專利名稱：交流-交流直接變換器的控制裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及利用半導(dǎo)體開關(guān)元件的通斷將多相交流電壓直接變換 成任意的振幅、頻率的多相交流電壓的交流-交流直接變換器的控制裝置。
背景技術(shù)：
作為這種的交流-交流直接變換器，公知有矩陣變換器(matrix converter),下面，以矩陣變換器作為例子對(duì)它的控制裝置的結(jié)構(gòu)以及 動(dòng)作進(jìn)行說明。
首先，開始，圖8是矩陣變換器的主電路結(jié)構(gòu)圖。在圖8中，R、 S、T是連接到三相電力系統(tǒng)等的交流輸入端(用同一記號(hào)表示輸入相)， U、 V、 W是連接負(fù)荷的交流輸出端(用同一記號(hào)表示輸出相)，在這 些輸入輸出端之間連接有能夠在雙方向控制電流的雙方向開關(guān)Sru、Ssu、 Stu、 Srv、 Ssv、 Stv、 Srw、 Ssw、 Stw。矩陣變換器不具有大容量的能量緩 沖器(energy buffer),通過對(duì)構(gòu)成雙方向開關(guān)Sru、 Ssu、 Stu、 Srv、 Ssv、 Stv、 STO、 Ssw、 Stw的半導(dǎo)體開關(guān)元件進(jìn)行通斷(開關(guān))控制來直接切 出交流輸入電壓，得到具有任意的振幅、頻率的交流輸出電壓。
圖9是上述矩陣變換器的控制裝置的框圖。
雖然存在多種矩陣變換器的控制方式，但是，在這里，考慮如圖 11中所表示的通過假想直流中間電容300對(duì)PWM控制的假想的整流 器100以及反相器200進(jìn)行組合的系統(tǒng)，以做成構(gòu)成矩陣變換器的各 半導(dǎo)體開關(guān)元件的接通.關(guān)閉(on.off)指令的方式為例進(jìn)行說明。另外， 在圖11中，S,廣S6r是構(gòu)成假想整流器100的半導(dǎo)體開關(guān)元件，S,~S6 是構(gòu)成假想反相器200的半導(dǎo)體開關(guān)元件。
在圖9中，首先，假想整流器指令運(yùn)算單元21以及假想反相器指 令運(yùn)算單元23分別用與現(xiàn)有技術(shù)的整流器、反相器完全相同的方法對(duì) 假想整流器100的輸入電流指令i/、 i/、 ir以及假想反相器200的輸出
電壓指令v二 v二 v^進(jìn)行運(yùn)算。開關(guān)模式運(yùn)算單元部(switching pattern calculation means) 22、 24根據(jù)上述輸入電流指令i/、 is*、 it*以及輸出 電壓指令vu*、 vw*，分別對(duì)構(gòu)成假想整流器100以及假想反相器 200的各開關(guān)單元S,廣S&和S, S6的開關(guān)模式(通斷指令)進(jìn)行運(yùn)算。
另外，圖10是表示假想反相器指令運(yùn)算單元23的結(jié)構(gòu)的框圖， 這里，是適用于一般的V/f—定控制的情況的結(jié)構(gòu)例。
在圖10中，如果輸入頻率指令f，則d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸電壓 指令v/以及q軸電壓指令￥9*由V/f恒定控制單元(V/F constant control means) 231進(jìn)行運(yùn)算并輸出。旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換單元232通過用由相位運(yùn)
算單元233對(duì)頻率指令p進(jìn)行積分而得到的相位指令e'對(duì)兩電壓指令
v/、 vq'進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換來輸出三相電壓指令v二 v二 v二
指令合成單元25合成假想整流器100以及假想反相器200的開關(guān) 模式。例如，在圖11中的假想整流器10內(nèi)的開關(guān)單元S,r和假想反相 器200內(nèi)的開關(guān)單元S2接通的狀態(tài)只有輸入側(cè)的R相和輸出側(cè)的V相 連接的狀態(tài)。該狀態(tài)相當(dāng)于在圖8中表示的在矩陣變換器中在R-V之 間連接的雙方向開關(guān)Sw接通。
根據(jù)這樣的考慮，通過進(jìn)行對(duì)以下的公式1的運(yùn)算，能夠從假想 整流器100以及假想反相器200的各開關(guān)單元S,r S&和S, S6的開 關(guān)模式唯一地得到矩陣變換器的雙方向Sru、 Ssu、 Stu、 Srv、 Ssv、 Stv、 STO.、 Ssw、 S^的開關(guān)模式。 公式1
<formula>complex formula see original document page 4</formula>
公式1中的雙方向S,.u、 Ssu、 Stu、 S 、 Ssv、 Stv、 Srw、 Ssw、 Stw的開
關(guān)模式及S,r S&和S廣S6表示對(duì)應(yīng)的同一符號(hào)的雙方向開關(guān)或開關(guān) 單元函數(shù)，各雙方向開關(guān)或開關(guān)單元在接通的情況下成為1、在斷 開的情況下成為0。
由于這樣的控制方式能夠適用于現(xiàn)有技術(shù)的整流器及反相器的控 制而容易實(shí)現(xiàn)。例如在非專利文獻(xiàn)l中公開有這種技術(shù)。
然而，由于在圖8中表示的矩陣變換器由雙方向開關(guān)對(duì)三相交流 電壓直接切換來輸出三相交流電壓，所以能夠由PWM控制輸出的電
壓的范圍處于在圖12中表示的六相交流的包絡(luò)范圍(envd叩e range) 內(nèi)(以下也稱為PWM可能范圍)。因此，得到希望的輸出電壓的輸入 電壓指令的范圍如在圖12中的網(wǎng)狀部分所表示的那樣，最大的情況下 是電源電壓的0.866倍。
如果處于不超過電源電壓的0.866倍的范圍，則不產(chǎn)生以下所述的 輸出電壓的畸變(distortion),可以輸出正弦波。然而，如果總是進(jìn)行 正弦波輸出，則尤其是在作為負(fù)荷來使用電動(dòng)機(jī)的情況下，由于輸出 電流增加導(dǎo)致裝置容量的增大，存在要求提高電源電壓的利用率并產(chǎn) 生超過其0.866倍的過調(diào)制區(qū)域(overmodulation region)的電壓輸出 的情況。
于是，在輸出超過電源電壓的0.866倍的電壓的情況下，由于上述 PWM可能范圍的制約，在輸出電壓中產(chǎn)生如圖12的粗線表示的那樣 的畸變。在這樣的畸變中不僅包含輸出頻率的奇數(shù)倍成分，還包含由 輸入輸出的頻率決定的矩陣變換器特有的低頻成分。
在作為矩陣變換器的負(fù)荷連接有電動(dòng)機(jī)的情況下，由上述輸出電 壓的畸變產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩的脈動(dòng)(pulsation of torque)，成為噪聲產(chǎn)生和破壞 電動(dòng)機(jī)的原因。尤其是，由輸入頻率以下的低頻成分產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng) 的影響顯著地表現(xiàn)出來。
鑒于上述的問題，在現(xiàn)有技術(shù)中，在有必要有電源電壓的0.866 倍以上的電壓的過調(diào)制區(qū)域中，憑借與電力變換器的輸入電壓相適應(yīng) 地減弱磁通量來控制端子電壓的控制方法，有可能不在端子電壓中產(chǎn) 生畸變而使電動(dòng)機(jī)運(yùn)動(dòng)。這種技術(shù)例如由非專利文獻(xiàn)2和專利文獻(xiàn)1 所公開。
非專利文獻(xiàn)1:伊東淳一和其它五人，"按照使用載波比較方式的 假想AC/DC/AC變換方式的矩陣變換器的控制方法"，電氣學(xué)會(huì)論文集 D部門，124巻5號(hào)，2004年，p.457-p.463 (伊東淳一U力、5名、「年 亇y 7非較方式^用V、/t仮想AC/DC/AC変換方式〖:i上^)7卜U 、乂夕 義〕y^ —夕0制御法」、電気學(xué)會(huì)論文誌D部門、124巻5號(hào)、2004 年、p.457-p.463)
非專利文獻(xiàn)2:佐藤以久也和其它五人，"關(guān)于矩陣變換器的電動(dòng) 機(jī)驅(qū)動(dòng)性能改善的研究"，電氣學(xué)會(huì)半導(dǎo)體電力變換研究會(huì)論文
SPC-04-75， 2004年(佐藤以久也g力、5名、「7卜1J 、乂夕7 〕 乂/《一 夕^電動(dòng)機(jī)駆動(dòng)性能改善^関t3研究」、電気學(xué)會(huì)半導(dǎo)體電力変換研 究會(huì)論文SPC-04-75， 2004年)
專利文獻(xiàn)1特開平5-260762號(hào)公報(bào)(001000120014
0020、圖1等)
如果使用在非專利文獻(xiàn)2或?qū)＠墨I(xiàn)1中公開的現(xiàn)有技術(shù)，則由 于能夠抑制電力變換器的輸出電壓的畸變從而將其波形控制成正弦 波，有可能大體防止電動(dòng)機(jī)的旋轉(zhuǎn)偏移和噪聲的產(chǎn)生。
然而，由于磁通量減弱相應(yīng)地轉(zhuǎn)矩電流增加所產(chǎn)生的結(jié)果是電動(dòng) 機(jī)的損失增加從而產(chǎn)生過熱，因此，考慮到留有富裕，有必要使用容 量大的電動(dòng)機(jī)，隨之存在作為系統(tǒng)的造價(jià)上升的問題。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的在于提供一種交流-交流直接變換器的控制裝 置，該交流-交流直接變換器的控制裝置即使是在輸出電源電壓的0.866 倍以上的電壓的情況下，不使用非專利文獻(xiàn)2和專利文獻(xiàn)1那樣的減 小磁通量的方法而能夠減小輸出電壓的畸變和低頻的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)，另外， 還可以抑制輸出電流的增加。
為了解決上述問題，發(fā)明第一方面提供一種交流-交流直接變換器， 該交流-交流直接變換器利用半導(dǎo)體開關(guān)元件的通斷將多相交流電壓直 接變換成任意振幅和頻率的多相交流電壓，其中，上述控制裝置包括
根據(jù)上述變換器的輸出電流，對(duì)正交的兩個(gè)軸的電流成分中的至 少一方的成分或者輸出電流矢量的絕對(duì)值進(jìn)行運(yùn)算的運(yùn)算單元；檢測(cè) 該運(yùn)算單元得到的運(yùn)算結(jié)果中所包含的脈動(dòng)成分的檢測(cè)單元；以及以 使檢測(cè)出的上述脈動(dòng)成分減小的方式對(duì)上述變換器的輸出電壓的相位 進(jìn)行修正的修正單元
發(fā)明第二方面提供一種交流-交流直接變換器，該交流-交流直接變 換器利用半導(dǎo)體開關(guān)元件的通斷將多相交流電壓直接變換成任意振幅 和頻率的多相交流電壓，其中，上述控制裝置包括
根據(jù)上述變換器的輸出電流，對(duì)正交的兩個(gè)軸的電流成分中的至 少一方的成分或者輸出電流矢量的絕對(duì)值進(jìn)行運(yùn)算的運(yùn)算單元；檢測(cè) 該運(yùn)算單元得到的運(yùn)算結(jié)果中所包含的脈動(dòng)成分的檢測(cè)單元以及以 使檢測(cè)出的上述脈動(dòng)成分減小的方式對(duì)上述變換器的輸出電壓的頻率 進(jìn)行修正的修正單元。
發(fā)明第三方面是在第一或第二方面種上述的交流-交流直接變換器 的控制裝置，其中，檢測(cè)出上述脈動(dòng)成分的裝置是高通濾波器。
根據(jù)本發(fā)明，通過檢測(cè)出相互正交的兩個(gè)軸的電流成分的至少一 方的成分或輸出電流矢量的絕對(duì)值中包含的脈動(dòng)成分，并根據(jù)該檢測(cè) 信號(hào)對(duì)輸出電壓的相位和頻率進(jìn)行修正，而能夠在從交流-交流直接變 換器輸出電源電壓的0.866倍以上的電壓的情況下減少產(chǎn)生的直接變 換器固有的低頻的輸出電壓畸變。
尤其是，在由直接變換器驅(qū)動(dòng)電動(dòng)機(jī)的情況下，由于不產(chǎn)生低頻
的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)并有可能輸出電源電壓的0.866倍以上的電壓，所以能提高 電壓利用率并且還可以抑制電流的增加，這里，電壓利用率是輸出電 壓對(duì)輸入電壓的比值。另外，作為結(jié)果，由于沒有必要使用考慮到留 有富裕的電動(dòng)機(jī)，因此能夠便宜地實(shí)現(xiàn)使用交流-交流直接變換器的電 力變換系統(tǒng)。


圖1是表示本發(fā)明第一實(shí)施方式的主要部分的框圖。
圖2是表示圖1中的相位修正量運(yùn)算單元的結(jié)構(gòu)的框圖。
圖3是表示現(xiàn)有技術(shù)的過調(diào)制區(qū)域的輸出電流矢量的動(dòng)作的圖。
圖4是表示本發(fā)明第一實(shí)施方式的輸出電流矢量的動(dòng)作的圖。
圖5是表示本發(fā)明第二實(shí)施方式的主要部分的框圖。
圖6是表示本發(fā)明第三實(shí)施方式的主要部分的框圖。
圖7是表示本發(fā)明第四實(shí)施方式的主要部分的框圖。
圖8是矩陣變換器的主電路結(jié)構(gòu)圖。
圖9是矩陣變換器的現(xiàn)有技術(shù)的控制裝置的框圖。
圖10是表示圖9的假想反相器指令運(yùn)算單元的結(jié)構(gòu)的框圖。
圖11是假想整流器/反相器系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。
圖12是矩陣變換器的過調(diào)制吋的輸出電壓波形圖。
符號(hào)說明
100:假想整流器(virtual rectifier) 200:假想反相器(virtual inverter) 231: V/f恒定控制單元
232、 235:旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換單元
233、 234:相位運(yùn)算單元 236:相位修正量運(yùn)算單元 236a:脈動(dòng)成分檢測(cè)單元 236b， 237:加減運(yùn)算單元 236c:增益乘法單元
236d:直流部分除去單元 . 238:絕對(duì)值運(yùn)算單元 239:頻率修正量運(yùn)算單元
300:假想直流中間電容
S,.u 、 SslJ 、 Stu 、 Srv 、 SSv 、 、 Srw、 Ssw 、 Stw: 雙方向 Slr S6r、 S, S6:半導(dǎo)體開關(guān)元件
具體實(shí)施例方式
以下，按照?qǐng)D說明本發(fā)明的實(shí)施方式。
另外，以下的實(shí)施方式與圖9相同，是合成對(duì)于作為與矩陣變換 器等價(jià)的部件來考慮的假想整流器及假想反相器的各開關(guān)模式 (pattern)來生成各開關(guān)單元的開關(guān)模式的控制裝置。
圖1是表示與本發(fā)明第一方面的發(fā)明相當(dāng)?shù)谋景l(fā)明第一實(shí)施方式， 是改善了圖9的假想反相器指令運(yùn)算單元23的內(nèi)部結(jié)構(gòu)的裝置。這里， 在與圖IO相同的結(jié)構(gòu)要素中使用同一序號(hào)。
在圖1中，在根據(jù)頻率指令f對(duì)d軸電壓指令V/及q軸指令Vq+ 進(jìn)行運(yùn)算的方面與現(xiàn)有技術(shù)的圖io完全一樣。
本實(shí)施例的特征部分將從矩陣變換器等的直接變換器檢測(cè)出的輸 出相電流H和從相位運(yùn)算單元233輸出的相位指令^輸入到旋轉(zhuǎn)坐 標(biāo)變換單元235，對(duì)作為正交的兩個(gè)軸電流成分的 一方的q軸電流iq進(jìn)行運(yùn)算。于是，在相位修正量運(yùn)算單元236中，從q軸電流iq檢測(cè) 出脈動(dòng)成分并得到針對(duì)輸出電壓的相位指令0*的修正量ecmp。通過將 該修正量6cmp在加法單元237中加到相位指令0*中并將作為加法結(jié)果 的相位指令(0* +eemp)傳送給旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換單元232，將d軸電壓指 令V/及q軸指令V;變換成三相電壓指令《、Vv*、 vw+。
圖2是表示上述相位修正運(yùn)算單元236的結(jié)構(gòu)的框圖，將q軸電 流iq輸入到脈動(dòng)成分檢測(cè)單元236a中，從而只檢測(cè)出低頻的脈動(dòng)成分。 作為脈動(dòng)成分檢測(cè)單元236a的結(jié)構(gòu)，例如列舉帶通濾波器。由加減運(yùn) 算單元236b從檢測(cè)出的脈動(dòng)成分中減去目標(biāo)值的0，通過由增益乘法 單元236c對(duì)它的偏差乘以給定的增益，能夠得到將q軸電流iq的脈動(dòng)
成分變成0的那樣的相位修正量ecmp。
根據(jù)上述結(jié)構(gòu)，通過對(duì)q軸電流iq的脈動(dòng)成分形成反饋環(huán)路 (feedback loop)從而使用包含上述修正量0cmp的相位指令(0*+ecmp) 由旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換單元232生成三相電壓指令vJ、 vv*、 vw 減小了直接 變換器的輸出電流的脈動(dòng)成分。
于是，即使是在輸出電源電壓的0.866倍以上的電壓的情況下也有 可能減小輸出電壓的畸變，尤其是，能夠減小交流-交流直接變換器中 的固有的低頻的輸出畸變。另外，還有在由變換器驅(qū)動(dòng)電動(dòng)機(jī)的情況 下不產(chǎn)生低頻的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的優(yōu)點(diǎn)。
下面，使用矢量圖來說明本實(shí)施例的作用效果。
首先，圖3表示出現(xiàn)有技術(shù)(例如非專利文獻(xiàn)l)的過調(diào)制區(qū)域的 變換器的輸出電流矢量的運(yùn)動(dòng)。如果假定作為變換器的負(fù)荷的電動(dòng)機(jī) 的2次磁通量軸(M軸)和控制上的旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸始終一致，那 么，在調(diào)制區(qū)域中(如圖12中的網(wǎng)狀部分所表示的那樣，輸出電壓沒 有超過電源電壓0.866倍)，若轉(zhuǎn)矩一定則電流矢量也一定。
然而，由于在過調(diào)制區(qū)域中輸出電流矢量(作為hb或ik來表示) 發(fā)生脈動(dòng)，它的軌跡如圖3中表示的那樣描繪出橢圓軌道。本實(shí)施例 通過對(duì)如前面所述那樣的直接變換器的輸出電壓的相位指令迸行修正
使q軸電流iq的脈動(dòng)成分減小，從而為了使其大小接近平均值iq ,來
使其動(dòng)作。
另外，在圖3中，i,ave表示作為id、 iq的平均值idave、 iqave的矢量和的輸出電流矢量的平均值。
另一方面，圖4 (a)表示q軸電流iq比平均值iq,大的情況。這
里，假定在適用本實(shí)施例之前、即對(duì)輸出電壓的相位指令進(jìn)行修正之
前的輸出電流矢量為i,e。
在這樣的狀態(tài)下，如果使用本實(shí)施例，那么，在圖l、圖2中表示 的相位修正量運(yùn)算單元236對(duì)使相位指令e*減少的那樣修正量eemp進(jìn) 行運(yùn)算并輸出。通過這樣的操作，與M軸--致的d軸相對(duì)于M軸延遲， 其結(jié)果是，輸出電流矢量在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)的旋轉(zhuǎn)方向的反方向上旋轉(zhuǎn)從而 按照i,/進(jìn)行變化。
另外，如圖4 (b)那樣，輸出電流矢量是i化，在q軸電流iq比平 均值iq,小的情況下，相位修正量運(yùn)算單元236對(duì)使相位指令0*增加
的那樣修正量eemp進(jìn)行運(yùn)算并輸出。通過這樣的操作，與M軸一致的
d軸相對(duì)于M軸行進(jìn)，其結(jié)果是，輸出電流矢量在與旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)的旋轉(zhuǎn)
方向相同的方向上旋轉(zhuǎn)從而按照i^進(jìn)行變化。
如以上那樣，根據(jù)本實(shí)施方式，由于為了使q軸電流iq接近平均
值iqave來對(duì)相位指令^進(jìn)行修正，所以有可能抑制q軸電流iq的脈動(dòng)
成分即轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。另外，雖然該實(shí)施例敘述了將V/f—定控制適用于輸
出電壓的控制中的情況，但是，在矢量控制適用時(shí)也是有效的。
另外，在q軸電流iq的其它部分中，在d軸電流id和電流矢量的 絕對(duì)值(id2+iq2))中，還包含了與在q軸電流iq中包含的脈動(dòng)成 分有相同頻率的成分。于是，使用id或((id2+iq2)可以由完全同樣的
裝置對(duì)相位修正量9emp進(jìn)行運(yùn)算。
圖5是作為本發(fā)明的第二實(shí)施方式而使用輸出電流矢量絕對(duì)值來
對(duì)相位修正量eemp進(jìn)行運(yùn)算的情況的框圖。使用從旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換單元
235輸出的id、 iq來由絕對(duì)值運(yùn)算單元238對(duì)輸出電流矢量的絕對(duì)值 (=f (i/+iq2))進(jìn)行運(yùn)算，使用該絕對(duì)值由相位修正量運(yùn)算單元236
對(duì)相位修正量e。mp進(jìn)行運(yùn)算來構(gòu)成。
圖6是表示與本發(fā)明第二方面相當(dāng)?shù)谋景l(fā)明的第三實(shí)施方式的主
要部分的框圖。
與圖1不同的地方是由加減運(yùn)算單元237將由頻率修正量運(yùn)算單 元239從q軸電流iq的脈動(dòng)成分運(yùn)算出的頻率修正量femp加到輸出電壓 的頻率指令f上。頻率修正量運(yùn)算單元239可以由與圖2完全相同的 結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)，從q軸電流iq的脈動(dòng)成分輸出輸出電壓頻率的修正量fcmp。
于是，將在頻率指令f上加上了修正量fe，的真的輸出電壓頻率指令
(f、 fcmp)輸入到相位運(yùn)算單元234中，從而得到最終的輸出電壓的
相位指令e**。
旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換運(yùn)算單元232通過使用該相位指令e"來進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐
標(biāo)變換，輸出三相電壓指令v^、 vv*、 v/。
雖然在該實(shí)施方式中對(duì)直接變換器的輸出電壓的頻率進(jìn)行操作， 但是，這樣的情況與對(duì)輸出電壓的相位進(jìn)行操作的情況是等價(jià)的，能 夠得到與第一、第二實(shí)施例相同的效果。另外，也可以與前面同樣，
在頻率修正量femp的運(yùn)算中使用d軸電流id或輸出電流矢量的絕對(duì)值
(i/十iq2))。
然而，為了由本發(fā)明得到最大的效果，重要的是只檢測(cè)出在q軸 電流、d軸電流或輸出電流矢量的絕對(duì)值中包含的低頻的脈動(dòng)成分。為 此，在圖1、圖5的相位修正量運(yùn)算單元236和圖6的頻率修正量運(yùn)算 單元239中要求在用于檢測(cè)出輸入信號(hào)的脈動(dòng)成分的濾波器中沒有檢 測(cè)延遲并能完全除去成為檢測(cè)對(duì)象的脈動(dòng)成分以外的成分。
為了實(shí)現(xiàn)上述目的，雖然上述那樣的帶通濾波器是適用的，但是， 由于脈動(dòng)成分的頻率隨輸入的頻率變化，有必要使用與條件相適應(yīng)的 具有不同的通過頻帶的帶通濾波器。然而，通過頻帶與輸出頻率相適
應(yīng)地變化的帶通濾波器的結(jié)構(gòu)是非常復(fù)雜的，實(shí)現(xiàn)起來很困難。 以下的第四實(shí)施方式對(duì)該點(diǎn)進(jìn)行了改良。
圖7是表示與本發(fā)明第三方面相當(dāng)?shù)谋景l(fā)明的第四實(shí)施方式的主 要部分的框圖。這里，雖然是對(duì)檢測(cè)出q軸電流iq的脈動(dòng)成分的情況 進(jìn)行了說明，但是，也可以適用于檢測(cè)d軸電流id或輸出電流矢量的 絕對(duì)值。
在圖7中，直流部分除去單元236d是只除去q軸電流iq的直流部 分的單元，例如可以由高通濾波器等來實(shí)現(xiàn)。于是，根據(jù)只除去了該 直流部分的信號(hào)由與圖2同樣的方法對(duì)相位修正量eemp或頻率修正量
fcmp進(jìn)行運(yùn)算。
如果將高通濾波器的截止頻率設(shè)定在很低的頻率上，則由于能無
視由對(duì)想降低的低頻成分的濾波器引起的檢測(cè)延遲的影響，而可以減 小轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。另一方面，在過調(diào)制區(qū)域中，在q軸電流iq中，在矩陣
變換器固有的低頻成分之外還包含由輸出頻率的5次、7次成分等引起 的高頻成分。因此，在作為直流部分除去單元使用236d的高通濾波器 的情況下，還檢測(cè)出固有的低頻成分以外的部分。然而，由于沒有必 要如帶通濾波器那樣與運(yùn)動(dòng)條件相適應(yīng)地對(duì)濾波器的截止頻率進(jìn)行變 更，具有實(shí)現(xiàn)起來非常容易的優(yōu)點(diǎn)。
權(quán)利要求
1.一種交流-交流直接變換器的控制裝置，其特征在于該交流-交流直接變換器利用半導(dǎo)體開關(guān)元件的通斷將多相交流電壓直接變換成任意振幅和頻率的多相交流電壓，所述控制裝置包括根據(jù)所述變換器的輸出電流，對(duì)正交的兩個(gè)軸的電流成分中的至少一方的成分或者輸出電流矢量的絕對(duì)值進(jìn)行運(yùn)算的運(yùn)算單元；檢測(cè)該運(yùn)算單元得到的運(yùn)算結(jié)果中所包含的脈動(dòng)成分的檢測(cè)單元；以及以使檢測(cè)出的所述脈動(dòng)成分減小的方式對(duì)所述變換器的輸出電壓的相位進(jìn)行修正的修正單元。
2. —種交流-交流直接變換器，其特征在于該交流-交流直接變換器利用半導(dǎo)體開關(guān)元件的通斷將多相交流電 壓直接變換成任意振幅和頻率的多相交流電壓，所述控制裝置包括根據(jù)所述變換器的輸出電流，對(duì)正交的兩個(gè)軸的電流成分中的至 少一方的成分或者輸出電流矢量的絕對(duì)值進(jìn)行運(yùn)算的運(yùn)算單元；檢測(cè)該運(yùn)算單元得到的運(yùn)算結(jié)果中所包含的脈動(dòng)成分的檢測(cè)單 元；以及以使檢測(cè)出的所述脈動(dòng)成分減小的方式對(duì)所述變換器的輸出電壓 的頻率進(jìn)行修正的修正單元。
3. 如權(quán)利要求1或2所述的交流-交流直接變換器的控制裝置，其 特征在于檢測(cè)出所述脈動(dòng)成分的檢測(cè)單元是高通濾波器。
全文摘要
本發(fā)明提供一種交流-交流直接變換器的控制裝置，其不使用減小磁通量的方法在減小輸出電壓的畸變和低頻的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的同時(shí)還可抑制輸出電流的增加。該交流-交流直接變換器由半導(dǎo)體開關(guān)元件的通斷將多相交流電壓直接變換成任意的振幅和頻率的多相交流電壓，其特征在于包括對(duì)來自上述變換器的輸出電流i_u、i_w及相位指令θ^*的相互正交的兩個(gè)軸的電流成分中的q軸電流i_q進(jìn)行運(yùn)算的相位運(yùn)算單元(233)及坐標(biāo)變換單元(235)、檢測(cè)在q軸電流i_q中包含的脈動(dòng)成分并且為了減小檢測(cè)出的上述脈動(dòng)成分而對(duì)相位修正量θ_cmp進(jìn)行運(yùn)算的相位修正量運(yùn)算單元(236)，使用上述修正量θ_cmp對(duì)輸出電壓的相位進(jìn)行修正的加減運(yùn)算單元(237)。
文檔編號(hào)H02M5/02GK101197542SQ20071014039
公開日2008年6月11日 申請(qǐng)日期2007年8月10日 優(yōu)先權(quán)日2006年8月10日
發(fā)明者山田達(dá)也, 玉井康寬 申請(qǐng)人:富士電機(jī)機(jī)器制御株式會(huì)社