專利名稱：：自偏置鎖相環(huán)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明涉及鎖相環(huán)技術(shù)，特別是涉及一種自偏置鎖相環(huán)。
背景技術(shù)：
：鎖相環(huán)(PLL,PhaseLockedLoop)被廣泛應(yīng)用于系統(tǒng)級芯片(SOC，SystemonChip)中，以構(gòu)成頻率合成器、時(shí)鐘發(fā)生器等。圖l為一種基本鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu)，筌頻筌相器(PFD，PhaseFrequencyDetector)10檢測輸入信號F,ef和反饋信號Fft的頻差和相差，產(chǎn)生脈沖控制信號UP、DN送入電荷泵(CP，chargepump)20;在電荷泵20中脈沖控制信號UP、DN^皮轉(zhuǎn)換成電流Ip對環(huán);洛濾波器(LP,LoopFilter)30的電容Cp進(jìn)行充放電，環(huán)路濾波器30產(chǎn)生控制電壓V加,送入壓控振蕩器(VCO,VoltageControlOscillator)40;壓控振蕩器40在控制電壓Vetri升高時(shí)加快振蕩頻率，在控制電壓Vetri降低時(shí)減慢振蕩頻率。壓控振蕩器40的輸出信號F。ut經(jīng)過分頻器50產(chǎn)生反饋信號Fft,整個(gè)系統(tǒng)形成一個(gè)反饋系統(tǒng)，輸出信號F。ut的頻率和相位#1鎖定到固定頻率和相位。圖l所示的鎖相環(huán)的環(huán)路的阻尼因子(dampingfactor)《由式(1)表示，環(huán)路帶寬con由式(2)表示其中，Cp為環(huán)路濾波器30的電容，Rp為環(huán)路濾波器30的電阻，Ip為對電容Cp進(jìn)行充電或放電的電流(即電荷泵20輸出的充電或放電電流)，Ky為壓控振蕩器40的增益，N為分頻器(Divider)50的分頻數(shù)。高性能鎖相環(huán)需要具有以下特點(diǎn)不易受工藝、電壓和溫度(PVT)變化的影響；頻帶寬；鎖定后相位抖動(dòng)(jitter)和頻率變化?。粏纹蔀V波器；電路的功耗低。但是，同時(shí)達(dá)到這些要求的鎖相環(huán)是很難設(shè)計(jì)的，一個(gè)典型的鎖相環(huán)基于壓控振蕩器，其相位抖動(dòng)是由電源和襯底噪聲引起的，環(huán)路對于噪聲來說是一個(gè)低通濾波器，環(huán)路帶寬越窄，抖動(dòng)就越小；另一方面，由于單片集成的要求，濾波器的電容不可能做得很大，帶寬同時(shí)又受到環(huán)路穩(wěn)定條件的限制，這些限制條件使得設(shè)計(jì)的鎖相環(huán)工作頻帶窄，抖動(dòng)性能也不好。一種既能提高帶寬又可以得到低抖動(dòng)的方法，是變化鎖相環(huán)的帶寬，使之能夠跟蹤鎖相環(huán)的工作頻率。在每個(gè)工作狀態(tài)，環(huán)路的帶寬很窄，抖動(dòng)也小，但是，由于鎖相環(huán)的帶寬是變化的，實(shí)際上得到了非常寬的頻率范圍，而且降低了由噪聲引入的相位和頻率抖動(dòng)。自偏置就是這樣一種方法，采用自偏置方法設(shè)計(jì)的鎖相環(huán)，其環(huán)路的阻尼因子《是固定值(通常阻尼因子為1)。阻尼因子《、環(huán)路帶寬(On與輸入信號的角頻率叫ef(以下簡稱為輸入頻率，叫e尸27lFref,Fref為輸入信號的頻率)的比值僅由制造工藝中電容的相對值決定。技術(shù)文獻(xiàn)"Low-JitterProcess-IndependentDLLandPLLBasedonSelf-BiasedTechniques"(JohnG.Maneatis,正EEJOURNALOFSOLID-STATECIRCUITS,VOL.31,NO.11,NOVEMBER1996)公開了一種自偏置鎖相環(huán)的基本結(jié)構(gòu)，如圖2所示，電容d和偏置生成器(BiasGen.)60構(gòu)成環(huán)路濾波器31，也就是說，由偏置生成器60建立環(huán)路濾波器31的電阻，在偏置生成器60的偏置電壓VBP的輸出端加上一個(gè)額外的電荷泵21輸出的電流，這樣，電荷泵20對電容d進(jìn)行充》文電，電荷泵21對偏置生成器60建立的電阻進(jìn)行充i文電。偏置生成器60用于從控制電壓VcTRL生成偏置電壓VBP和VBN，以提供壓控振蕩器41的輸入電壓。如圖3所示，偏置生成器60包括偏置初始化(Biaslnit.)電路601、放大器偏置(AmplifierBias)電路602、差分放大(Diff.Amplifier)電路603、半緩沖復(fù)制(Half-BufferReplica)電路604、控制電壓緩沖(VCTRLBuffer)電路605。放大器偏置電路602為差分放大電路603提供偏置，差分放大電路603調(diào)節(jié)偏置電壓V咖，使得半緩沖復(fù)制電路604和控制電壓緩沖電路605將控制電壓VcTRL復(fù)制到輸出端的偏置電壓VBP,即Vb尸Vctrl。壓控振蕩器41由n個(gè)(論3)緩沖級構(gòu)成，例如圖4所示的3個(gè)帶對稱負(fù)載的差分緩沖延時(shí)級410構(gòu)成的壓控振蕩器41。偏置電壓VBN為對稱負(fù)載411、412提供偏置電流2Iu(ID為流過對稱負(fù)載411或412的電流)，對稱負(fù)載411、412的偏置電壓VBP等于控制電壓VcTRL,對稱負(fù)載411、412的等效電阻等于l/2gm，gm為對稱負(fù)載中一個(gè)晶體管的跨導(dǎo)，隨著控制電壓Vctrl的變化，對稱負(fù)載411、412的電阻發(fā)生變化，緩沖級的延時(shí)也發(fā)生變化，壓控振蕩器41的輸出信號(CK+或CK-)的頻率發(fā)生變化。設(shè)電荷泵20、21輸出的電流Ip為壓控振蕩器41的偏置電流2lD的x倍，即Ip=x'2ID，偏置生成器60中對稱負(fù)載606建立的環(huán)路濾波器31的電阻Rp為壓控振蕩器41的緩沖級410的等效電阻Ro的y倍，即R^yR^y/2gm，因此，圖2所示的自偏置鎖相環(huán)的環(huán)路的阻尼因子《由式(3)表示，環(huán)路帶寬Q)n與輸入頻率叫ef的比值由式(4)表示其中，CB是壓控振蕩器41的寄生電容。因此，通過電路設(shè)計(jì)使參數(shù)x、y與分頻數(shù)N滿足一定的比例關(guān)系，消去分頻數(shù)N,就可以使鎖相環(huán)的阻尼因子g以及環(huán)路帶寬與輸入頻率的比值(0n/C0ref僅由制造工藝中電容Cs、d的相對值決定。在上述自偏置鎖相環(huán)的基本結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，JohnG.Maneatis等人在技術(shù)文獻(xiàn)"Self-BiasedHigh-BandwidthLow-Jitterl-to-4096MultiplierClockGeneratorPLL"，IEEEJOURNALOFSOLID-STATECIRCUITS,VOL.38,NO.11,NOVEMBER2003)中提出了一種自偏置鎖相環(huán)的具體實(shí)現(xiàn)方式，以得到公式(3)、(4)中的參數(shù)x和y。并且，該技術(shù)文獻(xiàn)中還公開了在壓控振蕩器的各級帶對稱負(fù)載的差分緩沖延時(shí)級之間需要增加兩個(gè)NMOS管來將兩個(gè)輸出信號的相位差鉗位在180。，并確保振蕩器能夠振蕩(參考第1801頁，圖11)。現(xiàn)有的自偏置鎖相環(huán)與基本鎖相環(huán)相比有以下不同1、采用了兩個(gè)電荷泵，分別對電容和電阻進(jìn)行充放電，其比基本鎖相環(huán)增加了一個(gè)電荷泵；2、壓控振蕩器由帶對稱負(fù)載的差分緩沖延時(shí)級構(gòu)成，相比基本鎖相環(huán)的壓控振蕩器采用的環(huán)形振蕩器(例如差分結(jié)構(gòu)的環(huán)形振蕩器(differentialringoscillator))，在帶對稱負(fù)載的差分緩沖延時(shí)級之間增加的NMOS管會影響壓控振蕩器的輸出信號的頻率；3、增加了從控制電壓生成偏置電壓的偏置生成器，以提供壓控振蕩器的輸入電壓，偏置生成器的電路結(jié)構(gòu)也較為復(fù)雜。因此，為了滿足環(huán)路的阻尼因子是固定值的要求，現(xiàn)有的自偏置鎖相環(huán)對基本鎖相環(huán)作了較大的改動(dòng)，結(jié)構(gòu)更為復(fù)雜。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明解決的問題是，提供一種結(jié)構(gòu)簡單的自偏置鎖相環(huán)，其在基本鎖相環(huán)的基礎(chǔ)上改動(dòng)較小。為解決上述問題，本發(fā)明提供一種自偏置鎖相環(huán)，包括鑒頻鑒相器，檢測輸入信號和反饋信號的頻差和相差，產(chǎn)生脈沖控制信號；電荷泵，根據(jù)所述鑒頻鑒相器輸出的脈沖控制信號產(chǎn)生充電或放電電流，所述充電電流或放電電流等于輸入電荷泵的第一控制電流；環(huán)路濾波器，輸出第一控制電壓，在電荷泵輸出充電電流時(shí)升高所述第一控制電壓，在電荷泵輸出放電電流時(shí)降低所述第一控制電壓，所述環(huán)路濾波器的電阻由第一控制電壓和第二控制電壓控制，所述第二控制電壓根據(jù)第一控制電壓和輸入環(huán)路濾波器的第二控制電流調(diào)整；壓控振蕩器，根據(jù)環(huán)路濾波器輸出的第一控制電壓產(chǎn)生振蕩電壓和偏置電流，在振蕩電壓升高時(shí)加快輸出信號的振蕩頻率，在振蕩電壓降低時(shí)減慢輸出信號的振蕩頻率；分頻器，將壓控振蕩器的輸出信號進(jìn)行分頻，產(chǎn)生輸入所述鑒頻鑒相器的反饋信號；偏置電流轉(zhuǎn)換器，將壓控振蕩器產(chǎn)生的偏置電流轉(zhuǎn)換成輸入電荷泵的第一控制電流和輸入環(huán)路濾波器的第二控制電流，其中，第一控制電流等于偏置電流與常數(shù)的比值，第二控制電流等于偏置電流與分頻器的分頻數(shù)的比值?？蛇x的，所述環(huán)路濾波器還包括濾波單元，在電荷泵輸出充電電流時(shí)升高第一控制電壓，在電荷泵輸出放電電流時(shí)降低所述第一控制電壓；濾波偏置單元，根據(jù)所述第一控制電壓和輸入環(huán)路濾波器的第二控制電流調(diào)整所述第二控制電壓。在一個(gè)實(shí)施例中，所述濾波偏置單元包括第一電壓跟隨器、第一NMOS管和第一電流源，其中，第一電壓跟隨器的一個(gè)輸入為第一控制電壓，另一個(gè)輸入與第一電壓跟隨器的輸出連接并與第一NMOS管的源極連接；第一NMOS管的柵極、漏極電壓為第二控制電壓，第一NMOS管的漏源極電流由第一電流源提供，所述第一電流源的電流為所述偏置電流轉(zhuǎn)換器輸出的第二4空制電流；所述濾波單元包括電阻、電容和第二電流源，所述濾波單元的電阻為環(huán)路濾波器的電阻，包括第二NMOS管，而電容包括第一電容和第二電容，其中，第一電容的一端與第二NMOS管的源極連接，第二電容的一端與第二NMOS管的漏極連接，而另一端與第一電容的另一端連接，并連接第一電壓；第二NMOS管的漏極電壓為第一控制電壓，柵極電壓為第二控制電壓；第二電流源連接第二電容的兩端，所述第二電流源的電流為所述電荷泵輸出的充電或》欠電電流o可選的，所述壓控振蕩器包括振蕩單元，在振蕩電壓升高時(shí)加快輸出信號的振蕩頻率，在振蕩電壓降低時(shí)減慢輸出信號的振蕩頻率；振蕩電壓和偏置電流產(chǎn)生單元，根據(jù)所述第一控制電壓產(chǎn)生偏置電流和提供給所述振蕩單元的振蕩電壓。在一個(gè)實(shí)施例中，所述振蕩單元包括至少兩個(gè)串接的差分緩沖延時(shí)級，其中，后一級差分緩沖延時(shí)級的正極輸入與前一級差分緩沖延時(shí)級的負(fù)極輸出連接，后一級差分緩沖延時(shí)級的負(fù)極輸入與前一級差分緩沖延時(shí)級的正極輸出連接，第一級差分緩沖延時(shí)級的正極輸入與最后一級差分緩沖延時(shí)級的正極輸出連接，第一級差分緩沖延時(shí)級的負(fù)極輸入與最后一級差分緩沖延時(shí)級的負(fù)極輸出連接；所述差分緩沖延時(shí)級的振蕩頻率由輸入的振蕩電壓控制。所述差分緩沖延時(shí)級包括第三NMOS管、第四NMOS管、第一PMOS管、第五NMOS管、第六NMOS管和第二PMOS管，其中，第三NMOS管的柵極和第一PMOS管的柵極為正極輸入，第三NMOS管的漏極、第四NMOS管的漏極、第一PMOS管的漏極和第六NMOS管的柵極為負(fù)極輸出，第五NMOS管的柵極和第二PMOS管的柵極為負(fù)極輸入，第五NMOS管的漏極、第六NMOS管的漏極、第二PMOS管的漏極和第四NMOS管的柵極為正極輸出，第一PMOS管和第二PMOS管的源極電壓為振蕩電壓，第三NMOS管、第四NMOS管、第五NMOS管和第六NMOS管的源極電壓為第一電壓；所述振蕩電壓和偏置電流產(chǎn)生單元包括第七NMOS管、第八NMOS管、第九NMOS管、第二電壓跟隨器、第三PMOS管和第四PMOS管，其中，第七NMOS管的柵極電壓為第一控制電壓、源極電壓為振蕩電壓；第八NMOS管的漏極連接第二電壓、柵極連接RC濾波電路；第七NMOS管的漏極和第八NMOS管的源極連接；第九NMOS管的柵極與第七NMOS管的柵極連接、源極與第二電壓跟隨器的輸出連接；第二電壓跟隨器的一個(gè)輸入為振蕩電壓，另一個(gè)輸入與第二電壓跟隨器的輸出連接；第三PMOS管的漏極與第九NMOS管的漏極連接，第三PMOS管和第四PMOS管構(gòu)成電流鏡，第四PMOS管的漏極輸出電流為偏置電流。可選的，所述偏置電流轉(zhuǎn)換器包括第一電流鏡，輸入偏置電流，輸出第一控制電流，所述第一電流鏡的輸出電流為輸入電流的1/x倍，x為常數(shù)；第二電流鏡，輸入偏置電流，輸出第二控制電流，所述第二電流鏡的輸出電流為輸入電流的1/N倍，N為分頻器的分頻數(shù)。與現(xiàn)有技術(shù)相比，上述技術(shù)方案僅需要一個(gè)電荷泵，就可以實(shí)現(xiàn)自偏置鎖相環(huán)所需滿足的環(huán)路的阻尼因子保持固定值的要求，相較于現(xiàn)有的自偏置鎖相環(huán)需要兩個(gè)電荷泵來說，簡化了自偏置鎖相環(huán)的電路結(jié)構(gòu)；壓控振蕩器的振蕩單元直接應(yīng)用現(xiàn)有的差分結(jié)構(gòu)的環(huán)形振蕩器，因而在基本鎖相環(huán)的基礎(chǔ)上改動(dòng)較小；在振蕩單元的各級差分緩沖延時(shí)級之間不需要增加NMOS管來確保振蕩單元能夠振蕩，相較于現(xiàn)有的自偏置鎖相環(huán)需要在帶對稱負(fù)載的差分緩沖延時(shí)級之間增加的NMOS管來說，不僅不會影響壓控振蕩器的輸出信號的頻率，而且電路結(jié)構(gòu)也更簡單。另外，上述技術(shù)方案具有以下優(yōu)點(diǎn)省去了現(xiàn)有技術(shù)中復(fù)雜的偏置生成器電路，進(jìn)一步簡化了自偏置鎖相環(huán)的電路，并且環(huán)路濾波器、壓控振蕩器和偏置電流轉(zhuǎn)換器的電路都比較簡單，實(shí)現(xiàn)起來非常方便；壓控振蕩器的電路具有良好的電源噪聲抑制效果，電源的噪聲對振蕩電壓的影響很小，振蕩電壓的噪聲小，使得壓控振蕩器的輸出信號的頻率更加穩(wěn)定，抖動(dòng)更小，進(jìn)而使得鎖相環(huán)的相位噪聲也??；對于鎖相環(huán)的環(huán)路帶寬也進(jìn)行了優(yōu)化，在輸入頻率較低時(shí)環(huán)路帶寬不會很窄；在輸入頻率較高時(shí)環(huán)路帶寬不會太寬，這樣能夠最大程度地抑制輸入端的低頻噪聲和壓控振蕩器產(chǎn)生的高頻噪聲。圖l是一種基本鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu)示意圖2是一種自偏置鎖相環(huán)的基本結(jié)構(gòu)示意圖3是圖2所示的自偏置鎖相環(huán)的偏置生成器的電路圖4是圖2所示的自偏置鎖相環(huán)的壓控振蕩器的電路圖5是本發(fā)明實(shí)施方式的自偏置鎖相環(huán)的基本結(jié)構(gòu)示意圖6是圖5所示的自偏置鎖相環(huán)的環(huán)路濾波器的實(shí)施例電路圖7是圖5所示的自偏置鎖相環(huán)的壓控振蕩器的實(shí)施例電路圖。具體實(shí)施例方式本發(fā)明實(shí)施例通過建立環(huán)路濾波器的電阻(即式(1)中的Rp)與分頻器的分頻數(shù)、壓控振蕩器輸出的偏置電流的關(guān)系，電荷泵輸出的充電或放電電流(即式(1)中的Ip)與壓控振蕩器輸出的偏置電流的關(guān)系，從而消去了分頻數(shù)和偏置電流，以滿足自偏置鎖相環(huán)的環(huán)路的阻尼因子保持固定值的要求。下面結(jié)合附圖和實(shí)施例對本發(fā)明具體實(shí)施方式做詳細(xì)的說明。圖5為本發(fā)明實(shí)施方式的自偏置鎖相環(huán)的基本結(jié)構(gòu)示意圖，所述的自偏置鎖相環(huán)包括鑒頻鑒相器10、電荷泵22、環(huán)路濾波器32、壓控振蕩器42、偏置電流轉(zhuǎn)換器70和分頻器50。鑒頻鑒相器IO，檢測輸入信號Fref和反饋信號Fft的頻差和相差，產(chǎn)生脈沖控制信號UP、DN。例如，在反饋信號Fft的相位滯后于輸入信號F^時(shí)，脈沖控制信號UP的脈沖寬度大于脈沖控制信號DN的脈沖寬度；在反饋信號F化的相位超前于輸入信號Fref時(shí)，脈沖控制信號UP的脈沖寬度小于脈沖控制信號DN的脈沖寬度。鑒頻鑒相器10的電路為本領(lǐng)域技術(shù)人員所熟知，在此不展開說明。電荷泵22，根據(jù)鑒頻鑒相器10輸出的脈沖控制信號UP、DN產(chǎn)生充電或放電電流Ip，其中，在反饋信號Fft的相位滯后于輸入信號Fref時(shí)，脈沖控制信號UP的脈沖寬度大于脈沖控制信號DN的脈沖寬度，電荷泵22輸出充電電流Ip;在反饋信號Fft的相位超前于輸入信號Fw時(shí)，脈沖控制信號UP的脈沖寬度小于脈沖控制信號DN的脈沖寬度，電荷泵22輸出放電電流Ip;充電電流或放電電流Ip等于輸入電荷泵22的第一控制電流Ic。環(huán)路濾波器32,與電荷泵22連接，輸出第一控制電壓Vto,在電荷泵22輸出充電電流Ip時(shí)升高第一控制電壓Vbn;在電荷泵22輸出放電電流Ip時(shí)降低第一控制電壓Vbn。其中，環(huán)路濾波器32的電阻由第一控制電壓Vta和第二控制電壓控制，所述第二控制電壓根據(jù)第一控制電壓Vbn和輸入環(huán)路濾波器32的第二控制電流In調(diào)整。環(huán)路濾波器32的具體電路如圖6所示，將在后面進(jìn)4f詳細(xì)i兌明。壓控振蕩器42,根據(jù)環(huán)路濾波器32輸出的第一控制電壓Vbn產(chǎn)生振蕩電壓和偏置電流Id，在振蕩電壓升高時(shí)加快輸出信號F。ut的振蕩頻率，在振蕩電壓降低時(shí)減慢輸出信號F。ut的振蕩頻率。壓控振蕩器42的具體電路如圖7所示，將在后面進(jìn)4亍詳細(xì)i兌明。壓控振蕩器42的輸出信號F。w經(jīng)過分頻器50產(chǎn)生反饋信號Fft，即Ffb=F。ut/N，N為分頻器50的分頻數(shù)，整個(gè)系統(tǒng)形成一個(gè)反饋系統(tǒng)，輸出信號F。ut的頻率和相位被鎖定到固定頻率和相位。偏置電流轉(zhuǎn)換器70,將壓控振蕩器42產(chǎn)生的偏置電流Id轉(zhuǎn)換成提供給電荷泵22的第一控制電流Ic和提供給環(huán)路濾波器32的第二控制電流In。其中，第一控制電流Ie等于偏置電流Id與常數(shù)X的比值，第二控制電流In等于偏置電流Id與分頻器的分頻數(shù)N的比值，即4丄"P(5)式(5)、(6)表示第一控制電流Ie和第二控制電流1正比于壓控振蕩器42輸出的偏置電流Id，可以通過電流鏡(CurrentMirror)來實(shí)現(xiàn)，電流鏡的輸出電流與輸入電流成倍數(shù)關(guān)系，由于電流鏡的具體電路結(jié)構(gòu)為本領(lǐng)域技術(shù)人員所熟知，在此不再展開說明。偏置電流轉(zhuǎn)換器70包括第一電流鏡和第二電流鏡(圖中未示出)第一電流鏡輸入偏置電流Id，輸出第一控制電流Ic,第一電流鏡的輸出電流為輸入電流的1/x倍；第二電流鏡輸入偏置電流Id,輸出第二控制電流1,第二電流一鏡的^ir出電流為輸入電流的1/N倍。圖6為圖5所示的環(huán)路濾波器32的一個(gè)具體實(shí)現(xiàn)電路。如圖所示，環(huán)路濾波器32包括濾波偏置單元320和濾波單元321。濾波偏置單元320,根據(jù)第一控制電壓Vbn和輸入環(huán)路濾波器32的第二控制電流In調(diào)整第二控制電壓V巾濾波單元321，在電荷泵輸出充電電流時(shí)升高第一控制電壓，在電荷泵輸出放電電流時(shí)降^f氐所述第一控制電壓。濾波偏置單元320包括第一電壓跟隨器Avl、第一NM0S管MN1和第一電流源In。第一電壓跟隨器Avl是一個(gè)運(yùn)算放大器，運(yùn)算放大器Avl的一個(gè)輸入為第一控制電壓Vbn，另一個(gè)輸入與運(yùn)算放大器AV1的輸出端連接，即運(yùn)算放大器AV1的輸出電壓等于(或者說跟隨)輸入的第一控制電壓Vbn,第一電壓跟隨器Avl用于提供驅(qū)動(dòng)第一NMOS管MNl的驅(qū)動(dòng)能力。第一NMOS管MNl的源極(Source)連接至第一電壓跟隨器Avl的輸出端；第一NMOS管MNl的柵極(Gate)、漏極(Drain)連接，并連接至第一電流源1,第一電流源1的電流由偏置電流轉(zhuǎn)換器70輸出的第二控制電流In提供，第一NM0S管MN1的漏源^l電流由第一電流源提供，因此，結(jié)合式(6)可得，第一NMOS管MNl的漏源極電流I^產(chǎn)I^Id/N。第一NM0S管MN1的源極電壓為第一控制電壓Vte，柵極電壓為第二控制電壓Vcr,第一NM0S管MN1工作在飽和區(qū)，因此，第一NM0S管MN1漏源極電流Id^可以用式(7)表示Am""+會HU02(7)其中，kl為第一NMOS管MN1的工藝因子(MOS管的工藝因子與MOS管的載流子遷移率、溝道寬長比(W/L)有關(guān))，Vt為NMOS管的閾值電壓，Vgs尸Vbn-Ver為第一NMOS管MN1的4冊源極電壓，因此，第二控制電壓Vcr可以才艮據(jù)第一控制電壓Vbn和第二控制電流In的變化而調(diào)整。濾波單元321包括電阻Rp、電容C和第二電流源Ip,電阻Rp由第一控制電壓Vbn和第二控制電壓Vcr控制，在電荷泵22輸出充電電流Ip時(shí)對電阻Rp和電容C進(jìn)行充電，以使第一控制電壓Vbn升高；在電荷泵22輸出放電電流Ip時(shí)對電阻Rp和電容C進(jìn)行放電，以使第一控制電壓Vh降低。濾波單元321的電阻Rp即為環(huán)路濾波器32的電阻。濾波單元321的電阻Rp包括第二NM0S管MN2,濾波單元321的電容C包括第一電容Cp和第二電容C2。第二NM0S管MN2的源極與第一電容Cp的一端連接，漏極與第二電容C2的一端連接，柵極與第一NM0S管MN1的柵極、漏極連接；第一電容Cp和第二電容C2的另一端連接第一電壓(通常為地)；第二電流源Ip與串聯(lián)的電阻Rp和第一電容Cp并聯(lián)，即連接第二電容C2的兩端，向電阻Rp和電容C提供充放電電流，第二電流源Ip的電流由電荷泵22輸出的充電或放電電流Ip(即偏置電流轉(zhuǎn)換器70輸出的第一控制電流U提供。第二NMOS管MN2的漏極電壓為第一控制電壓Vbn,柵極電壓為第二控制電壓Ver，鎖相環(huán)在鎖定后，電阻Rp兩端沒有壓降，即Vds尸O,第二NMOS管MN2工作在線性區(qū)，因此，第二NMOS管MN2的漏源極電流Ids2可以用式(8)表示<formula>formulaseeoriginaldocumentpage16</formula>(8)其中，k2為第二NMOS管MN2的工藝因子，設(shè)k2二kl，(為了簡化推導(dǎo)過程，本實(shí)施例所有的NMOS管的工藝因子都設(shè)為相同，實(shí)際上，各NMOS管的工藝因子之間可以存在一個(gè)常數(shù)的比值關(guān)系)，Vt為NMOS管的閾值電壓，Vgs2=Vbn-Vcr為第二NMOS管MN2的柵源極電壓。電阻Rp為NMOS管，MOS管是電壓控制元件，其跨導(dǎo)由柵、源、漏極電壓控制，從式(8)可以得到第二NMOS管MN2的跨導(dǎo)grds2,用式(9)表示<formula>formulaseeoriginaldocumentpage16</formula>(9)將式(7)的兩邊乘以kl并變形后得到將式(7-1)和Vds尸0，Vgs2=Vbn-Vcr=Vgsl，k2二kl代入式(9)得到<formula>formulaseeoriginaldocumentpage16</formula>(9-1)因此，濾波單元321的電阻Rp可以用式(10)表示<formula>formulaseeoriginaldocumentpage16</formula>(10)圖7為圖5所示的壓控振蕩器42的一個(gè)具體實(shí)現(xiàn)電路。如圖所示，壓控振蕩器42包括振蕩單元420及振蕩電壓和偏置電流產(chǎn)生單元421。本實(shí)施例中，所述振蕩單元420為差分結(jié)構(gòu)的環(huán)形振蕩器，包括n個(gè)(n》2)串接的差分緩沖延時(shí)級422，圖7所示的環(huán)形振蕩器包括4級差分緩沖延時(shí)級422，其中，后一級差分緩沖延時(shí)級422的正極輸入V!+與前一級差分緩沖延時(shí)級422的負(fù)極輸出Vo-連接，后一級差分緩沖延時(shí)級422的負(fù)極輸入Vp與前一級差分緩沖延時(shí)級422的正極輸出Vo+連接；第一級差分緩沖延時(shí)級422的正極輸入V!+與最后一級差分緩沖延時(shí)級422的正極輸出Vo+連接，第一級差分緩沖延時(shí)級422的負(fù)極輸入V^與最后一級差分緩沖延時(shí)級的負(fù)極輸出Vo-連接。所述振蕩單元420的振蕩頻率即為輸出信號F。ut的頻率，在輸入的振蕩電壓Vd升高時(shí)振蕩單元420的振蕩頻率加快，在振蕩電壓Vd降低時(shí)振蕩單元420的振蕩頻率減慢，或者說，最后一級差分緩沖延時(shí)級422的輸出的信號CK+或CK-的頻率由振蕩電壓Vj空制，在振蕩電壓V^升高時(shí)CK+或CK-的頻率加快，在振蕩電壓Vd降低時(shí)CK+或CK-的頻率減慢。差分緩沖延時(shí)級422包括第三NMOS管MN3、第四NMOS管MN4、第一PMOS管MPl、第五NMOS管MN5、第六NMOS管MN6和第二PMOS管MP2。第三NMOS管MN3的源極和第四NMOS管MN4的源極連接，并連接第一電壓(通常為地)；第三NMOS管MN3的漏極和第四NMOS管MN4的漏極連接，并連接第一PMOS管MPl的漏極；第三NMOS管MN3的柵極與第一PMOS管MP1的柵極連接。由于差分緩沖延時(shí)級422左右兩邊的電路完全對稱，因此，第五NMOS管MN5、第六NMOS管MN6和第二PMOS管MP2的連接方式對應(yīng)地與第三NMOS管MN3、第四NMOS管MN4、第一PMOS管MPl相同。另外，第四NMOS管MN4的柵極與第五NMOS管MN5的漏極、第六NMOS管MN6的漏極連接；第六NMOS管MN6的柵極與第三NMOS管MN3的漏極、第四NMOS管MN4的漏極連接；第一PMOS管MP1的源極和第二PMOS管MP2的源極連接。第三NMOS管MN3的柵極和第一PMOS管MPl的柵極為正極輸入V!+;第三NMOS管MN3的漏極、第四NMOS管MN4的漏極、第一PMOS管MPl的漏極和第六NMOS管MN6的柵極為負(fù)極輸出Vo.;第五NMOS管MN5的柵極和第二PMOS管MP2的柵極為負(fù)極輸入Vl;第五NMOS管MN5的漏極、第六NMOS管MN6的漏極、第二PMOS管MP2的漏極和第四NMOS管MN4的柵極為正極輸出Vo+;第一PMOS管MPl和第二PMOS管MP2的源極電壓為振蕩電壓Vd。隨著振蕩電壓Vd的變化，差分緩沖延時(shí)級422的延時(shí)也發(fā)生變化，壓控振蕩器42的輸出信號F。w(CK+或CK-)的頻率發(fā)生變化。本實(shí)施例的振蕩單元420的差分緩沖延時(shí)級422直接應(yīng)用現(xiàn)有的差分結(jié)構(gòu)，而不是帶對稱負(fù)載的差分連接方式；并且，在各級差分緩沖延時(shí)級之間也不需要增加NMOS管來確保振蕩單元420能夠振蕩。振蕩電壓和偏置電流產(chǎn)生單元421,用于根據(jù)所述第一控制電壓Vbn產(chǎn)生偏置電流Id和提供給所述振蕩單元420的差分緩沖延時(shí)級422的振蕩電壓V小振蕩電壓和偏置電流產(chǎn)生單元421包括第七NMOS管MN7、第八NMOS管MN8、第九NMOS管MN9、第二電壓跟隨器Av2、第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4。輸入差分緩沖延時(shí)級422的振蕩電壓Vd由第一控制電壓Vbn通過第七NMOS管MN7和第八NMOS管MN8產(chǎn)生。第七NMOS管MN7的柵極電壓為第一控制電壓Vbn、源極電壓為振蕩電壓V^;第八NMOS管MN8的漏極連接第二電壓Vdd(通常為3.3V的模擬電壓源)、柵極連接一個(gè)RC濾波電路(圖中未示出)；第七NMOS管MN7的漏極和第八NMOS管MN8的源極連接。這樣的連接方式具有良好的電源噪聲抑制效果(PSRR，powersupplyripplerejection)，也就是說，第二電壓Vdd(模擬電壓源)的噪聲對振蕩電壓Vd的影響很小，振蕩電壓Vd的噪聲小，使得壓控振蕩器42的輸出信號F。ut(CK+或CK-)的頻率，即振蕩單元420的振蕩頻率更加穩(wěn)定，抖動(dòng)更小，進(jìn)而使得鎖相環(huán)的相位噪聲也小。偏置電流Id由第一控制電壓Vbn通過第七NMOS管MN7、第九NMOS管MN9、第二電壓跟隨器Av2、第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4產(chǎn)生。第九NMOS管MN9的柵極與第七NMOS管MN7的柵極連接、源極與第二電壓跟隨器Av2的輸出端連接；第二電壓跟隨器Av2是一個(gè)運(yùn)算放大器，運(yùn)算放大器Av2的一個(gè)輸入為振蕩電壓Vd，另一個(gè)輸入與運(yùn)算放大器Av2的輸出端連接，即運(yùn)算放大器Av2的輸出電壓等于(或者說跟隨)輸入的振蕩電壓Vd,第二電壓跟隨器Av2用于提供驅(qū)動(dòng)第九NMOS管MN9的驅(qū)動(dòng)能力。第三PMOS管MP3的漏極與第九NMOS管MN9的漏極連接，第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4構(gòu)成電流鏡第三PMOS管MP3的源極和第四PMOS管MP4的源極連接第二電壓Vdd,第三PMOS管MP3的柵極、漏極和第四PMOS管MP4的柵極連接，第四PMOS管MP4的漏極輸出電流即為偏置電流Id。偏置電流Id與流過第三PMOS管MP3的電流(或者說，第三PMOS管MP3的漏源極電流)成比例關(guān)系，其比值為第四PMOS管MP4的溝道寬長比與第三PMOS晶體管MP3的溝道寬長比的比<直。設(shè)第四PMOS管MP4的溝道寬長比與第三PMOS晶體管MP3的溝道寬長比相等，因此，偏置電流Id等于流過第三PMOS管MP3的電流；第三PMOS管MP3的漏極與第九NMOS管MN9的漏極連接，因此，流過第三PMOS管MP3的電流等于第九NMOS管MN9的漏源極電流I礎(chǔ)；第九NMOS管MN9的柵極電壓和第七NMOS管MN7的柵極電壓相同(都為第一控制電壓Vto)，第九NMOS管MN9的源極電壓和第七NMOS管MN7的源極電壓相同(都為振蕩電壓Vd)，因此，第九NMOS管MN9的漏源極電流lds9等于第七NMOS管MN7的漏源極電流1^7。由此可以得到，偏置電流Id等于第七NMOS管MN7的漏源極電流Ids7。第七NMOS管MN7工作在飽和區(qū)，因此，漏源極電流Ids7,即振蕩電壓和偏置電流產(chǎn)生單元421輸出的的偏置電流Id可以用式(11)表示^=47=4"7*(^7屮)2(11)其中，k7為第七NMOS管MN7的工藝因子(同樣地，為了簡化推導(dǎo)過程，設(shè)k7=kl，實(shí)際上，第七NMOS管MN7和第一NMOS管MNl的工藝因子之間可以存在一個(gè)常數(shù)的比值關(guān)系)，Vt為NMOS管的閾值電壓，Vgs7為第七NMOS管MN7的柵源極電壓。壓控振蕩器42的振蕩頻率(振蕩單元420的振蕩頻率)cov可以用式(12)表示_12%=7^=-^-=-^-=--(12)H4c6u6其中，gm為振蕩單元420的跨導(dǎo)，kO為振蕩單元420的MOS管的工藝因子(同樣地，為簡化推導(dǎo)過程，設(shè)k(Nkl)，Cb為壓控振蕩器的寄生電容，第七NMOS管MN7的漏源極電流Ids7用式(11)代入。從式(12)可以得到壓控振蕩器42的增益Kv:《_3&3(,/2;r)_A:lv=^7=a^7、*q(13)將式(5)、(10)和(13)代入式(1)得到環(huán)路的阻尼因子《從式(14)可以看到，環(huán)路的阻尼因子《僅與參數(shù)x、Cb、Cp有關(guān)，由于電容Cb、Cp在制造工藝中確定，因此適當(dāng)設(shè)置參數(shù)x的值，就可以使環(huán);洛的阻尼因子保持固定值。常數(shù)x的取值根據(jù)需要得到的環(huán)路的阻尼因子《的值而確定，舉例來說，需要得到的環(huán)路的阻尼因子^1，電容Cj^ll2.5pF,通過仿真測試得到電容Cb=0.112pF,因此可以得到x=20，即電荷泵22輸出的充電或放電電流Ip為壓控振蕩器42輸出的偏置電流Id的1/20。將式(5)和(13)代入式(2)得到環(huán)路帶寬(On為0=wJ"i承2;z^X7V*Cp斗;rW*Cr(15)■64:w*c參考式(12)，將^￥=-^-，k0=kl，Ids7=Id代入式(15)，并且，^=^￡/*^代入式(15)，可以得到:化64;rw*c=0,4;rw*c=，64;rw*c》一*因此，環(huán)路帶寬ron與輸入頻率coref的比值為(15-1)仏6(16)從式(16)可以看到，在制造工藝中確定了電容Cb、Cp,并且設(shè)置了參數(shù)x的值后，鎖相環(huán)的環(huán)路帶寬Q)n能夠跟蹤鎖相環(huán)的輸入頻率(Oref，其比值正比于分頻器50的分頻數(shù)N的平方根(即#)，舉例來說，以上述電容Cp=112.5pF，Cb=0.112pF，乂=20代入式(16)，得到NFref(MHz)Fn(KHz)OVKef(0/o)81257070.566423364.81.587.8123.612811.7261.42.233.987.12545.91863.1521<table>tableseeoriginaldocumentpage22</column></row><table>從上表中可以看到，即使輸入頻率叫e尸27TFref或分頻數(shù)N較大，都可以得到較窄的環(huán)路帶寬(Dn=2TTFn，因此自偏置鎖相環(huán)的抖動(dòng)就較小，性能較好。綜上所述，上述技術(shù)方案具有以下優(yōu)點(diǎn)在壓控振蕩器中，通過第一控制電壓產(chǎn)生振蕩電壓，以控制壓控振蕩器的振蕩單元的振蕩頻率；通過第一控制電壓產(chǎn)生偏置電流，并通過偏置電流轉(zhuǎn)換器將壓控振蕩器產(chǎn)生的偏置電流轉(zhuǎn)換成輸入電荷泵的第一控制電流和輸入環(huán)路濾波器的第二控制電流，其中，第一控制電流控制環(huán)路濾波器的電阻和電容的充放電以改變第一控制電壓，第二控制電流配合第一控制電壓調(diào)整第二控制電壓以控制環(huán)路濾波器的電阻。因此，上述技術(shù)方案僅需要一個(gè)電荷泵，就可以實(shí)現(xiàn)自偏置鎖相環(huán)所需滿足的環(huán)路的阻尼因子保持固定值的要求，相較于現(xiàn)有的自偏置鎖相環(huán)需要兩個(gè)電荷泵來說，簡化了自偏置鎖相環(huán)的電路結(jié)構(gòu)。壓控振蕩器的振蕩單元直接應(yīng)用現(xiàn)有的差分結(jié)構(gòu)的環(huán)形振蕩器，振蕩單元的差分緩沖延時(shí)級不是現(xiàn)有的自偏置鎖相環(huán)的對稱負(fù)載的差分連接方式，因此，上述技術(shù)方案在基本鎖相環(huán)的基礎(chǔ)上改動(dòng)較小，易于實(shí)現(xiàn)。在振蕩單元的各級差分緩沖延時(shí)級之間不需要增加NMOS管來確保振蕩單元能夠振蕩，相較于現(xiàn)有的自偏置鎖相環(huán)需要在帶對稱負(fù)載的差分緩沖延時(shí)級之間增加NMOS管來說，不僅不會影響壓控振蕩器的輸出信號的頻率，而且電路結(jié)構(gòu)也更簡單。上述技術(shù)方案省去了現(xiàn)有技術(shù)中復(fù)雜的偏置生成器電路，因而進(jìn)一步簡化了自偏置鎖相環(huán)的電路，并且上述技術(shù)方案中的環(huán)路濾波器、壓控振蕩器和偏置電流轉(zhuǎn)換器的電路都比較簡單，實(shí)現(xiàn)起來非常方便。壓控振蕩器的電路具有良好的電源噪聲抑制效果，也就是說，電源的噪聲對振蕩電壓的影響很小，振蕩電壓的噪聲小，使得壓控振蕩器的輸出信號的頻率更加穩(wěn)定，抖動(dòng)更小，進(jìn)而使得鎖相環(huán)的相位噪聲也小。上述技術(shù)方案對于鎖相環(huán)的環(huán)路帶寬也進(jìn)行了優(yōu)化，在輸入頻率較低時(shí)環(huán)路帶寬不會很窄，在輸入頻率較高時(shí)環(huán)路帶寬不會太寬，這樣能夠最大程度地抑制輸入端的低頻噪聲和壓控振蕩器產(chǎn)生的高頻噪聲。本發(fā)明雖然以較佳實(shí)施例公開如上，但其并不是用來限定本發(fā)明，任何本領(lǐng)域技術(shù)人員在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，都可以做出可能的變動(dòng)和修改，因此本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)當(dāng)以本發(fā)明權(quán)利要求所界定的范圍為準(zhǔn)。權(quán)利要求1.一種自偏置鎖相環(huán)，其特征在于，包括鑒頻鑒相器，檢測輸入信號和反饋信號的頻差和相差，產(chǎn)生脈沖控制信號；電荷泵，根據(jù)所述鑒頻鑒相器輸出的脈沖控制信號產(chǎn)生充電或放電電流，所述充電電流或放電電流等于輸入電荷泵的第一控制電流；環(huán)路濾波器，輸出第一控制電壓，在電荷泵輸出充電電流時(shí)升高所述第一控制電壓，在電荷泵輸出放電電流時(shí)降低所述第一控制電壓，所述環(huán)路濾波器的電阻由第一控制電壓和第二控制電壓控制，所述第二控制電壓根據(jù)第一控制電壓和輸入環(huán)路濾波器的第二控制電流調(diào)整；壓控振蕩器，根據(jù)環(huán)路濾波器輸出的第一控制電壓產(chǎn)生振蕩電壓和偏置電流，在振蕩電壓升高時(shí)加快輸出信號的振蕩頻率，在振蕩電壓降低時(shí)減慢輸出信號的振蕩頻率；分頻器，將壓控振蕩器的輸出信號進(jìn)行分頻，產(chǎn)生輸入所述鑒頻鑒相器的反饋信號；偏置電流轉(zhuǎn)換器，將壓控振蕩器產(chǎn)生的偏置電流轉(zhuǎn)換成輸入電荷泵的第一控制電流和輸入環(huán)路濾波器的第二控制電流，其中，第一控制電流等于偏置電流與常數(shù)的比值，第二控制電流等于偏置電流與分頻器的分頻數(shù)的比值。2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的自偏置鎖相環(huán)，其特征在于，所述環(huán)路濾波器包括濾波單元，在電荷泵輸出充電電流時(shí)升高第一控制電壓，在電荷泵輸出放電電流時(shí)降低所述第一控制電壓；濾波偏置單元，根據(jù)所述第一控制電壓和輸入環(huán)路濾波器的第二控制電流調(diào)整所述第二控制電壓。3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的自偏置鎖相環(huán)，其特征在于，所述濾波偏置單元包括第一電壓跟隨器、第一NMOS管和第一電流源，其中，第一電壓跟隨器的一個(gè)輸入為第一控制電壓，另一個(gè)輸入與第一電壓跟隨器的輸出連接并與第一NMOS管的源極連接；第一NMOS管的柵極、漏極電壓為第二控制電壓，第一NMOS管的漏源極電流由第一電流源提供，所述第一電流源的電流為所述偏置電流轉(zhuǎn)換器輸出的第二控制電流；所述濾波單元包括電阻、電容和第二電流源，所述濾波單元的電阻為環(huán)路濾波器的電阻，包括第二NMOS管，而電容包括第一電容和第二電容，其中，第一電容的一端與第二NMOS管的源極連接，第二電容的一端與第二NMOS管的漏極連接，而另一端與第一電容的另一端連接，并連接第一電壓；第二NMOS管的漏極電壓為第一控制電壓，4冊極電壓為第二控制電壓；第二電流源連接第二電容的兩端，所述第二電流源的電流為所述電荷泵輸出的充電或i文電電流。4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的自偏置鎖相環(huán)，其特征在于，所述壓控振蕩器包括振蕩單元，在振蕩電壓升高時(shí)加快輸出信號的振蕩頻率，在振蕩電壓降低時(shí)減慢輸出信號的振蕩頻率；振蕩電壓和偏置電流產(chǎn)生單元，根據(jù)所述第一控制電壓產(chǎn)生偏置電流和提供給所述振蕩單元的振蕩電壓。5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的自偏置鎖相環(huán)，其特征在于，所述振蕩單元包括至少兩個(gè)串接的差分緩沖延時(shí)級，其中，后一級差分緩沖延時(shí)級的正極輸入與前一級差分緩沖延時(shí)級的負(fù)極輸出連接，后一級差分緩沖延時(shí)級的負(fù)極輸入與前一級差分緩沖延時(shí)級的正極輸出連接，第一級差分緩沖延時(shí)級的正極輸入與最后一級差分緩沖延時(shí)級的正極輸出連接，第一級差分緩沖延時(shí)級的負(fù)極輸入與最后一級差分緩沖延時(shí)級的負(fù)極輸出連接；所述差分緩沖延時(shí)級的振蕩頻率由輸入的振蕩電壓控制。6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的自偏置鎖相環(huán)，其特征在于，所述差分緩沖延時(shí)級包括第三NMOS管、第四NMOS管、第一PMOS管、第五NMOS管、第六NMOS管和第二PMOS管，其中，第三NMOS管的柵極和第一PMOS管的柵極為正極輸入，第三NMOS管的漏極、第四NMOS管的漏極、第一PMOS管的漏極和第六NMOS管的柵極為負(fù)極輸出，第五NMOS管的柵極和第二PMOS管的柵極為負(fù)極輸入，第五NMOS管的漏極、第六NMOS管的漏極、第二PMOS管的漏極和第四NMOS管的柵極為正極輸出，第一PMOS管和第二PMOS管的源才及電壓為振蕩電壓，第三NMOS管、第四NMOS管、第五NMOS管和第六NMOS管的源極電壓為第一電壓；所述振蕩電壓和偏置電流產(chǎn)生單元包括第七NMOS管、第八NMOS管、第九NMOS管、第二電壓跟隨器、第三PMOS管和第四PMOS管，其中，第七NMOS管的柵極電壓為第一控制電壓、源極電壓為振蕩電壓，第八NMOS管的漏極連接第二電壓、柵極連接RC濾波電路，第七NMOS管的漏極和第八NMOS管的源極連接；第九NMOS管的柵極與第七NMOS管的柵極連接、源極與第二電壓跟隨器的輸出連接；第二電壓跟隨器的一個(gè)輸入為振蕩電壓，另一個(gè)輸入與第二電壓跟隨器的輸出連接；第三PMOS管的漏極與第九NMOS管的漏極連接，第三PMOS管和第四PMOS管構(gòu)成電流鏡，第四PMOS管的漏招j命出電流為偏置電流。7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的自偏置鎖相環(huán)，其特征在于，所述偏置電流轉(zhuǎn)換器包括第一電流鏡，輸入偏置電流，輸出第一控制電流，所述第一電流鏡的輸出電流為輸入電流的1/x倍，x為常數(shù)；第二電流鏡，輸入偏置電流，輸出第二控制電流，所述第二電流鏡的輸出電流為輸入電流的1/N倍，N為分頻器的分頻數(shù)。全文摘要一種自偏置鎖相環(huán)，包括鑒頻鑒相器、電荷泵、環(huán)路濾波器、壓控振蕩器、分頻器和偏置電流轉(zhuǎn)換器，其中，電荷泵輸出的充電或放電電流等于第一控制電流；環(huán)路濾波器的電阻由第一控制電壓和第二控制電壓控制，第二控制電壓根據(jù)第一控制電壓和第二控制電流調(diào)整，環(huán)路濾波器根據(jù)電荷泵輸出的充電或放電電流，升高或降低第一控制電壓；壓控振蕩器根據(jù)第一控制電壓產(chǎn)生振蕩電壓和偏置電流，并根據(jù)振蕩電壓的升高或降低，加快或減慢振蕩頻率；偏置電流轉(zhuǎn)換器將偏置電流轉(zhuǎn)換成第一控制電流和第二控制電流，其中，第一控制電流等于偏置電流與常數(shù)的比值，第二控制電流等于偏置電流與分頻器的分頻數(shù)的比值。所述自偏置鎖相環(huán)的電路簡單，且具有低抖動(dòng)的特點(diǎn)。文檔編號H03L7/18GK101588178SQ20081003805公開日2009年11月25日申請日期2008年5月23日優(yōu)先權(quán)日2008年5月23日發(fā)明者符志崗申請人:中芯國際集成電路制造(上海)有限公司