一種基于cot控制模式的失調(diào)電壓消除電路的制作方法
【專利摘要】本發(fā)明屬于電子電路技術(shù)領(lǐng)域，涉及一種基于COT控制模式的失調(diào)電壓消除電路。本發(fā)明采用了一種片內(nèi)補償技術(shù)，通過對SW的電位信息進行濾波處理得到包含直流信息與電感電流信息的鋸齒波，利用電路獲取其直流分量。然后利用減法電路做差提取其交流分量，即得到所需的與電感電流同向的紋波信息。然后再通過紋波迭加電路將其與反饋信號VFB相加，從而保證相位滯后的輸出電容紋波弱于補償后的紋波，保證實現(xiàn)系統(tǒng)的穩(wěn)定工作；同時避免了不同應(yīng)用下傳統(tǒng)的片外紋波補償電路的參數(shù)需重復(fù)設(shè)計，增大了電路的適用范圍。
【專利說明】
-種基于COT控制模式的失調(diào)電壓消除電路
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本發(fā)明屬于電子電路技術(shù)領(lǐng)域，設(shè)及一種基于COT控制模式的失調(diào)電壓消除電路。
【背景技術(shù)】
[0002] 相對于傳統(tǒng)電壓?？刂苹蛘唠娏髂？刂品绞絹碇v，基于輸出紋波的控制系統(tǒng)具有 更加快速的瞬態(tài)響應(yīng)特性W及控制環(huán)路簡單等特點，尤其是基于恒定導(dǎo)通時間的紋波控制 方式在自適應(yīng)恒頻特性上的潛力而備受關(guān)注。
[0003] 然而，恒定導(dǎo)通控制模式中，反饋電壓vra通過不斷觸發(fā)谷值限（參考電平化ef)來 觸發(fā)Ton計時。反饋電壓VFB的直流電平同參考電壓化ef之間存在一定的失調(diào)電壓A V，運個 失調(diào)量是由系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)帶來的系統(tǒng)失調(diào)。從而引起實際輸出電壓值與理想設(shè)定值間存在 偏差，降低了系統(tǒng)整體調(diào)整精確性。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0004] 本發(fā)明所要解決的，就是針對目前COT控制系統(tǒng)所帶來的穩(wěn)定性及調(diào)整精確性的 問題，提供一種COT輸出電壓失調(diào)的動態(tài)消除電路。
[0005] 本發(fā)明的技術(shù)方案是:如圖1所示，一種基于COT控制模式的失調(diào)電壓消除電路，包 括上功率管、下功率管、電感L、電壓采樣電路、單次計時器、RS觸發(fā)器、驅(qū)動模塊、分壓器、直 流分量模塊、紋波采樣電路、電容Css、第一邏輯運算模塊、第二邏輯運算模塊、第一比較器 和電流源;其中，驅(qū)動模塊的輸出端分別接上功率管的柵極和下功率管的柵極;上功率管的 漏極接電源，下功率管的源極接地，上功率管的源極和下功率管的漏極連接為BUCK變換器 的輸出端，上功率管源極和下功率管漏極的連接點通過電感L后接電壓采樣電路;紋波采樣 電路的輸入端接BUCK變換器的輸出端;直流分量模塊的輸入端通接紋波采樣電路的輸出 端;直流分量模塊的輸出端分別接分壓器的輸入端和第一邏輯運算模塊的第一輸入端，第 一邏輯運算模塊的第二個輸入端接紋波采樣電路的輸出端，第一邏輯運算模塊的第=輸入 端接失調(diào)電壓;第一邏輯運算模塊的輸出端接第二邏輯運算模塊的一個輸入端，第二邏輯 運算模塊的另一個輸入端接電壓采樣電路的輸出端;第二邏輯運算模塊的輸出端接第一比 較器的正輸入端;第一比較器的負輸入端分別接基準電壓和電流源的輸出；電流源的輸出 還通過電容Css后接地;第一比較器的輸出端接RS觸發(fā)器的S輸入端;分壓器的輸出端接單 次計時器的一個輸入端，單次計時器的另一個輸入端接RS觸發(fā)器的輸出端，單次計時器的 輸出端接RS觸發(fā)器的踐俞入端;RS觸發(fā)器的輸出端接驅(qū)動模塊的輸入端；
[0006] 所述紋波采樣電路包括第一電阻Rl、第二電阻R2、第S電阻R3、第四電阻R4、第五 電阻R5、第六電阻R6、第屯電阻R7、第八電阻R8、第一電容CU第二電容C2、第=電容C3、第四 電容C4、運算放大器和跨導(dǎo)放大器;紋波采樣電路的輸入端依次通過第一電阻RU第二電阻 R2、第四電阻R4和第五電阻R5后接運算放大器的正向輸入端;第一電阻Rl和第二電阻R2的 連接點通過第一電容Cl后接地；第二電阻R2和第四電阻R4的連接點通過第S電阻R3后接 地;第四電阻R4和第五電阻R5的連接點通過第二電容C2后接地;第五電阻R5和運算放大器 正向輸入端的連接點通過第=電容C3后接地;運算放大器的負向輸入端與運算放大器的輸 出端互連，依次通過第六電阻R6和第屯電阻R7后接地;紋波采樣電路的輸入端依次通過第 一電阻Rl和第二電阻R2后接跨導(dǎo)放大器的一個輸入端，跨導(dǎo)放大器的另一個輸入端依次通 過第八電阻R8和第六電阻R6后接運算放大器的輸出端，跨導(dǎo)放大器的輸出端為紋波采樣電 路的輸出端。
[0007] 上述方案中，第一邏輯運算模塊為加減運算器，具體為VDG+Va。與Vdg作差，再與失調(diào) 電壓A V疊加，第二邏輯運算模塊為加法器。
[0008] 本發(fā)明的有益效果為，克服傳統(tǒng)恒定導(dǎo)通控制模式中，由于系統(tǒng)失調(diào)帶來的調(diào)整 精確性的問題，提高了系統(tǒng)的輸出電壓調(diào)整精度。
【附圖說明】
[0009] 圖1為本發(fā)明的系統(tǒng)環(huán)路架構(gòu)圖；
[0010] 圖2為紋波采樣電路等效架構(gòu)圖；
[0011] 圖3為紋波采樣波形示意圖；
[001^ 圖4為Vfb直流分量補償波形示意圖；
[0013] 圖5為電容充電的零狀態(tài)響應(yīng)波形示意圖。
【具體實施方式】
[0014] 下面結(jié)合附圖，詳細描述本發(fā)明的技術(shù)方案：
[0015] 本發(fā)明整個系統(tǒng)的控制環(huán)路等效架構(gòu)框圖可如圖1所示，SW為系統(tǒng)的開關(guān)輸出節(jié) 點，輸出VOUT經(jīng)電阻Rfl、Rf2的分壓得到反饋電壓VFB。本發(fā)明采用了一種片內(nèi)補償技術(shù)，通 過對SW的電位信息進行濾波處理得到包含直流信息與電感電流信息的銀齒波，利用電路 獲取其直流分量。然后利用減法電路做差提取其交流分量，即得到所需的與電感電流同向 的紋波信息。然后再通過紋波迭加電路將其與反饋信號VFB相加，從而保證相位滯后的輸出 電容紋波弱于補償后的紋波，保證實現(xiàn)系統(tǒng)的穩(wěn)定工作；同時避免了不同應(yīng)用下傳統(tǒng)的片 外紋波補償電路的參數(shù)需重復(fù)設(shè)計，增大了電路的適用范圍。此外，失調(diào)電壓A V補償模塊， 可W根據(jù)系統(tǒng)的工作狀態(tài)，動態(tài)設(shè)定A V的大小，從而消除紋波補償電路對輸出穩(wěn)定電壓產(chǎn) 生的偏差，從而動態(tài)消除系統(tǒng)直流失調(diào)，提局系統(tǒng)調(diào)整精度。
[0016] 本發(fā)明的紋波產(chǎn)生電路原理圖如圖2所示，紋波采樣電路首先通過RC_Filter將SW 信號一階濾波分壓，從而將開關(guān)結(jié)點SW處的方波信號轉(zhuǎn)換成S角波信號，構(gòu)建包含具有與 電感電流紋波同向的VSW_F 1，因此VSW_F 1中同時包含交流與直流分量。隨后再利用兩階濾 波分壓，濾除VSW_F1中的交流信息，獲得與SW直流量成比例的信息，而SW的直流值即是系統(tǒng) 輸出電壓V0UT，貝阿W得到與Vout成比例且較為穩(wěn)定的VSW_F3，通過單位增益負反饋連接 形式的運放opW及R8、C4構(gòu)成的RC濾波器(用于濾除高頻毛刺)得到VSW_DC。分壓電阻R6、R7 的左右是用來產(chǎn)生失調(diào)電壓A V，于是有：
[0017]
[001 引
[0019] 最后通過電壓電流轉(zhuǎn)換器對VSW_DC和VSW_F1做差，得到包含紋波信息的電流 IOUT，送至紋波疊加模塊。可W計算得到：
[0020] IouT=Gm ?(VsW-FrVsW-DC)+Ib
[0021] 其中，電流IB用于后級疊加電路保證VFB和VRef上疊加相同的直流電平，代入VSW_ DC和VSW_F1可W得到：
[0022]
[0023]
[0024] 上式中AI用于vra直流電平補償，W保證輸出的精確性。由公式看出可W通過改 變V-I轉(zhuǎn)換器的跨導(dǎo)Gm的大小來改變所產(chǎn)生的紋波電流大小。最終將得到的包含有電感電 流信息的紋波電流疊加至反饋信號￥!^上。其中，A 1用于￥!^直流電平補償，^保證輸出的 精確性。紋波采樣電路的波形如圖3所示。圖2中由電阻Rl~R5、電容Cl~C3構(gòu)成的=階濾波 網(wǎng)絡(luò)，由分析可得=個濾波頻率點分別是
。通過選取合適 的參數(shù)即可得到斜率、幅度滿足要求的=角波VSW_F1。
[0025] 圖4(a)為VFB直流分量補償波形示意圖，反饋電壓VFB的直流電平同參考電壓化ef 之間存在一定的失調(diào)電壓A V，該A V的大小與上補償紋波大小相關(guān)，紋波越小，失調(diào)越 小，將該A V用A Vl表示。如圖4(b)所示，如果在VFB上預(yù)先疊加一個失調(diào)電壓A V，再用運個 疊加后的值送入HVM比較器同化ef做比較，那么實際VFB的直流電平會與化ef重合，相當于 系統(tǒng)失調(diào)A V被消除掉了，將該A V用A V2表示。圖4(c)展示了未經(jīng)過紋波補償?shù)膶嶋H￥!^的 波形，采用運種方法可W提高系統(tǒng)輸出電壓的錯位精度。通過計算可W得到：
[0026]
[0027]
[0028] 因此，只要能夠?qū) Vl與A V2設(shè)置得精確相等，就能完全消除系統(tǒng)的失調(diào)量A V。
[0029] 圖5為電容充電的零狀態(tài)響應(yīng)波形示意圖，通過該圖的表達式：
[0030]
[0031] 可W推算
出圖2中紋波采樣電路一階濾波點隨時間的電壓表達式：
[0032]
[0033]
[0034]
[0035]
[0036]
[0037]
[00；3 引
[0039]
[0040] 對于確定的系統(tǒng)，上式中占空比D和系統(tǒng)頻率fsw都是確定的，只要設(shè)置適當?shù)臅r間 常數(shù)T，即電容、電阻的大小，就能使上式成立，精確消除系統(tǒng)的失調(diào)量A V。
[0041] 本發(fā)明的有益效果是提供一種失調(diào)消除的方法，來克服傳統(tǒng)恒定導(dǎo)通控制模式 中，由于系統(tǒng)失調(diào)帶來的系統(tǒng)穩(wěn)定性等問題，提高了系統(tǒng)的輸出電壓錯位精度。
【主權(quán)項】
1. 一種基于COT控制模式的失調(diào)電壓消除電路，包括上功率管、下功率管、電感L、電壓 采樣電路、單次計時器、RS觸發(fā)器、驅(qū)動模塊、分壓器、直流分量模塊、紋波采樣電路、電容 Css、第一邏輯運算模塊、第二邏輯運算模塊、第一比較器和電流源;其中，驅(qū)動模塊的輸出 端分別接上功率管的柵極和下功率管的柵極;上功率管的漏極接電源，下功率管的源極接 地，上功率管的源極和下功率管的漏極連接為BUCK變換器的輸出端，上功率管源極和下功 率管漏極的連接點通過電感L后接電壓采樣電路;紋波采樣電路的輸入端接BUCK變換器的 輸出端;直流分量模塊的輸入端通接紋波采樣電路的輸出端;直流分量模塊的輸出端分別 接分壓器的輸入端和第一邏輯運算模塊的第一輸入端，第一邏輯運算模塊的第二個輸入端 接紋波采樣電路的輸出端，第一邏輯運算模塊的第三輸入端接失調(diào)電壓;第一邏輯運算模 塊的輸出端接第二邏輯運算模塊的一個輸入端，第二邏輯運算模塊的另一個輸入端接電壓 采樣電路的輸出端;第二邏輯運算模塊的輸出端接第一比較器的正輸入端;第一比較器的 負輸入端分別接基準電壓和電流源的輸出；電流源的輸出還通過電容Css后接地;第一比較 器的輸出端接RS觸發(fā)器的S輸入端;分壓器的輸出端接單次計時器的一個輸入端，單次計時 器的另一個輸入端接RS觸發(fā)器的輸出端，單次計時器的輸出端接RS觸發(fā)器的R輸入端;RS觸 發(fā)器的輸出端接驅(qū)動模塊的輸入端； 所述紋波采樣電路包括第一電阻R1、第二電阻R2、第三電阻R3、第四電阻R4、第五電阻 R5、第六電阻R6、第七電阻R7、第八電阻R8、第一電容C1、第二電容C2、第三電容C3、第四電容 C4、運算放大器和跨導(dǎo)放大器;紋波采樣電路的輸入端依次通過第一電阻R1、第二電阻R2、 第四電阻R4和第五電阻R5后接運算放大器的正向輸入端;第一電阻R1和第二電阻R2的連接 點通過第一電容C1后接地;第二電阻R2和第四電阻R4的連接點通過第三電阻R3后接地;第 四電阻R4和第五電阻R5的連接點通過第二電容C2后接地;第五電阻R5和運算放大器正向輸 入端的連接點通過第三電容C3后接地;運算放大器的負向輸入端與運算放大器的輸出端互 連，依次通過第六電阻R6和第七電阻R7后接地;紋波采樣電路的輸入端依次通過第一電阻 R1和第二電阻R2后接跨導(dǎo)放大器的一個輸入端，跨導(dǎo)放大器的另一個輸入端依次通過第八 電阻R8和第六電阻R6后接運算放大器的輸出端，跨導(dǎo)放大器的輸出端為紋波采樣電路的輸 出端。
【文檔編號】H02M3/158GK105978337SQ201610455492
【公開日】2016年9月28日
【申請日】2016年6月22日
【發(fā)明人】周澤坤, 徐俊, 馮捷斐, 李天生, 石躍, 王卓, 張波
【申請人】電子科技大學