本發(fā)明涉及音圈電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制領(lǐng)域，特別是涉及光刻機(jī)系統(tǒng)、衛(wèi)星姿態(tài)控制、精密機(jī)床以及高端物理實(shí)驗(yàn)裝置等高精度高頻響場(chǎng)合，具體是一種雙繞組音圈電機(jī)及其混合驅(qū)動(dòng)控制方法。

背景技術(shù)：

音圈電機(jī)(Voice Coil Motor，VCM)是基于洛倫茲力原理設(shè)計(jì)而成的一種電機(jī)，它能將電信號(hào)直接轉(zhuǎn)化成直線位移而不需要任何中間轉(zhuǎn)換機(jī)構(gòu)。它具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、體積小、重量輕、慣性小、比推力大等優(yōu)點(diǎn)，在高精度、高頻激勵(lì)、快速和高加速度的定位系統(tǒng)中，在光學(xué)和測(cè)量系統(tǒng)、光學(xué)裝配以及航空航天方面也有廣泛的應(yīng)用。

音圈電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制有線性模擬控制以及開關(guān)控制兩種方案。隨著音圈電機(jī)的功率越來(lái)越大，線性模擬控制方案受到功率以及發(fā)熱量的局限，使得開關(guān)控制的方案漸漸成為主流。然而開關(guān)控制方案中其斬波驅(qū)動(dòng)方式導(dǎo)致電流紋波較大，使得整體推力波動(dòng)大，從而無(wú)法在高精度伺服系統(tǒng)中使用。為了更好地抑制電流紋波，需要提高功率器件的開關(guān)頻率，并且對(duì)微處理器的計(jì)算能力以及實(shí)時(shí)性提出極高的要求，然而受到電力電子器件以及微處理器計(jì)算能力的瓶頸，開關(guān)頻率和軟件計(jì)算速度無(wú)法無(wú)限制的提高，因此在大功率開關(guān)控制方案中無(wú)法保證音圈電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制的精度，此外，額外增加的高昂硬件成本以及外部電感龐大的體積也嚴(yán)重制約了音圈電機(jī)在高精度系統(tǒng)方面的發(fā)展，因此亟需要找到一種輸出精度較高、成本相對(duì)低廉的高精度大功率音圈電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制方法。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為解決背景技術(shù)中存在的問(wèn)題，本發(fā)明提供了一種成本低廉、精度高、能有效解決音圈電機(jī)采用PWM開關(guān)驅(qū)動(dòng)控制下的電流紋波，進(jìn)而影響其在高精密領(lǐng)域下的應(yīng)用難題的雙繞組音圈電機(jī)及其混合驅(qū)動(dòng)控制方法。

技術(shù)方案：一種雙繞組音圈電機(jī)，包括繞組A、繞組B，其特征在于：所述的繞組A與繞組B設(shè)置在同一個(gè)磁芯上，且相互獨(dú)立無(wú)耦合關(guān)系，繞組A匝數(shù)大于繞組B匝數(shù)

進(jìn)一步的，所述的繞組A通過(guò)三電平開關(guān)控制的功率驅(qū)動(dòng)器件連接主控芯片，繞組B通過(guò)Howland電流源電路及其延拓電路的組合式精密壓控電流源連接主控芯片，且繞組A與繞組B均通過(guò)電流傳感器、A/D轉(zhuǎn)換器連接主控芯片，主控芯片連接在PC機(jī)上

進(jìn)一步的，所述的主控芯片型號(hào)為TMS320F28335內(nèi)部集成A/D轉(zhuǎn)換器、PWM發(fā)生器、CAN通訊接口、SPI接口以及XINTF接口，所述主控芯片的開關(guān)功率驅(qū)動(dòng)器上的核心功率器件采用了4個(gè)單管MOSFET單元IPD600N25N3來(lái)實(shí)現(xiàn)，其驅(qū)動(dòng)芯片為6EDL04N06，利用其中四路做為功率器件的驅(qū)動(dòng)單元，繞組A采用H橋結(jié)構(gòu)的驅(qū)動(dòng)電路，其開關(guān)頻率大于12kHz，繞組A與繞組B通過(guò)同一個(gè)DSP進(jìn)行控制，繞組B連接的線性模擬器采用線性運(yùn)放OPA548，該芯片為電流型運(yùn)放，其頻響大于200kHz，其指令信號(hào)通過(guò)DSP外置的DA芯片TLV5630來(lái)獲得。

一種雙繞組音圈電機(jī)及其混合驅(qū)動(dòng)控制方法，其步驟如下：步驟1：將音圈電機(jī)設(shè)定為雙繞組結(jié)構(gòu)，包括繞組A、繞組B，即在同一磁極下安裝兩個(gè)繞組，繞組A用來(lái)產(chǎn)生主推力，繞組B用來(lái)產(chǎn)生小推力，來(lái)抑制繞組A中產(chǎn)生的紋波推力；

步驟2：對(duì)繞組A采用三電平開關(guān)控制方法產(chǎn)生音圈電機(jī)所需的推力，對(duì)繞組B采用模擬線性控制方法來(lái)補(bǔ)償繞組A產(chǎn)生的推力紋波；

步驟3：分別采樣繞組A和繞組B的電流，其中繞組B的電流環(huán)完全用模擬控制的電流源實(shí)現(xiàn)，采樣繞組B中的電流只用來(lái)做保護(hù)，繞組A中的電流除了在DSP中用于電流反饋，實(shí)現(xiàn)電流PI調(diào)節(jié)器之外，還需要對(duì)繞組A中的電流加以提取做為繞組B電流環(huán)的指令信號(hào)；

步驟4：繞組A中的電流信號(hào)通過(guò)高通濾波器以及低通濾波器分別得到繞組A中電流的高頻分量以及直流量，并將二者做差獲得繞組A電流在零點(diǎn)附近波動(dòng)的紋波電流，此外，此紋波電流通過(guò)繞組A和繞組B的不同推力系數(shù)比值，等比例拓展到繞組B的推力上，由于對(duì)繞組B的控制直接采用電流源的方法實(shí)現(xiàn)，因此對(duì)電流源的信號(hào)偏差加以校正，達(dá)到最優(yōu)的電流補(bǔ)償效果。

進(jìn)一步的，繞組A采用開關(guān)驅(qū)動(dòng)方法來(lái)保證電機(jī)輸出較大推力，同時(shí)為了降低兩電平開關(guān)驅(qū)動(dòng)的電流紋波，采用了三電平的脈寬調(diào)制方法，增加了零電平狀態(tài)，將功率放大器的輸出電壓變?yōu)?U，0，-U，分別對(duì)應(yīng)為能量吸收、自然續(xù)流以及能量回饋三種模式，該方法相比較兩電平開關(guān)驅(qū)動(dòng)能夠有效地降低繞組A的電流紋波，從而降低繞組A的推力波動(dòng)，音圈電機(jī)在三電平狀態(tài)下的電流紋波可以表示為：

采用開關(guān)驅(qū)動(dòng)的繞組A中的功率器件工作在飽和區(qū)域，會(huì)產(chǎn)生不可控制的電流紋波，其電流紋波如公式(1)所示，模擬線性控制中功率器件工作在線性區(qū)域，不會(huì)產(chǎn)生相應(yīng)的電流波動(dòng)，只要對(duì)繞組B的施加大小相等、方向相反的同周期電流紋波推力就可以消除音圈電機(jī)系統(tǒng)的紋波推力，根據(jù)繞組A的紋波電流以及推力系數(shù)可以獲得其產(chǎn)生的紋波推力，根據(jù)該推力并結(jié)合繞組B的推力系數(shù)就可以得到其需要在繞組B的線性放大器中所需的電流值，分別如公式(2)和(3)所示：

ΔF₁≈k_f1Δi (2)

I_L＝k_f1/k_f2×Δi (3)

其中，k_f1和k_f2分別繞組A和繞組B的推力系數(shù)。

其中，U_D和U_on分別為功率器件的二極管壓降和導(dǎo)通壓降；R、L分別代表電機(jī)的電阻和電感；I和f分別代表著電機(jī)的電流和驅(qū)動(dòng)器的開關(guān)頻率。

進(jìn)一步的，所述的繞組B的驅(qū)動(dòng)電路采用基于Howland電流源及其延拓電路的組合式精密壓控電流源來(lái)加以實(shí)現(xiàn)，直接利用模擬器件構(gòu)建的Howland電流源電路可以保證器件具有極高的頻響，同時(shí)利用基準(zhǔn)電壓對(duì)電流加以校正補(bǔ)償，來(lái)降低器件非理想化以及電磁噪聲的影響，從而將電流的輸出精度提高的uA級(jí)別，其輸出關(guān)系為：

I_L＝U_I/R_I (4)

其中，U_I為繞組B的輸入電壓量，R_I為Howland中運(yùn)放電阻，I_L為繞組B的輸出電流。

進(jìn)一步的，控制音圈電機(jī)驅(qū)動(dòng)的軟件算法功能方面相關(guān)的程序全部在主中斷中執(zhí)行，主中斷利用PWM的下溢時(shí)間中斷做為主中斷，軟件中斷頻率為20kHz，該主中斷利用PWM的下溢時(shí)間中斷做為主中斷，繞組A實(shí)施PWM開關(guān)驅(qū)動(dòng)控制，其中包括：基于三電平的脈寬調(diào)制技術(shù)、繞組A的電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器、繞組A和繞組B的AD采樣及轉(zhuǎn)換技術(shù)、故障保護(hù)封鎖技術(shù)，給繞組B發(fā)送電流指令信號(hào)輸出，其中包括：繞組A電流的高通濾波器和低通濾波器的設(shè)計(jì)、繞組A中波動(dòng)電流量的提取、雙繞組音圈電機(jī)系統(tǒng)的偏差補(bǔ)償、DA輸出。

進(jìn)一步的，音圈電機(jī)的繞組A和繞組B的電流分別由電流傳感器檢測(cè)，利用DSP芯片內(nèi)部豐富的資源，在DSP內(nèi)部完成三電平脈寬調(diào)制PWM算法、高通濾波器以及低通濾波器算法、PI調(diào)節(jié)算法以及故障下的電流保護(hù)算法。

有益效果是：通過(guò)采用本發(fā)明的技術(shù)方案，采用主、輔雙繞組結(jié)構(gòu)的音圈電機(jī)，采用三電平開關(guān)控制的方法加以實(shí)現(xiàn)；輔助繞組用來(lái)補(bǔ)償主繞組產(chǎn)生的紋波推力，直接采用電流源，利用Howland電路的設(shè)計(jì)方法，通過(guò)對(duì)主繞組產(chǎn)生的紋波信號(hào)的提取，實(shí)時(shí)補(bǔ)償產(chǎn)生主繞組產(chǎn)生的電流紋波，從而保證音圈電機(jī)系統(tǒng)整體具有高輸出精度同時(shí)有較大的功率輸出，高精度電機(jī)控制技術(shù)具有重要的意義和價(jià)值。

附圖說(shuō)明

圖1為雙繞組結(jié)構(gòu)音圈電機(jī)示意圖。

圖2為雙繞組結(jié)構(gòu)音圈電機(jī)驅(qū)動(dòng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖。

圖3為雙繞組音圈電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制原理總體框圖。

圖4為繞組A的驅(qū)動(dòng)控制原理圖

圖5為繞組B的驅(qū)動(dòng)控制原理圖

圖6為硬件結(jié)構(gòu)示意圖。

圖7為軟件控制流程圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明做進(jìn)一步說(shuō)明。

一種雙繞組音圈電機(jī)，包括繞組A、繞組B，其特征在于：所述的繞組A與繞組B設(shè)置在同一個(gè)磁芯上，且相互獨(dú)立無(wú)耦合關(guān)系，繞組A匝數(shù)大于繞組B匝數(shù)

進(jìn)一步的，所述的繞組A通過(guò)三電平開關(guān)控制的功率驅(qū)動(dòng)器件連接主控芯片，繞組B通過(guò)Howland電流源電路及其延拓電路的組合式精密壓控電流源連接主控芯片，且繞組A與繞組B均通過(guò)電流傳感器、A/D轉(zhuǎn)換器連接主控芯片，主控芯片連接在PC機(jī)上

進(jìn)一步的，所述的主控芯片型號(hào)為TMS320F28335內(nèi)部集成A/D轉(zhuǎn)換器、PWM發(fā)生器、CAN通訊接口、SPI接口以及XINTF接口，所述主控芯片的開關(guān)功率驅(qū)動(dòng)器上的核心功率器件采用了4個(gè)單管MOSFET單元IPD600N25N3來(lái)實(shí)現(xiàn)，其驅(qū)動(dòng)芯片為6EDL04N06，利用其中四路做為功率器件的驅(qū)動(dòng)單元，繞組A采用H橋結(jié)構(gòu)的驅(qū)動(dòng)電路，其開關(guān)頻率大于12kHz，繞組A與繞組B通過(guò)同一個(gè)DSP進(jìn)行控制，繞組B連接的線性模擬器采用線性運(yùn)放OPA548，該芯片為電流型運(yùn)放，其頻響大于200kHz，其指令信號(hào)通過(guò)DSP外置的DA芯片TLV5630來(lái)獲得。

一種雙繞組音圈電機(jī)及其混合驅(qū)動(dòng)控制方法，其步驟如下：步驟1：將音圈電機(jī)設(shè)定為雙繞組結(jié)構(gòu)如圖1，包括繞組A、繞組B，即在同一磁極下安裝兩個(gè)繞組，兩個(gè)繞組共用同一鐵心，繞組A線圈匝數(shù)較多，做為主繞組，繞組B為線圈匝數(shù)很少，做為輔助繞組，兩個(gè)繞組之間在機(jī)械以及電氣方面完全隔離，完全不存在耦合關(guān)系；繞組A用來(lái)產(chǎn)生主推力，繞組B用來(lái)產(chǎn)生小推力，來(lái)抑制抑制繞組A中產(chǎn)生的紋波推力；

步驟2：對(duì)繞組A采用三電平開關(guān)控制方法產(chǎn)生音圈電機(jī)所需的推力，對(duì)繞組B采用模擬線性控制方法來(lái)補(bǔ)償繞組A產(chǎn)生的推力紋波；

步驟3：分別采樣繞組A和繞組B的電流，其中繞組B的電流環(huán)完全用模擬控制的電流源實(shí)現(xiàn)，采樣繞組B中的電流只用來(lái)做保護(hù)，繞組A中的電流除了在DSP中用于電流反饋，實(shí)現(xiàn)電流PI調(diào)節(jié)器之外，還需要對(duì)繞組A中的電流加以提取做為繞組B電流環(huán)的指令信號(hào)；

步驟4：繞組A中的電流信號(hào)通過(guò)高通濾波器以及低通濾波器分別得到繞組A中電流的高頻分量以及直流量，并將二者做差獲得繞組A電流在零點(diǎn)附近波動(dòng)的紋波電流，此外，此紋波電流通過(guò)繞組A和繞組B的不同推力系數(shù)比值，等比例拓展到繞組B的推力上，由于對(duì)繞組B的控制直接采用電流源的方法實(shí)現(xiàn)，因此對(duì)電流源的信號(hào)偏差加以校正，達(dá)到最優(yōu)的電流補(bǔ)償效果。

作為本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，繞組A采用三電平的開關(guān)驅(qū)動(dòng)方法來(lái)降低繞組A的電流紋波，其驅(qū)動(dòng)原理圖如圖4所示，三電平開關(guān)控制的功率器件和兩電平功率器件的數(shù)量一致，不同之處在于三電平開關(guān)相比于兩電平開關(guān)增加了一種零電平狀態(tài)，此狀態(tài)通過(guò)開關(guān)管、音圈電機(jī)以及續(xù)流二極管組成回路完成自然續(xù)流，三電平功率放大器的輸出電壓就有+U，0，-U三種狀態(tài)，分別對(duì)應(yīng)為能量吸收、自然續(xù)流以及能量回饋三種狀態(tài)，音圈電機(jī)系統(tǒng)頻響高，加速度快，反電勢(shì)E的響應(yīng)遠(yuǎn)小低于電流的響應(yīng)，因此分析時(shí)可以認(rèn)為其為常數(shù)，忽略其影響，簡(jiǎn)化后的音圈電機(jī)在三電平開關(guān)控制下的工作模式的電流紋波可以表示為：

其中，U_D和U_on分別為功率器件的二極管壓降和導(dǎo)通壓降。

作為本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，對(duì)應(yīng)的電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制方法原理圖如圖2所示，對(duì)繞組A即主繞組采用基于PWM的開關(guān)控制方法，其主要作用為產(chǎn)生音圈電機(jī)系統(tǒng)所需要的推力；同時(shí)對(duì)繞組B即輔助繞組采用模擬線性控制方法，給較小的推力信號(hào)，提供用來(lái)補(bǔ)償繞組A紋波的推力。由于開關(guān)方案功率器件工作在飽和區(qū)域，因此會(huì)產(chǎn)生相應(yīng)的不可控制的電流紋波，其電流紋波如公式(1)所示，然而模擬控制中功率器件工作在線性區(qū)域，不會(huì)產(chǎn)生相應(yīng)的電流波動(dòng)，因此只要對(duì)繞組B施加大小相等、方向相反的同周期、由繞組A形成的紋波推力就可以消除音圈電機(jī)系統(tǒng)的紋波推力；根據(jù)繞組A的紋波電流以及推力系數(shù)可以獲得其產(chǎn)生的紋波推力，根據(jù)該推力并結(jié)合繞組B的推力系數(shù)就可以得到其需要在繞組B的線性放大器中所需的電流值，分別如公式(2)和(3)所示。

繞組A產(chǎn)生的推力紋波：

ΔF₁≈k_f1Δi (2)

繞組B中需要提供的補(bǔ)償電流：

I_L＝k_f1/k_f2×Δi (3)

雙繞組音圈電機(jī)驅(qū)動(dòng)控制原理框圖如圖3所示，其中，繞組A和繞組B都采用電流閉環(huán)控制方法，繞組B的指令信號(hào)和繞組A產(chǎn)生的紋波保持一致，從而抵消在繞組A上產(chǎn)生的紋波推力，實(shí)現(xiàn)音圈電機(jī)系統(tǒng)對(duì)紋波的抑制。

為了保證輔助繞組對(duì)主繞組的實(shí)時(shí)補(bǔ)償，將主繞組獲得的采樣電流分別通過(guò)高通濾波器和低通濾波器，獲得主繞組電流中的直流分量以及紋波擾動(dòng)分量，通過(guò)二者做差形成在零點(diǎn)附件的電流紋波波動(dòng)信號(hào)，此信號(hào)做為輔助繞組電流環(huán)輸入信號(hào)，即輔助繞組電流環(huán)輸入信號(hào)為主繞組電流紋波波動(dòng)量的取反值，因此可以抵消主繞組的電流紋波，此外，由于取值始終在零點(diǎn)附近選擇，因此輔助繞組不會(huì)對(duì)主繞組產(chǎn)生輸出推力產(chǎn)生影響，從而在不影響輸出推力的情況下降低了電流紋波。如圖3所示，為了保證繞組B中電流跟蹤的快速性，直接采用Howland電路的電流源加以實(shí)現(xiàn)；

通過(guò)上述對(duì)繞組A和繞組B的驅(qū)動(dòng)控制方法，可以有效地利用雙繞組音圈電機(jī)的結(jié)構(gòu)，在不增加額外成本的基礎(chǔ)上，大幅度提升音圈電機(jī)系統(tǒng)的輸出精度，從而更好地應(yīng)用在超精密電機(jī)系統(tǒng)領(lǐng)域。

作為本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，所述的繞組B采用Howland電流源電路及其延拓電路的組合式精密壓控電流源，該電路具有輸出電流的穩(wěn)定性好、精度高、輸出阻抗低的優(yōu)點(diǎn)，由于其精度和帶寬完全有模擬器件來(lái)實(shí)現(xiàn)，因此按照現(xiàn)有的模擬器件的條件完全可以實(shí)現(xiàn)小電流信號(hào)下的高帶寬以及高精度，設(shè)計(jì)的繞組B的同相輸入Howland電流源及其V/I轉(zhuǎn)換電路如圖5所示，為了降低器件非理想化以及電磁噪聲的影響，利用基準(zhǔn)電壓對(duì)電流加以補(bǔ)償，從而將電流的輸出精度提高的uA級(jí)別，其輸出關(guān)系為：

I_L＝U_I/R (4)。

作為本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，本實(shí)施例的硬件系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖如圖6所示，在電機(jī)本體方面，兩個(gè)繞組共用同一個(gè)磁芯，在空間上獨(dú)立無(wú)耦合關(guān)系，和普通音圈電機(jī)結(jié)構(gòu)不同之處在于同一個(gè)鐵心上增加了一個(gè)空間獨(dú)立，匝數(shù)較少的繞組；在驅(qū)動(dòng)控制方面，采用的主控制芯片為TMS320F28335，采用C語(yǔ)言編程模式，內(nèi)部集成A/D轉(zhuǎn)換器、PWM發(fā)生器、CAN通訊接口、SPI接口以及XINTF接口，驅(qū)動(dòng)板上的核心功率器件采用了4個(gè)單管MOSFET單元IPD600N25N3來(lái)實(shí)現(xiàn)，其驅(qū)動(dòng)芯片也為的驅(qū)動(dòng)芯片6EDL04N06，利用其中四路做為功率器件的驅(qū)動(dòng)單元，該芯片具有過(guò)流、過(guò)壓保護(hù)功能。繞組A采用H橋結(jié)構(gòu)的驅(qū)動(dòng)電路，其開關(guān)頻率大于12kHz，本裝置中設(shè)定為20kHz；繞組B和繞組A都通過(guò)同一個(gè)DSP加以控制，不同之處在于采用基于Howland電路的恒電流源驅(qū)動(dòng)方法，其線性放大電路采用線性運(yùn)放OPA548，該芯片為電流型運(yùn)放，其頻響大于200kHz，其指令信號(hào)通過(guò)DSP外置的DA芯片TLV5630來(lái)獲得，整體的控制硬件平臺(tái)包括PC機(jī)、DSP控制板、開關(guān)功率驅(qū)動(dòng)以及線性運(yùn)算放大器、開關(guān)電源以及D/A轉(zhuǎn)換器構(gòu)成。

作為本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，電流傳感器分別檢測(cè)雙繞組音圈電機(jī)的繞組A和繞組B的電流，利用DSP芯片內(nèi)部豐富的資源，在DSP內(nèi)部完成三電平PWM算法、高通濾波器以及低通濾波器算法、PI調(diào)節(jié)算法、電流偏差補(bǔ)償以及故障下的電流保護(hù)算法。

作為本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，系統(tǒng)控制流程如圖7所示，控制音圈電機(jī)驅(qū)動(dòng)的軟件算法功能方面相關(guān)的程序全部在主中斷中執(zhí)行，主中斷利用PWM的下溢時(shí)間中斷做為主中斷，軟件中斷頻率為20kHz，該主中斷利用PWM的下溢時(shí)間中斷做為主中斷，繞組A實(shí)施PWM開關(guān)驅(qū)動(dòng)控制，其中包括：基于三電平的脈寬調(diào)制技術(shù)、繞組A的電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器、繞組A和繞組B的AD采樣及轉(zhuǎn)換技術(shù)、故障保護(hù)封鎖技術(shù)，給繞組B發(fā)送電流指令信號(hào)輸出，其中包括：繞組A電流的高通濾波器和低通濾波器的設(shè)計(jì)、繞組A中波動(dòng)電流量的提取、雙繞組音圈電機(jī)系統(tǒng)的偏差補(bǔ)償、DA輸出。

以上所述，僅為本發(fā)明較佳的具體實(shí)施方式，這些具體實(shí)施方式都是基于本發(fā)明整體構(gòu)思下的不同實(shí)現(xiàn)方式，而且本發(fā)明的保護(hù)范圍并不局限于此，任何熟悉本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員在本發(fā)明揭露的技術(shù)范圍內(nèi)，可輕易想到的變化或替換，都應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。因此，本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)該以權(quán)利要求書的保護(hù)范圍為準(zhǔn)。