本發(fā)明屬于逆交流電機與驅動控制領域，更具體地，涉及一種電機驅動裝置以及定子直流勵磁電機系統(tǒng)。

背景技術：

應用電力電子變換器作為控制器是現(xiàn)代電氣傳動的主要方法。永磁電機具有高功率密度、高效率、高功率因數(shù)等優(yōu)點，但永磁電機存在永磁成本較高，以及勵磁不可逆退磁等問題。而傳統(tǒng)的開關磁阻電機結構簡單、成本低，但由于其特有的供電方式，在開關關斷瞬間，存在較大的電流尖峰，因此電機的振動和噪聲很大，此外，電機的轉矩脈動也較大。這些缺點影響了開關磁阻電機在某些對振動和噪聲要求較高的場合的使用。因此為了減少或不使用永磁電機中的稀土磁鐵，同時保證電機的優(yōu)良特性，近年來，有些學者提出了直流偏置正弦電流的游標電機。要控制這一類電機的正常工作，定子線圈電流中除了有交流分量外，還必須含有直流分量。針對這一類每相電流都包含交流和直流兩種分量的新型的定子直流勵磁電機，傳統(tǒng)的控制器采用完全對稱的單相全橋逆變器控制每相電流。若為三相電機則需要6個橋臂，且每個橋臂的電力電子器件都需要按最大電流應力來進行選取容量。

技術實現(xiàn)要素：

針對現(xiàn)有技術的缺陷，本發(fā)明的目的在于提供一種電機驅動裝置及定子直流勵磁電機系統(tǒng)，旨在解決現(xiàn)有電機驅動裝置所用開關管數(shù)量多、功率密度低的技術的問題。

為實現(xiàn)上述目的，作為本發(fā)明的一方面，本發(fā)明提供了一種電機驅動裝置，包括：

多個相橋臂和1個中性點橋臂，每個相橋臂正極與中性點橋臂正極連接，每個相橋臂負極與中性點橋臂負極連接；

每個相橋臂包括第一開關組件和第二開關組件，第一開關組件的負極與第二開關組件的正極連接，第一開關組件的正極作為相橋臂的正極，第二開關組件的負極作為相橋臂的負極；第一開關組件和第二開關組件均為在正極到負極為可控導通在負極到正極為不可控導通的開關組件；

中性點橋臂包括第三開關組件和第四開關組件，第三開關組件的正極與第四開關組件的正極連接，第三開關組件的負極作為中性點橋臂的正極，第四開關組件的負極作為中性點橋臂的負極；第三開關組件為由正極向負極不可控導通的組件，第四開關組件為由正極向負極可控導通組件；

一個相橋臂中第一開關組件的負極用于與一相繞組一端連接，中性點橋臂中第三開關組件的正極用于與該相繞組另一端連接；

通過控制第一開關組件導通時間和導通方向、第二開關組件導通時間和導通方向、以及第四開關組件導通時間和導通方向控制被驅動電機繞組的電流方向和電流大小使其為包含直流分量和交流分量的電流。優(yōu)選地，每個相橋臂中第一開關組件導通時間和導通方向以及第二開關組件導通時間和導通方向根據(jù)該相繞組中電流的交流分量確定，中性點橋臂中第四開關組件的導通時間和導通方向根據(jù)繞組中電流的直流分量確定。

優(yōu)選地，第一開關組件正極到負極導通方向的允許流過最大電流大于第一開關組件負極到正極導通方向的允許流過最大電流。

優(yōu)選地，第二開關組件負極到正極導通方向的允許流過最大電流大于第二開關組件正極到負極導通方向的允許流過最大電流。

優(yōu)選地，第一開關組件包括并聯(lián)的開關管和二極管，且開關管導通方向與二極管導通方向不同，二極管的負極作為第一開關組件的正極，二極管的正極作為第一開關組件的負極，開關管的控制端用于接收控制信號。

優(yōu)選地，第二開關組件包括并聯(lián)的開關管和二極管，且開關管導通方向與二極管導通方向不同，二極管的負極作為第二開關組件的正極，二極管的正極作為第二開關組件的負極，開關管的控制端用于接收控制信號。

優(yōu)選地，第三開關組件為二極管，二極管的正極為第三開關組件的正極，二極管的負極為第三開關組件的負極。

優(yōu)選地，第四開關組件為開關管，開關管正極為第四開關組件的正極，開關管負極為第四開關組件的負極，開關管控制極用于接收控制信號。

優(yōu)選地，當被驅動電機繞組為三相繞組時，電機驅動裝置還包括：

三相電流檢測模塊，用于檢測并輸出電機的實測電流信號；

位置檢測模塊，用于檢測并輸出電機轉子實測位置和電機轉子實測轉速；

速度環(huán)，其輸入端與位置檢測模塊的第一輸出端連接，用于根據(jù)電機轉子實測轉速和電機轉子轉速指令進行pi控制輸出電流指令的q軸分量；

矢量轉化模塊，其第一輸入端與電流檢測模塊的輸出端連接，其第二輸入端與位置檢測模塊的第二輸出端連接，用于根據(jù)電機的實測電流信號和電機轉子實測位置進行矢量轉化輸出轉子實測電流q軸分量和轉子實測電流d軸分量；

電流環(huán)，其第一輸入端與速度環(huán)的輸出端連接，其第二輸入端與矢量轉化模塊的輸出端連接，用于對轉子實測電流q軸分量、轉子實測電流d軸分量、電流指令的q軸分量以及電流指令的d軸分量進行pi控制，輸出電壓指令；

脈寬調(diào)制模塊，其輸入端與電流環(huán)的輸出端連接，用于將電壓指令轉為7路pwm信號輸出；每一路pwm信號用于控制開關管的導通與截止。

作為本發(fā)明的另一方面，本發(fā)明提供一種定子直流勵磁電機系統(tǒng)，包括電機驅動裝置和電機，電機驅動裝置用于驅動電機定子繞組，且該電機定子繞組中所注入電流為帶直流偏置的交流電。

通過本發(fā)明所構思的以上技術方案，與現(xiàn)有技術相比，能夠取得如下有益效果。

1、本發(fā)明提供的電機驅動裝置，由多個相橋臂和1個中性點橋臂構成被驅動電機繞組驅動回路，由于多個相繞組電流中的交流分量相互抵消，多相繞組電流之和為多相繞組電流直流分量之和，因此，電流始終是經(jīng)過第三開關組件正極流向第四開關組件負極，或始終是經(jīng)過第四開關組件正極流向第四開關組件負極，因此，本發(fā)明提供的電機驅動裝置可以實現(xiàn)對直流偏置正弦電流電機定子繞組的驅動。

2、根據(jù)相繞組中電流的交流分量確定控制第一開關組件導通方向和導通時間以及第二開關組件導通方向和導通時間，實現(xiàn)控制第一開關組件負極電壓大小和該電壓持續(xù)時間，根據(jù)相繞組中電流的直流分量確定第四開關組件導通時間，實現(xiàn)控制第四開關正極電壓大小和該電壓持續(xù)時間，進而可以實現(xiàn)控制繞組兩端電壓大小和持續(xù)時間，進而實現(xiàn)控制繞組兩端電流大小和繞組電流的方向。使被驅動電機定子繞組中通入由直流分量和交流分量疊加的電流。

3、本發(fā)明提供的電機驅動裝置，一個中性點橋臂同n相橋臂構成n相繞組驅動主電路，減少n-1個橋臂，減少了4n-4個電力電子器件，大大縮減了驅動器的成本，提高了功率密度。

4、通過讓第一開關組件正極到負極導通方向的允許流過最大電流大于第一開關組件負極到正極導通方向的允許流過最大電流，提高第一開關組件功率利用率，系統(tǒng)功率密度高，經(jīng)濟性好。

5、本發(fā)明提供的電機驅動裝置實現(xiàn)這直流勵磁電機的最大轉矩電流比控制，沒有單向電流的限制，保證了電機的最優(yōu)控制特性。

附圖說明

圖1為本發(fā)明提供的電機驅動裝置實施例所驅動的直流偏置正弦電流電機的結構示意圖；

圖2為本發(fā)明實施例所驅動定子直流勵磁電機的單相定子線圈的典型驅動電流波形；

圖3為本發(fā)明提供的電機驅動裝置實施例的主電路部分拓撲結構；

圖4為本發(fā)明提供的電機驅動裝置實施例的控制部分結構圖；

圖5為本發(fā)明提供實施例中當交流分量大于直流分量時開關管控制信號產(chǎn)生原理圖，圖(a)為相橋臂調(diào)制波、中性點橋臂調(diào)制波和載波關系圖，圖(b)為當載波為實線三角波時相橋臂端電壓、中性點橋臂電壓以及繞組電壓，圖(c)為當載波為虛線三角波時相橋臂端電壓、中性點橋臂電壓以及繞組電壓；

圖6為本發(fā)明提供實施例中當交流分量小于直流分量時開關管控制信號產(chǎn)生原理圖，圖(a)為相橋臂調(diào)制波、中性點橋臂調(diào)制波和載波關系圖，圖(b)為當載波為實線三角波時相橋臂端電壓、中性點橋臂電壓以及繞組電壓，圖(c)為當載波為虛線三角波時相橋臂端電壓、中性點橋臂電壓以及繞組電壓。

具體實施方式

為了使本發(fā)明的目的、技術方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發(fā)明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。

圖1為本發(fā)明提供的電機驅動裝置實施例所驅動的直流偏置正弦電流電機的結構示意圖。如圖1所示，直流偏置正弦電流電機包括定子1、轉子2、繞組3以及轉軸、機殼、端蓋、位置編碼器等電機的其他通用結構件。該電機的特點為：繞組所通入電流包括正弦交流分量和直流分量，該磁阻電機采用單層分數(shù)槽非重疊集中繞組，正弦交流分量用于產(chǎn)生旋轉磁勢，直流分量用于產(chǎn)生旋轉磁場。

圖2為本發(fā)明實施例所驅動定子直流勵磁電機的單相定子線圈的典型驅動電流波形。如圖2所示，每項繞組中電流為直流勵磁電流和正弦交流電流疊加而成，直流勵磁電機電磁轉矩公式：

其中，p為轉子極數(shù)，mδ為直流繞組與交流繞組的互感，if為直流勵磁電流，iq為交軸電流，id為直軸電流，lδ為交流繞組自感，θe為轉子轉動角度，β為常數(shù)值。忽略第二項的轉矩波動，為了實現(xiàn)最大轉矩電流比控制，電機繞組中的直流電流值應等于交流電流值的有效值。

由于正弦交流電流的正負對稱性，在此基礎上疊加直流勵磁電流后，繞組電流中正方向的電流均方根值大于反方向電流均方根值，即正方向電流應力大于反方向電流應力。由此可以知道，流過正向電流的功率器件容量應大于流過反向電流的功率器件容量。

本發(fā)明提供的電機驅動裝置，包括多個相橋臂和1個中性點橋臂，每個相橋臂包括第一開關組件和第二開關組件，第一開關組件的負極與第二開關的正極連接，第一開關組件和第二開關組件均在正極到負極為可控導通在負極到正極為不可控導通；中性點橋臂包括第三開關組件和第四開關組件，第三開關組件的正極與第四開關組件的正極連接，第三開關組件為由正極向負極不可控導通，第四開關組件為由正極向負極可控導通。

第一開關組件的正極作為相橋臂的正極，第二開關組件的負極作為相橋臂的負極；第三開關組件的負極作為中性點橋臂的正極，第四開關組件的負極作為中性點橋臂的負極；每個相橋臂正極與中性點橋臂正極連接，每個相橋臂負極與中性點橋臂負極連接。一個相橋臂中第一開關組件的負極用于與一相繞組一端連接，中性點橋臂中第三開關組件的負極用于與該相繞組另一端連接。

根據(jù)相繞組中電流的交流分量確定控制第一開關組件導通方向和導通時間以及第二開關組件導通方向和導通時間，實現(xiàn)控制第一開關組件負極電壓大小和該電壓持續(xù)時間，根據(jù)相繞組中電流的直流分量確定第四開關組件導通時間，實現(xiàn)控制第四開關正極電壓大小和該電壓持續(xù)時間，進而可以實現(xiàn)控制繞組兩端電壓大小和持續(xù)時間，進而實現(xiàn)控制繞組兩端電流大小和繞組電流的方向。

本發(fā)明提供的電機驅動裝置，由多個相橋臂和1個中性點橋臂構成被驅動電機繞組驅動回路，由于多個相繞組電流中的交流分量相互抵消，多相繞組電流之和為多相繞組電流直流分量之和，因此，電流始終是經(jīng)過第三開關組件正極流向第四開關組件負極，或始終是經(jīng)過第四開關組件正極流向第四開關組件負極，因此，可以本發(fā)明提供的電機驅動裝置可以實現(xiàn)對直流偏置正弦電流電機定子繞組的驅動。根據(jù)相繞組中電流的交流分量確定控制第一開關組件導通方向和導通時間以及第二開關組件導通方向和導通時間，根據(jù)相繞組中電流的直流分量確定第四開關組件導通時間，進而可以實現(xiàn)控制繞組中電流大小和繞組電流的方向，使被驅動電機定子繞組中通入由直流分量和交流分量疊加的電流。一個中性點橋臂同n相橋臂構成n相繞組驅動電路，減少n-1個橋臂，減少了4n-4個電力電子器件，大大縮減了驅動器的成本，提高了功率密度。

本發(fā)明提供的電機驅動裝置的實施例包括主電路部分和控制部分，圖3為本發(fā)明提供的電機驅動裝置實施例的主電路部分拓撲圖，該主電路部分包括三個相橋臂和1個中性點橋臂，每個橋臂包括第一開關組件和第二開關組件，第一開關組件包括并聯(lián)的開關管q1和二極管d1，且二極管d1的導通方向與開關管q1的導通方向相反，二極管d1的正極作為第一開關組件的負極，二極管d1的負極作為第一開關組件的正極，開關管q1允許流過最大電流大于二極管d1導通方向允許流過最大電流；第二開關組件包括并聯(lián)的開關管q2和二極管d2，且二極管d2的導通方向與開關管q2的導通方向相反，二極管d2的正極作為第二開關組件的負極，二極管d2的負極作為第二開關組件的正極，二極管導通方向的允許流過最大電流大于開關管允許流過最大電流。中性點橋臂包括第三開關組件和第四開關組件，第三開關組件為二極管d3，第四開關組件為開關管q3，二極管d3的正極與開關管q3的正極連接，二極管d3的負極作為第三開關組件的正極，開關管q3的正極作為第四開關組件的負極。

當被驅動電機繞組中電流方向為圖3中箭頭所示方向時，電流可以經(jīng)過開關管q1流入繞組中，此時開關管q1導通，開關管q2截止，同時電流可以經(jīng)過二極管d2進入繞組中，此時當開關管q1截止且開關管q2截止。當被驅動電機繞組中電流方向為圖3中箭頭所示反方向時，電流可以經(jīng)過繞組流入開關管q2中，此時開關管q1截止且開關管q2導通，或者電流可以經(jīng)過繞組進入二極管d1中，此時當開關管q1截止且開關管q2截止。由圖2得到的結論，在器件選擇上，開關管q1和二極管d2按照正向電流的最大值以及有效值選擇大電流容量器件；開關管q2和二極管d1按照反向電流的最大值以及有效值選擇小電流容量器件。最后組成容量不對稱的相橋臂。設定直流和交流電流的額定值均為in。

對圖2中的正向電流求均方根值可以得到開關管q1和二極管d2選定容量參考值為：

對圖2中的反向電流求均方根值可以得到開關管q2和二極管d1的選定容量參考值為：

由上列兩式可以發(fā)現(xiàn)理論計算得到的開關管q2和二極管d1的容量比開關管q1和二極管d2的容量小9倍多，可以選取不一樣的電力電子器件。

由于定子繞組中的直流勵磁成分始終只朝向一個方向。假定電流方向如圖中所示為正向，中性點橋臂中電流始終為第三開關組件的正極流向負極或者始終為第四開關組件的正極流向負極，因此將中性點橋臂設置為電流單向流動的單極性橋臂，由一個功率二極管d3和一個功率開關器件q3串聯(lián)組成，從而又減少了該橋臂一半的功率器件。由基爾霍夫電流定律可知，流入中性點橋臂的電流為三相電流中直流成分之和，因此二極管d3和一個開關管q3的容量選取參考值為3in。

圖4為本發(fā)明提供的電機驅動裝置實施例的控制部分結構圖。控制部分包括電流檢測模塊、位置檢測模塊、矢量轉化模塊、速度環(huán)、電流環(huán)、脈寬調(diào)制模塊。電流檢測模塊檢測并輸出電機的實測定子電流信號，電流檢測模塊可以為a、b、c三相霍爾電流傳感器，位置檢測模塊檢測并輸出電機轉子實測位置和電機轉子實測轉速。位置檢測模塊可以電機軸相編碼器，分別用來檢測電機轉子位置信號，并將轉子位置信號進行微分獲得轉子轉速。速度環(huán)輸入端與位置檢測模塊的第一輸出端連接，速度環(huán)根據(jù)電機轉子實測轉速和電機轉子轉速指令進行pi控制輸出電流指令的q軸分量；

矢量轉化模塊第一輸入端與電流檢測模塊的輸出端連接，矢量轉化模塊第二輸出端與位置檢測模塊的第二輸出端連接，矢量轉化模塊根據(jù)電流檢測模塊輸出電機的實測定子電流信號和電機轉子實測位置進行矢量轉化輸出轉子實測電流q軸分量、轉子實測電流d軸分量和轉子實測電流0軸分量。

電流環(huán)第一輸入端與速度環(huán)的輸出端連接，電流環(huán)第二輸入端與矢量轉化模塊的輸出端連接，電流環(huán)對轉子實測電流q軸分量、轉子實測電流d軸分量、電流指令的q軸分量以及電流指令的d軸分量進行pi控制，輸出電壓指令，實現(xiàn)電流環(huán)的無靜差跟蹤。電流指令的d軸分量和0軸分量采用直流型偏置電機轉矩公式推得。脈寬調(diào)制模塊輸入端與電流環(huán)的輸出端連接，脈寬調(diào)制模塊用于將電壓指令轉為7路pwm信號輸出；每一路pwm信號用于控制開關管的導通與截止。

本發(fā)明提供的電機驅動裝置實施例，通過采集主電路部分輸出的三相電流大小，以及電機負載轉子轉動的角度大小，經(jīng)過dq變換，得到dq坐標下的id，iq，i0電流值，其中i0即為直流勵磁電流值。將得到的反饋量與參考量相比，經(jīng)過pi調(diào)節(jié)及前饋補償控制給出vd，vq，v0的指令值，再由park逆變換得到三相坐標下va，vb，vc。通過脈寬調(diào)制模塊輸出給主電路部分控制電機工作。

本發(fā)明提供的實施例中，由于各橋臂輸出電壓基波與調(diào)制波為線性關系，因此，可以將輸出電壓分為交流成分與直流成分分別考慮。a、b、c三相橋臂的調(diào)制波根據(jù)由直流成分與交流成分疊加后的繞組電流減去直流偏置v0獲得va、vb、vc，這樣橋臂調(diào)制波只含有交流成分，正負對稱而最大化利用輸出范圍。此時，中性點橋臂開關管的調(diào)制波為直流偏置v0。

圖5為本發(fā)明提供實施例中開關管控制信號產(chǎn)生原理圖。為了合理分配各個開關管的實時占空比，以達到較小的紋波，四個橋臂要考慮采用協(xié)同控制的方法，實現(xiàn)單極倍頻輸出。由于abc三相橋臂對稱，以a相為例，設其瞬時調(diào)制波為ma；設中性點橋臂瞬時調(diào)制波為mn。設定當調(diào)制波大于三角載波時，abc三相橋臂上管導通，下管關斷；n相橋臂下管導通。圖5(a)為相橋臂調(diào)制波、中性點橋臂調(diào)制波和載波關系圖，瞬時調(diào)制波為ma大于中性點橋臂瞬時調(diào)制波為mn，載波為實線三角波和虛線三角波，實線三角波在一個周期起始時刻的幅值為最大值，虛線三角波在一個周期起始時刻的幅值為最小值，圖5(b)為當載波為實線三角波時相橋臂端電壓、中性點橋臂電壓以及繞組電壓，由圖5(b)可知，在一個開關周期內(nèi)，載波為實線三角波時，輸出的相電壓為雙極性的，圖5(c)為當載波為虛線三角波時相橋臂端電壓、中性點橋臂電壓以及繞組電壓，虛線三角波為對實線三角波相移180°后的載波。由圖5(c)可知，當載波移相180度時，輸出相電壓為單極性的。圖6為本發(fā)明提供第二實施例中當交流分量小于直流分量時開關管控制信號產(chǎn)生原理圖，圖6(a)為相橋臂調(diào)制波、中性點橋臂調(diào)制波和載波關系圖，瞬時調(diào)制波為ma小于中性點橋臂瞬時調(diào)制波為mn，載波為實線三角波和虛線三角波，實線三角波在一個周期起始時刻的幅值為最大值，虛線三角波在一個周期起始時刻的幅值為最小值，圖6(b)為當載波為實線三角波時相橋臂端電壓、中性點橋臂電壓以及繞組電壓，由圖6(b)可知，在一個開關周期內(nèi)，載波為實線三角波時，輸出的相電壓為雙極性的，圖6(c)為當載波為虛線三角波時相橋臂端電壓、中性點橋臂電壓以及繞組電壓。依舊是移相后為單極性輸出。由此可以分析得到，載波移相180°后，可以實現(xiàn)單極倍頻調(diào)制算法。且繞組電壓主要的低次諧波為二次開關頻率，且一個周期內(nèi)的兩個脈沖越對稱，開關頻率諧波成分越低，可以實現(xiàn)繞組電壓為波形良好的帶直流偏置的交流電流。

本發(fā)定子直流勵磁電機系統(tǒng)，包括本發(fā)明提供的電機驅動裝置和電機，電機驅動裝置用于驅動電機定子繞組，且該電機定子繞組中所注入電流包括直流分量和交流分量。

本領域的技術人員容易理解，以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。