和/或頻率與固定頻率主參考信號(hào)的相位相比較來獲得主控制信號(hào)，主振蕩器，該主振蕩器基于所述主控制信號(hào)來生成表示頻率合成器輸出信號(hào)的主合成頻率輸出信號(hào)，和混頻器，該混頻器將所述主合成頻率輸出信號(hào)與側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)混合來獲得所述混頻器輸出信號(hào)，以及ii)側(cè)路單元，該側(cè)路單元基于固定頻率側(cè)路參考信號(hào)來生成所述側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)，并且包括
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頻率信號(hào)生成單元，該頻率信號(hào)生成單元根據(jù)所述固定頻率側(cè)路參考信號(hào)來提供頻率分辨率精細(xì)的固定頻率控制信號(hào)或線性頻率掃描信號(hào)，和側(cè)路振蕩器，該側(cè)路振蕩器基于所述頻率掃描信號(hào)或所述固定頻率控制信號(hào)來生成所述側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)。根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)方面，提供一種相應(yīng)的頻率合成方法，包括如下步驟i)在主環(huán)路中將從所述主環(huán)路的主反饋環(huán)路接收的混頻器輸出信號(hào)的相位和/或頻率與固定頻率主參考信號(hào)的相位相比較來獲得主控制信號(hào)，基于所述主控制信號(hào)來生成表示頻率合成器輸出信號(hào)的主合成頻率輸出信號(hào)，和將所述主合成頻率輸出信號(hào)與側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)混合來獲得所述混頻器輸出信號(hào)，以及ii)在用于基于固定頻率側(cè)路參考信號(hào)來生成所述側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)的側(cè)路環(huán)路中根據(jù)所述固定頻率側(cè)路參考信號(hào)來提供頻率分辨率精細(xì)的固定頻率控制信號(hào)或線性頻率掃描信號(hào)，和基于所述頻率掃描信號(hào)或所述固定頻率控制信號(hào)來生成所述側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)。本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例被定義在從屬權(quán)利要求中，應(yīng)當(dāng)理解，所要求保護(hù)的頻率合成方法具有與獨(dú)立權(quán)利要求中所限定并要求保護(hù)的頻率合成器具有類似的和/或相同的優(yōu)選實(shí)施例。本發(fā)明基于提供兩個(gè)環(huán)路具體提供主環(huán)路和側(cè)路環(huán)路這樣的思想。主環(huán)路(被包括在頻率合成器的主單元中)包括混頻器以使得反饋環(huán)路中的分頻比以及總體相位噪聲都減小。優(yōu)選是DDS/PLL環(huán)路的側(cè)路環(huán)路(被包括在頻率合成器的側(cè)路單元中)提供具有精細(xì)的頻率分辨率(即，穩(wěn)定后的信號(hào)之間的頻率差可以非常接近)的固定的RF信號(hào)或高度線性RF掃描信號(hào)，其中RF掃描信號(hào)或所述固定RF信號(hào)分別在主環(huán)路中被與主環(huán)路的反饋信號(hào)混合。利用本發(fā)明，可以實(shí)現(xiàn)來自頻率信號(hào)生成單元(優(yōu)選包括DDQ的由數(shù)字頻率生成引起的非常線性的頻率掃描。此外，對于混頻器(優(yōu)選，由混合DDS/PLL環(huán)路即側(cè)路環(huán)路引起)的本地振蕩器輸入可以生成較高頻率的信號(hào)，這是因?yàn)閭?cè)路環(huán)路的輸出頻率不像在從 US 7，250，823獲知的體系結(jié)構(gòu)中那樣限于的DDS的最高頻率。因此，RF信號(hào)(在混頻器的輸入處)可以被下變頻為較低的IF頻率(在混頻器的輸出處)，從而導(dǎo)致相位噪聲改善。 因?yàn)轭l率信號(hào)生成單元(優(yōu)選包括DDS)的輸出沒有如已知體系結(jié)構(gòu)中那樣被連接至主環(huán)路中的相位檢測器輸入，所以來自例如OCXO(Oven-Controlled Crystal Oscillator，恒溫晶體振蕩器)的非常穩(wěn)定的參考頻率可被用于主環(huán)路的相位檢測器輸入。這還導(dǎo)致相位噪聲改善。與傳統(tǒng)的PLL相比，頻率分辨率不取決于相位檢測器頻率，使得高相位檢測器頻率對于所提議的其中頻率分辨率由DDS決定的體系結(jié)構(gòu)而言不是問題。在本發(fā)明的另一個(gè)方面中，介紹一種頻率合成器，包括i)主單元，該主單元包括
-主相位檢測裝置，其用于將從所述主環(huán)路的主反饋環(huán)路接收的混頻器輸出信號(hào)的相位和/或頻率與固定頻率主參考信號(hào)的相位相比較來獲得主控制信號(hào)，-主振蕩裝置，其用于基于所述主控制信號(hào)來生成表示頻率合成器輸出信號(hào)的主合成頻率輸出信號(hào)，和-混頻裝置，其用于將所述主合成頻率輸出信號(hào)與側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)混合來獲得所述混頻器輸出信號(hào)，以及ii)用于基于固定頻率側(cè)路參考信號(hào)來生成所述側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)的側(cè)路單元，該側(cè)路單元包括-頻率信號(hào)生成裝置，其用于根據(jù)所述固定頻率側(cè)路參考信號(hào)來提供頻率分辨率精細(xì)的固定頻率控制信號(hào)或線性頻率掃描信號(hào)，和-側(cè)路振蕩裝置，其用于基于所述頻率掃描信號(hào)或所述固定頻率控制信號(hào)來生成所述側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)。


本發(fā)明的這些和其它方面將在以下被參考下文中描述的實(shí)施例更詳細(xì)地描述說明并且從中變得明顯。圖1示出已知的混合DDS/PLL頻率合成器的第一實(shí)施例的框圖；圖2示出已知的混合DDS/PLL頻率合成器的第二實(shí)施例的框圖；圖3示出已知的混合DDS/PLL頻率合成器的第三實(shí)施例的框圖；圖4示出已知的混合DDS/PLL頻率合成器的第四實(shí)施例的框圖；圖5示出根據(jù)本發(fā)明的頻率合成器的第一實(shí)施例的框圖；圖6示出根據(jù)本發(fā)明的頻率合成器的第二實(shí)施例的框圖；圖7示出用于在根據(jù)本發(fā)明的頻率合成器中使用的DDS的示例性實(shí)施例。圖8示出用于在根據(jù)本發(fā)明的頻率合成器中使用的振蕩器的示例性實(shí)施例。圖9示出用于在根據(jù)本發(fā)明的頻率合成器中使用的環(huán)路濾波器的示例性實(shí)施例。圖10示出用于在根據(jù)本發(fā)明的頻率合成器中使用的相頻檢測器的示例性實(shí)施例。圖11示出根據(jù)本發(fā)明的頻率合成器的第三實(shí)施例的框圖。
具體實(shí)施例方式圖1 示出例如如 Melzer，A. ；Kolmhofer, E. ；Scheiblhofer, S. ； ,"Fast 77GHz chirps with direct digital synthesis and phase locked loop",MicrowaveConference Proceedings,2005, APMC 2005, Asia-Pacific ConferenceProceedings, vol. 3,4-7 Dec. 2005中所描述的混合DDS/PLL頻率合成器10的第一實(shí)施例。該頻率合成器包括 DDS (直接數(shù)字合成器)14，DDS 14從參考信號(hào)源12接收參考信號(hào)并進(jìn)而用于相位檢測器 16的參考輸入。相位檢測器16 (也稱為相頻檢測器)檢測來自DDS 14的參考信號(hào)與來自反饋環(huán)路的反饋信號(hào)之間的頻率差和相位差。環(huán)路濾波器18被耦合到相位檢測器16的輸出以用于對從相位檢測器16輸出的控制信號(hào)進(jìn)行濾波。受控振蕩器20，例如壓控振蕩器 (VCO)，被耦合到環(huán)路濾波器18的輸出并基于參考信號(hào)來生成合成頻率輸出信號(hào)。所述合成頻率輸出信號(hào)被輸出單元22 (例如分裂器)輸出，輸出單元22還在反饋環(huán)路中向分頻器 24提供合成頻率輸出信號(hào)。分頻器M向相位檢測器16提供反饋信號(hào)。輸出頻率和RF帶寬比DDS生成的頻率和帶寬高的因子為ND (反饋環(huán)路中的分頻比)。通常，一般使用(和可購買的)DDS的DDS參考頻率的范圍從幾百M(fèi)Hz到一 GHz，并且相位檢測器從幾百kHz到幾百M(fèi)Hz上操作。選定的相位檢測器頻率與環(huán)路濾波器相組合決定了頻率合成器的總體動(dòng)態(tài)行為，即，預(yù)先設(shè)置的斜波的可達(dá)偏差。另一方面，高分頻比Nd 降低了 DDS頻率并且增大了 RF帶寬，但是另一方面，合成器的相位噪聲性能按照201呢(隊(duì)) 降低。因此，必須進(jìn)行折中。在該實(shí)施例中，相位檢測器16的參考頻率源，即參考信號(hào)源12與DDS 14相結(jié)合， 具有比例如00(0這樣的穩(wěn)定參考源差的相位噪聲，這是因?yàn)镈DS 14對相位噪聲做貢獻(xiàn)了。 另外，分頻器M的高分頻比實(shí)質(zhì)上劣化了頻率合成器10的總體相位噪聲。圖 2 示出具有例如如 Wagner，C. ；Feger, R. ；Haderer, A. ；Fischer, Α. ；Stelzer, Α. ；Jager, H. , "A 77-GHz FMCff radar using a digital phase-lockedsynthesizer，，， Microwave Symposium Digest,2008, IEEE MTT-S International, Vol. 57, no. 5, pp.351-354,15-20 June 2008 禾口 Wagner, C. ；Stelzer, Α. ；Jager, H. , "Estimation of FMCff radar system performance using measurement data of a77_GHz transmitter，，， Microwave Conference, APMC 2006，Asia-Pacific, pp. 1701—1704，12_15Dec. 2006 中描述的偏移環(huán)路(offset loop)的混合DDS/PLL頻率合成器30的第二實(shí)施例。頻率合成器30 的實(shí)施例與圖1中示出的頻率合成器10的實(shí)施例大部分相同。然而，取代分頻器M，在反饋環(huán)路中使用混頻器32，所述混頻器32被提供來自本地振蕩器34的混合頻率以將由輸出單元22提供的頻率輸出信號(hào)的頻率下變頻為提供給相位檢測器16的反饋信號(hào)的相位檢測器頻率以便改善相位噪聲。然而，輸出信號(hào)帶寬被限制(在使用寬帶振蕩器的情況中，由于在下變頻處理之后信號(hào)帶寬不發(fā)生改變，所以將發(fā)生鎖定問題，其中信號(hào)可能超過相位檢測器的鎖定范圍)并且相位檢測器參考頻率由DDS 14產(chǎn)生，而DDS 14相比于像晶體振蕩器中的具有最高頻率穩(wěn)定性的0CX0這樣的的穩(wěn)定參考源而言產(chǎn)生更差的相位噪聲。圖3 示出具有例如如乂61261~，八.；Kolmhofer, E. ；Scheiblhofer, S. ,"Fast77 GHz shirps with direct digital synthesis and phase locked loop",MicrowaveConference Proceedings,2005, APMC 2005, Asia-Pacific ConferenceProceedings, vol. 3,4-7 Dec. 2005中所描述的部分環(huán)路(fractional loop)的混合DDS/PLL頻率合成器40的第三實(shí)施例。相比于圖1中示出的頻率合成器10、30的實(shí)施例而言，DDS 42位于反饋環(huán)路中而不是參考信號(hào)源12與相位檢測器16之間。不需要用于DDS 42的附加時(shí)鐘信號(hào)。另外，作為用于相位檢測器16的參考，從參考信號(hào)源12提供的參考信號(hào)(其具有非常好的相位噪聲)被使用。然而，該實(shí)施例在連續(xù)頻率掃描期間具有非線性問題。此外，振蕩器20的振蕩器頻率也必須被至少分頻為最大DDS輸入頻率，這對合成頻率輸出信號(hào)的相位噪聲做出貝獻(xiàn)。圖4示出例如如上述US 7，250，823中所述的混合DDS/PLL頻率合成器50的第四實(shí)施例。在該實(shí)施例中，提供了偏移環(huán)路，其中，被提供了來自DDS參考信號(hào)源56的DDS參考信號(hào)的DDS M被用來提供用于設(shè)置在反饋環(huán)路中的混頻器52的本地振蕩器信號(hào)。在此情況中，具有良好相位噪聲的參考信號(hào)源12可以被使用，并且線性連續(xù)頻率掃描可以被生成。然而，啁啾(chirp)帶寬受到限制并且在反饋環(huán)路中一般需要具有高分頻比的分頻器 (未示出)來實(shí)現(xiàn)相位檢測頻率。因?yàn)镈DS 54 一般具有僅高至約500MHz的輸出頻率(在此情況中，這將是混頻器52的本地振蕩器信號(hào))，所以振蕩器20的微波振蕩器信號(hào)只能被下變頻至低于混頻器52的RF輸入的約500MHz的頻率。因此，在此實(shí)施例中不可實(shí)現(xiàn)相位
噪聲改善。圖5示出根據(jù)本發(fā)明的頻率合成器60的第一實(shí)施例的框圖。該頻率合成器60包括兩個(gè)單元(也稱為兩個(gè)環(huán)路)，具體是主單元70和側(cè)路單元80。主單元70包括主相位檢測器71，主相位檢測器71將從主單元70的主反饋環(huán)路接收的混頻器輸出信號(hào)的相位和/或頻率與從(外部的或內(nèi)部的)主參考信號(hào)源62接收的固定頻率主參考信號(hào)相比較來獲得主控制信號(hào)。該主控制信號(hào)被主環(huán)路濾波器72濾波。 基于(濾波后的)主控制信號(hào)，主振蕩器73生成表示由主輸出單元74輸出的頻率合成器輸出信號(hào)的主合成頻率輸出信號(hào)。設(shè)置在反饋環(huán)路中的混頻器75將主合成頻率輸出信號(hào)與側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)混合來獲得提供給主相位檢測器71的所述混頻器輸出信號(hào)。側(cè)路單元80包括直接數(shù)字合成器(DDQ 81 ( 一般也稱為頻率信號(hào)生成單元)，其根據(jù)從所述(外部的或內(nèi)部的)參考信號(hào)源64接收的固定頻率側(cè)路參考信號(hào)生成DDS信號(hào)(一般是頻率分辨率精細(xì)的固定頻率控制信號(hào)或線性頻率掃描信號(hào))。所述DDS信號(hào)被作為參考信號(hào)提供給側(cè)路相位檢測器82，側(cè)路相位檢測器82將從側(cè)路單元80的側(cè)路反饋環(huán)路接收的分頻器輸出信號(hào)的相位和/或頻率與DDS信號(hào)的相位相比較來獲得側(cè)路控制信號(hào)。該側(cè)路控制信號(hào)被側(cè)路環(huán)路濾波器83濾波?；?濾波后的)側(cè)路控制信號(hào)，側(cè)路振蕩器84生成被提供給主單元70的混頻器75的所述側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)。側(cè)路分頻器 86將側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)進(jìn)行分頻來獲得提供給側(cè)路相位檢測器82的所述分頻器輸出信號(hào)。由于在主單元70的主反饋環(huán)路中使用混頻器75，主反饋環(huán)路中的分頻比以及總體相位噪聲都被降低。側(cè)路單元80實(shí)質(zhì)上代表了這樣的DDS/PLL環(huán)路，該DDS/PLL環(huán)路提供了在主單元70的主反饋環(huán)路內(nèi)被與主單元70的反饋信號(hào)混合的高度線性的RF頻率。作為主單元70的主參考信號(hào)源62，可以使用像OCXO這樣的高頻(即，主相位檢測器71可以應(yīng)對的頻率)低相位噪聲參考源。高相位檢測器頻率保持低相位噪聲。與傳統(tǒng)的PLL相反， 頻率分辨率不取決于相位噪聲檢測器頻率，使得高相位檢測器頻率不是所提議的頻率合成器的問題，這是因?yàn)轭l率分辨率是由DDS 81決定的。與圖4中示出的體系結(jié)構(gòu)不同，包括DDS/PLL環(huán)路的側(cè)路單元80的輸出頻率(即， 混頻器75的本地振蕩器輸出)不限于DDS 81的最高頻率，而是由側(cè)路單元80中所使用的側(cè)路振蕩器84決定。具有比DDS 81高的頻率的側(cè)路振蕩器84可以將反饋環(huán)路中的信號(hào)即分頻器輸出信號(hào)下變頻為更低頻率，并且相位噪聲改善可被實(shí)現(xiàn)。與圖1和圖2中示出的已知偏移環(huán)路體系結(jié)構(gòu)相比較，對于主單元70的主相位檢測器71的參考輸入，具有良好相位噪聲特性的主參考信號(hào)源62被用來針對較低偏移頻率實(shí)現(xiàn)較好的相位噪聲。另一方面，所生成的線性調(diào)制信號(hào)是線性的，這是因?yàn)镈DS 81的參考時(shí)鐘(即從側(cè)路參考信號(hào)源64接收的側(cè)路參考信號(hào))相比于部分分頻器環(huán)路 (fractional dividerloop) M s ‘是穩(wěn)定的。去往主單元70和側(cè)路單元80的參考源62和64可以如圖5所示地被分離，但是在可替代實(shí)施例中，公共參考源65可被用于被設(shè)置在根據(jù)圖6中所示的本發(fā)明的頻率合成器60’的第二實(shí)施例中的主單元70’和側(cè)路單元80兩者。如果相同的參考源65被使用， 則信號(hào)分裂器66可以被用于向主單元70’ (其也可以被實(shí)現(xiàn)為圖5中所示的主單元70) 和側(cè)路單元80提供參考信號(hào)。此外，需要分頻器67 (如圖所示)和倍頻器(未示出)中的任一者在主單元70’和側(cè)路單元80相應(yīng)相位檢測器輸入的前面被耦合到主單元70’和側(cè)路單元80中的至少一者。此外，低通濾波器68和放大器69在相同線路中被耦合在分頻器 67 (或倍頻器)后面。在主單元70’中，一個(gè)或多個(gè)分頻器76可被用在反饋環(huán)路中。如果緩沖器具有寬的帶寬，則需要分頻器縮小帶寬，否則信號(hào)會(huì)超過相位檢測器的鎖定范圍。額外的分頻器可以劣化由增大的分頻比引起的相位噪聲。此外，如果從功率分級(jí)的角度看需要的話(即如果對于分頻器和/或?qū)τ谙辔粰z測器需要足夠的功率的話)或需要雜散抑制(例如來抑制混頻器針刺和諧波)，則在反饋環(huán)路中還另外提供濾波器77和/或放大器78。此外，替代被用作輸出單元74、85的耦合器，可以使用功分器。側(cè)路單元80的側(cè)路分頻器86也可以與被提供來自如圖2中所示的本地振蕩器的振蕩器信號(hào)的混頻器交換。以此方式，實(shí)現(xiàn)用于混頻器75的本地振蕩器信號(hào)的相位噪聲改善，導(dǎo)致合成器輸出信號(hào)的總體相位噪聲的改善。在圖11中示出根據(jù)本發(fā)明的頻率合成器60”的另一實(shí)施例，頻率合成器60”與圖 5中示出的頻率合成器60的實(shí)施例大部分相同。如果需要大的信號(hào)帶寬，則應(yīng)當(dāng)使用具有較高分頻比的分頻器以便限制主相位檢測器71的輸出處的信號(hào)帶寬以用于鎖定。然而，使用具有高分頻比的分頻器可能劣化相位噪聲性能。為了解決此問題，可以如圖11中所示增加鎖定機(jī)制。所述鎖定機(jī)制包括與主單元70并聯(lián)設(shè)置的鎖定單元90。所述鎖定單元90包括分頻器9 和低通濾波器91。此外，提供兩個(gè)切換單元93、94。切換單元93被提供以用于將主輸出單元74的輸出要么切換到鎖定單元90 (切換位置1)要么切換到混頻器52 (切換位置2)。切換單元94被提供以用于要么將來自主單元90的信號(hào)(切換位置1)要么將來自混頻器52的反饋信號(hào)(切換位置2、切換到主相位檢測器71的第二輸入。鎖定單元 90在切換單元93、94處于切換位置1中時(shí)提供初始鎖定。在所述鎖定之后，即，在將切換單元切換到切換位置2之后，使用具有混頻器75的反饋環(huán)路。在下文中，將簡要說明提議的頻率合成器的必不可少的元素的示例性實(shí)施例。這些元素一般本身是公知的，即這些元素的各種實(shí)現(xiàn)和功能一般對于技術(shù)人員是公知的并且可以在各種出版物中找得到。本發(fā)明絕不限于以上說明的并在圖7至圖10中示出的實(shí)現(xiàn)， 這些實(shí)現(xiàn)僅僅是為了說明的目的被示出。DDS根據(jù)數(shù)字樣本點(diǎn)生成諧波信號(hào)。因此，借助數(shù)字電子設(shè)備可以非常精確地控制頻率。利用更快的固定信號(hào)電路穩(wěn)定地減少了來自有限時(shí)鐘頻率和轉(zhuǎn)換器分辨率的實(shí)際限制。圖 7 中描繪了如 Melzer，A. ；Kolmhofer, E. ；Scheiblhofer, S. ,"Fast 77 GHz chirps with direct digital synthesis and phaselocked loop",Microwave Conference Proceedings,2005, APMC 2005, Asia-Pacific Conference Proceedings, vol. 3,4-7 Dec. 2005中所描述的DDS 81的示例性實(shí)施例。地址計(jì)數(shù)器81a被持久地增加相位偏移并且指向?qū)⑾辔恍畔⒂成涞椒壬系恼也檎冶?1b。這些值被寄存器81c鎖存并被DA轉(zhuǎn)換器81d轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)。采樣理論和可實(shí)現(xiàn)抗混濾波器(anti aliasingfilter)限制最大輸出頻率。壓控振蕩器或VCO是被設(shè)計(jì)成振蕩頻率受電壓輸入控制的電子振蕩器。振蕩頻率隨著所施加的DC電壓而變化，同時(shí)調(diào)制信號(hào)也可以被饋送到VCO中來引起頻率調(diào)制(FM) 或相位調(diào)制(PM)；具有數(shù)字脈沖輸出的VCO可以類似地讓其重復(fù)率被調(diào)制(FSK，PSK)或脈寬被調(diào)制(PWM)。在圖 8 中描繪了如Koch S.et al."140 GHz heterodyne receiverchipset for passive millimeter wave imaging applications", IEEE CompoundSemiconductor Integrated Circuit Symposium, CSICS 2009, October 11—14, 2009, Greensboro, NC, USA 中所描述的用作振蕩器73和/或84的壓控振蕩器的示例性實(shí)施例。在圖9中描繪了用作環(huán)路濾波器72和/或83的環(huán)路濾波器(例如有源環(huán)路濾波器)的示例性實(shí)施例。環(huán)路濾波器72/83的該實(shí)施例包括如圖所示那樣連接的運(yùn)算放大器 A、電容器Cl、C2、C3和電阻器Rl、R2。電子設(shè)備中的相頻檢測器(PFD)是將兩個(gè)輸入信號(hào)的相位進(jìn)行比較的設(shè)備。其具有兩個(gè)輸入，這兩個(gè)輸入對應(yīng)于兩個(gè)不同輸入信號(hào)，通常其中一個(gè)輸入信號(hào)來自壓控振蕩器(VCO)并且另一個(gè)輸入信號(hào)來自一些外部參考源。在圖10中描繪了用作相位檢測器71 和/或82的相頻檢測的示例性實(shí)施例。其具有兩個(gè)輸出，這兩個(gè)輸出關(guān)于如何調(diào)節(jié)來鎖定相位對后續(xù)的電路進(jìn)行指示。在該實(shí)施例中，相頻檢測器由兩個(gè)觸發(fā)器(flip-flop)和 NAND門實(shí)現(xiàn)。提議的頻率合成器可以對微波和毫米波頻率中的線性連續(xù)頻率掃描進(jìn)行合成。合成頻率在較低和較高的帶內(nèi)偏移頻率中具有低相位噪聲。頻率合成器具有非常高的分辨率 (Hz)，這取決于DDS性能。還能夠合成眾多波形，諸如非常線性的、二次的、三次的頻率啁啾 (requency chirp)或來自線性頻率斜坡的決定性的偏差。高環(huán)路帶寬提供對抗機(jī)械變化的良好頻率穩(wěn)定性和快速的切換時(shí)間?？偨Y(jié)而言，利用本發(fā)明，特別是由于來自DDS的數(shù)字頻率生成，可以實(shí)現(xiàn)非常線性的頻率掃描。由于使用混合DDS/PLL環(huán)路作為側(cè)路單元，所以可以針對主單元的混頻器的本地振蕩器輸出生成較高的頻率信號(hào)。因此，RF信號(hào)可以被下變頻為家底的IF頻率，從而導(dǎo)致相位噪聲改善。此外，因?yàn)镈DS輸出沒有像一些已知的實(shí)施例中那樣被連接到主環(huán)路中的相位檢測器輸出，所以非常穩(wěn)定的參考頻率(例如來自0CX0)可被用于主環(huán)路的相位檢測器輸入。這樣也提供了額外的相位噪聲改善。已經(jīng)在附圖和以上描述中詳細(xì)圖解和描述了本發(fā)明，但是這樣的圖解和描述應(yīng)被認(rèn)為是說明性的或示例性的而不是限制性的。本發(fā)明不限于所公開的實(shí)施例，本領(lǐng)域技術(shù)人員在實(shí)施所要求保護(hù)的發(fā)明時(shí)通過對附圖、公開和所附權(quán)利要求書的研究可以理解并實(shí)現(xiàn)所公開的實(shí)施例的其他變形。在權(quán)利要求書中，“包括”不排除其他元素或步驟，并且不定冠詞“一”或“一個(gè)”不排除多個(gè)。單個(gè)元素或其它單元可以實(shí)現(xiàn)權(quán)利要求書中記載的若干項(xiàng)目的功能。相互不同的獨(dú)立權(quán)利要求記載某些措施的起碼事實(shí)并不表示這些措施的組合不能被用來獲利。權(quán)利要求書中的任何參考符合都不應(yīng)被理解為是對范圍的限制。
權(quán)利要求
1.一種頻率合成器(60，60，，60”)，包括: i)主單元(70)，該主單元包括主相位檢測器(71)，該主相位檢測器將從所述主單元的主反饋環(huán)路接收的混頻器輸出信號(hào)的相位和/或頻率與固定頻率主參考信號(hào)的相位相比較來獲得主控制信號(hào)，主振蕩器(73)，該主振蕩器基于所述主控制信號(hào)來生成表示頻率合成器輸出信號(hào)的主合成頻率輸出信號(hào)，和混頻器(75)，該混頻器將所述主合成頻率輸出信號(hào)與側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)混合來獲得所述混頻器輸出信號(hào)，以及 )側(cè)路單元(80)，該側(cè)路單元基于固定頻率側(cè)路參考信號(hào)來生成所述側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)，并且包括頻率信號(hào)生成單元(81)，該頻率信號(hào)生成單元根據(jù)所述固定頻率側(cè)路參考信號(hào)來提供頻率分辨率精細(xì)的固定頻率控制信號(hào)或線性頻率掃描信號(hào)，和側(cè)路振蕩器(84)，該側(cè)路振蕩器基于所述頻率掃描信號(hào)或所述固定頻率控制信號(hào)來生成所述側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)。
2.如權(quán)利要求1所述的頻率合成器(60，60’，60”)， 其中，所述頻率信號(hào)生成單元包括直接數(shù)字合成器(81)，該直接數(shù)字合成器根據(jù)所述固定頻率側(cè)路參考信號(hào)來生成表示所述線性頻率掃描信號(hào)或固定頻率控制信號(hào)的DDS信號(hào)，側(cè)路相位檢測器(82)，該側(cè)路相位檢測器將從所述側(cè)路單元的側(cè)路反饋環(huán)路接收的所述DDS信號(hào)的相位和/或頻率與所述固定頻率側(cè)路參考信號(hào)的相位相比較，和側(cè)路分頻器(86)，該側(cè)路分頻器將側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)進(jìn)行分頻來獲得所述分頻器輸出信號(hào)，其中，所述側(cè)路振蕩器(84)基于所述側(cè)路控制信號(hào)來生成所述側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)。
3.如權(quán)利要求1所述的頻率合成器，還包括提供所述固定頻率主參考信號(hào)的主參考信號(hào)提供單元(6 和提供所述固定頻率側(cè)路參考信號(hào)的側(cè)路參考信號(hào)提供單元(64)。
4.如權(quán)利要求1所述的頻率合成器，還包括公共參考信號(hào)提供單元(65)，該公共參考信號(hào)提供單元提供公共固定頻率參考信號(hào)以用作所述固定頻率主參考信號(hào)和所述固定頻率側(cè)路參考信號(hào)。
5.如權(quán)利要求1所述的頻率合成器，其中，所述主單元(70)還包括耦合在所述主相位檢測器與所述主振蕩器之間的用于對所述主控制信號(hào)進(jìn)行濾波的主環(huán)路濾波器(72)。
6.如權(quán)利要求2所述的頻率合成器，其中，所述側(cè)路單元(80)還包括耦合在所述側(cè)路相位檢測器與所述側(cè)路振蕩器之間的用于對所述側(cè)路控制信號(hào)進(jìn)行濾波的側(cè)路環(huán)路濾波器(83)。
7.如權(quán)利要求1所述的頻率合成器，其中，所述側(cè)路振蕩器(84)的輸出被耦合到所述混頻器以用于向所述混頻器提供所述側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)。
8.如權(quán)利要求1所述的頻率合成器，其中，所述主單元(70)還包括耦合在所述主振蕩器(7 與所述混頻器(7 之間和/ 或所述混頻器(7 與所述相位檢測器(71)之間的主分頻器(76)，該主分頻器對所述主合成頻率輸出信號(hào)和/或所述混頻器輸出信號(hào)進(jìn)行分頻。
9.如權(quán)利要求1所述的頻率合成器，其中，所述主單元(70)還包括耦合在所述主振蕩器(7 與所述混頻器(7 之間和/ 或所述混頻器(7 與所述相位檢測器(71)之間的主反饋濾波器(77)和/或反饋放大器 (78)，所述主反饋濾波器(77)和/或反饋放大器(78)分別對所述主合成頻率輸出信號(hào)和 /或所述混頻器輸出信號(hào)進(jìn)行濾波和/或放大。
10.如權(quán)利要求4所述的頻率合成器，其中，所述主單元(70)和/或所述側(cè)路單元(80)還包括耦合到相應(yīng)相位檢測器(71) 輸入的輸入分頻器(67)或輸入倍頻器，其中所述輸入分頻器或所述輸入倍頻器在將所述公共參考信號(hào)提供給相應(yīng)相位檢測器之前分別對所述公共參考信號(hào)分別進(jìn)行分頻或倍頻。
11.如權(quán)利要求4所述的頻率合成器，其中，所述主單元(70)和/或所述側(cè)路單元(80)還包括耦合至相應(yīng)相位檢測器(61) 輸入的輸入濾波器(68)和/或輸入放大器(69)，其中所述輸入濾波器和所述輸入放大器在將所述公共參考信號(hào)提供給相應(yīng)相位檢測器之前分別對所述公共參考信號(hào)分別進(jìn)行濾波和/或放大。
12.—種頻率合成方法，包括如下步驟i)在主環(huán)路中將從所述主環(huán)路的主反饋環(huán)路接收的混頻器輸出信號(hào)的相位和/或頻率與固定頻率主參考信號(hào)的相位相比較來獲得主控制信號(hào)，基于所述主控制信號(hào)來生成表示頻率合成器輸出信號(hào)的主合成頻率輸出信號(hào)，和將所述主合成頻率輸出信號(hào)與側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)混合來獲得所述混頻器輸出信號(hào)，以及ii)在用于基于固定頻率側(cè)路參考信號(hào)來生成所述側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)的側(cè)路環(huán)路中根據(jù)所述固定頻率側(cè)路參考信號(hào)來提供頻率分辨率精細(xì)的固定頻率控制信號(hào)或線性頻率掃描信號(hào)，和基于所述頻率掃描信號(hào)或所述固定頻率控制信號(hào)來生成所述側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)。
13.如權(quán)利要求12所述的頻率合成方法，包括在所述側(cè)路環(huán)路中的如下步驟根據(jù)固定頻率側(cè)路參考信號(hào)來生成DDS信號(hào)，將從所述側(cè)路環(huán)路的所述側(cè)路反饋環(huán)路接收的分頻器輸出信號(hào)的相位和/或頻率與所述DDS信號(hào)的相位相比較，基于所述側(cè)路控制信號(hào)來生成所述側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)，以及對所述側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)進(jìn)行分頻來獲得所述分頻器輸出信號(hào)。
全文摘要
頻率合成器和頻率合成方法。頻率合成器包括主單元和側(cè)路單元。主單元包括主相位檢測器，其將從主單元的主反饋環(huán)路接收的混頻器輸出信號(hào)的相位和/或頻率與固定頻率主參考信號(hào)的相位相比較來獲得主控制信號(hào)；主振蕩器，其基于主控制信號(hào)來生成表示頻率合成器輸出信號(hào)的主合成頻率輸出信號(hào)；混頻器，其將主合成頻率輸出信號(hào)與側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)混合來獲得混頻器輸出信號(hào)。側(cè)路單元基于固定頻率側(cè)路參考信號(hào)生成側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)，并包括頻率信號(hào)生成單元，其根據(jù)固定頻率側(cè)路參考信號(hào)來提供頻率分辨率精細(xì)的固定頻率控制信號(hào)或線性頻率掃描信號(hào)；側(cè)路振蕩器，其基于頻率掃描信號(hào)或固定頻率控制信號(hào)來生成側(cè)路合成頻率輸出信號(hào)。
文檔編號(hào)H03L7/085GK102468849SQ20111035987
公開日2012年5月23日 申請日期2011年11月9日 優(yōu)先權(quán)日2010年11月9日
發(fā)明者弗坎·達(dá)伊 申請人:索尼公司