本技術(shù)涉及變換器，尤其涉及一種單級雙向ac-dc變換器控制方法、裝置、終端及介質(zhì)。

背景技術(shù)：

1、單級雙向ac-dc變換器具有電能雙向傳輸、功率密度高、交流側(cè)功率因數(shù)可控、電器隔離等特點。目前雙向充電裝置所使用的雙向單級隔離型ac-dc矩陣變換器拓撲如圖1所示。

2、對于雙向單級隔離型ac-dc矩陣變換器目前常用的控制方法有：一種是在靜止參考坐標系下使用pr(proportional?resonance，比例諧振)控制器直接對電網(wǎng)電流進行控制，pr控制器結(jié)構(gòu)簡單且易于實現(xiàn)，能夠?qū)崿F(xiàn)對交流給定信號的無靜差跟蹤，但該控制器對電網(wǎng)電壓頻率擾動較為敏感；另一種是將正弦電流進行坐標變換，在同步參考坐標系下使用pi（proportional?integral，比例積分）控制器進行控制，在同步dq坐標系下，基于pi調(diào)節(jié)的方法不僅能夠?qū)崿F(xiàn)有功電流和無功電流的獨立控制，而且能夠?qū)崿F(xiàn)對輸入電流的無靜差控制，因此本技術(shù)也采用pi控制器對電路進行控制。

3、但因單相系統(tǒng)只有一個自由度，所以無法直接進行clark變換和park變換。本實施例可以將網(wǎng)側(cè)輸入電壓和輸入電流作為α軸的電壓和電流分量和，然后經(jīng)過鎖相環(huán)可以得到β軸電壓，而β軸電流分量一般通過延遲環(huán)節(jié)產(chǎn)生，這種方法動態(tài)響應較差，進而影響整個系統(tǒng)的動態(tài)響應速度。

技術(shù)實現(xiàn)思路

1、本技術(shù)提供了一種單級雙向ac-dc變換器控制方法、裝置、終端及介質(zhì)，用于解決現(xiàn)有的單級雙向ac-dc變換器動態(tài)響應速度慢的技術(shù)問題。

2、為解決上述技術(shù)問題，本技術(shù)第一方面提供了一種單級雙向ac-dc變換器控制方法，應用于單級雙向ac-dc變換器，所述單級雙向ac-dc變換器包括：lc濾波電路、矩陣變換電路、高頻變壓器、lcl諧振電路、h橋電路和輸出濾波電路，所述控制方法包括：

3、根據(jù)單級雙向ac-dc變換器網(wǎng)側(cè)的輸入電壓、輸入電流和所述單級雙向ac-dc變換器網(wǎng)側(cè)的等效電路，結(jié)合基爾霍夫定律，構(gòu)建所述等效電路的電路參數(shù)關系模型，所述電路參數(shù)關系模型包括：所述等效電路的kvl方程和kcl方程；

4、將所述電路參數(shù)關系模型轉(zhuǎn)換至dq坐標系，結(jié)合預設的開關周期和輸入電流參考值，構(gòu)建在dq坐標系下的濾波電容電壓關系方程；

5、根據(jù)所述電路參數(shù)關系模型，確定所述等效電路的β軸電壓關系方程，再對所述β軸電壓關系方程進行拉普拉斯變換得到所述等效電路的正交電流關系方程；

6、采集單級雙向ac-dc變換器網(wǎng)側(cè)的實際輸入電壓和實際輸入電流，通過聯(lián)立所述濾波電容電壓關系方程和所述正交電流關系方程，得到β軸正交電流，所述β軸正交電流用于結(jié)合預設的電流解耦方程和控制參數(shù)計算方程，確定所述h橋電路的控制參數(shù)。

7、優(yōu)選地，所述濾波電容電壓關系方程具體為：

8、

9、式中，、為所述等效電路中的濾波電容電壓的d軸分量和q軸分量，、為所述輸入電壓的d軸分量和q軸分量，為所述等效電路的等效電感，、為所述輸入電流的d軸分量和q軸分量，、為所述輸入電流參考值的d軸分量和q軸分量，為所述輸入電壓的角頻率，為所述等效電路的等效電阻。

10、優(yōu)選地，所述正交電流關系方程具體為：

11、

12、式中，為β軸正交電流，為所述輸入電壓的β軸分量，為所述濾波電容電壓的β軸分量，為所述等效電路的等效電感，為拉普拉斯算子。

13、優(yōu)選地，所述電流解耦方程具體為：

14、

15、式中，、為解耦電流的d軸分量和q軸分量，為所述等效電路的等效電容，、為所述等效電路中的濾波電容電壓的d軸分量和q軸分量，為拉普拉斯算子，為所述等效電路的等效電感，、為所述輸入電流的d軸分量和q軸分量，為所述等效電路的等效電阻。

16、優(yōu)選地，所述電流解耦方程具體為：

17、

18、式中，、為解耦電流的d軸分量和q軸分量，為所述輸入電壓的角頻率，為所述等效電路的等效電容，、為所述等效電路中的濾波電容電壓的d軸分量和q軸分量，為拉普拉斯算子，為所述等效電路的等效電感，、為所述輸入電流的d軸分量和q軸分量。

19、優(yōu)選地，所述控制參數(shù)包括：h橋輸出電壓的占空比。

20、優(yōu)選地，所述控制參數(shù)計算方程具體為：

21、

22、式中，d為所述占空比，為直流電壓源的電壓值，為開關角頻率，m為正弦函數(shù)的幅值系數(shù)，為正弦函數(shù)的相位系數(shù)，l為lcl諧振電路的電感值，為矩陣變換器輸入電流解耦后的參考值在dq坐標系下的q軸分量，為矩陣變換器輸入電流解耦后的參考值在dq坐標系下的d軸分量。

23、同時，本技術(shù)第二方面提供了一種單級雙向ac-dc變換器控制裝置，應用于單級雙向ac-dc變換器，所述單級雙向ac-dc變換器包括：lc濾波電路、矩陣變換電路、高頻變壓器、lcl諧振電路、h橋電路和輸出濾波電路，所述控制裝置包括：

24、電路參數(shù)關系確定單元，用于根據(jù)單級雙向ac-dc變換器網(wǎng)側(cè)的輸入電壓、輸入電流和所述單級雙向ac-dc變換器網(wǎng)側(cè)的等效電路，結(jié)合基爾霍夫定律，構(gòu)建所述等效電路的電路參數(shù)關系模型，所述電路參數(shù)關系模型包括：所述等效電路的kvl方程和kcl方程；

25、第一關系方程轉(zhuǎn)換單元，用于將所述電路參數(shù)關系模型轉(zhuǎn)換至dq坐標系，結(jié)合預設的開關周期和輸入電流參考值，構(gòu)建在dq坐標系下的濾波電容電壓關系方程；

26、第二關系方程轉(zhuǎn)換單元，用于根據(jù)所述電路參數(shù)關系模型，確定所述等效電路的β軸電壓關系方程，再對所述β軸電壓關系方程進行拉普拉斯變換得到所述等效電路的正交電流關系方程；

27、正交電流確定單元，用于采集單級雙向ac-dc變換器網(wǎng)側(cè)的實際輸入電壓和實際輸入電流，通過聯(lián)立所述濾波電容電壓關系方程和所述正交電流關系方程，得到β軸正交電流，所述β軸正交電流用于結(jié)合預設的電流解耦方程和控制參數(shù)計算方程，確定所述h橋電路的控制參數(shù)。

28、本技術(shù)第三方面提供了一種單級雙向ac-dc變換器控制終端，包括：存儲器和處理器；

29、所述存儲器用于存儲與如本技術(shù)第一方面提供的一種單級雙向ac-dc變換器控制方法相對應的程序代碼；

30、所述處理器用于讀取并執(zhí)行所述程序代碼。

31、本技術(shù)第四方面提供了一種計算機可讀存儲介質(zhì)，所述計算機可讀存儲介質(zhì)中保存有與如本技術(shù)第一方面提供的一種單級雙向ac-dc變換器控制方法相對應的程序代碼，當所述程序代碼被處理器執(zhí)行時，實現(xiàn)如本技術(shù)第一方面提供的一種單級雙向ac-dc變換器控制方法。

32、從以上技術(shù)方案可以看出，本技術(shù)具有以下優(yōu)點：

33、本技術(shù)提供的方案首先根據(jù)單級雙向ac-dc變換器交流電網(wǎng)側(cè)的等效電路，結(jié)合基爾霍夫定律，構(gòu)建該等效電路的電路參數(shù)關系模型，再基于該電路參數(shù)關系模型，分別構(gòu)建在dq坐標系下的濾波電容電壓關系方程和正交電流關系方程，然后，利用采集到的實際輸入電壓和實際輸入電流，通過聯(lián)立濾波電容電壓關系方程和正交電流關系方程，即可得到β軸正交電流，從而實現(xiàn)以更快的效率構(gòu)造出準確的β軸正交電流，而且本技術(shù)的方案不受延遲環(huán)節(jié)動態(tài)響應速度限制，能夠更好地避免網(wǎng)側(cè)電壓波動對實際構(gòu)造的β軸正交電流的影響，解決了現(xiàn)有技術(shù)在構(gòu)造β軸正交電流動態(tài)響應速度差的問題。另外，本技術(shù)采用不含微分項的解耦方程實現(xiàn)對電流的解耦，進一步降低控制方法的復雜度和提高系統(tǒng)的魯棒性。