頻率選擇性ofdm通信系統(tǒng)的i/q失衡補償方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明屬于寬帶無線通信技術(shù)領(lǐng)域，具體是用于頻率選擇性正交頻分多址 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing，0FDM)系統(tǒng)的 I/Q 失衡補償方法。
【背景技術(shù)】
[0002] 0FDM是一種多載波傳輸技術(shù)，N個子載波把整個信道分割成N個子信道，N個子信 道并行傳輸信息。0FDM系統(tǒng)有許多通信方面的技術(shù)優(yōu)勢。
[0003] 1) 0FDM具有非常高的頻譜利用率。
[0004] 2)可有效對抗信號波形間的干擾，適用于多徑環(huán)境和衰落信道中的高速數(shù)據(jù)傳 輸；
[0005] 目前，0FDM技術(shù)良好的性能使其在很多領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用，如：LTE、HDSL、無 線局域網(wǎng)IEEE802. 11系列，以及無線城域網(wǎng)IEEE802. 16等系統(tǒng)中。
[0006] 越來越多的設(shè)備都配備了無線通信功能，導(dǎo)致無線系統(tǒng)轉(zhuǎn)向大宗商品市場。這意 味著無線產(chǎn)品的價格競爭大，致力于創(chuàng)造追求低成本解決方案。這在多天線系統(tǒng)尤其是個 問題，因為他們需要多個射頻（RF)前端。此外，越來越多的無線標(biāo)準(zhǔn)需要靈活的解決方案， 以便同時支持多個標(biāo)準(zhǔn)協(xié)議。
[0007] 直接變頻在滿足這些需求上是很有前途的概念。因為它不需要外部中頻（IF)濾 波器和鏡像干擾濾波器，使收發(fā)機容易集成化、小型化。在移動終端如手機等小型化、集成 化要求較高的通信系統(tǒng)中有重要的應(yīng)用價值。然而，由于物理器件的缺陷，在上下變頻的 過程中，容易造成I和Q兩路信號的幅度失真和相位偏差，即I/Q失衡，引入鏡像干擾。1/ Q失衡會導(dǎo)致信號星座圖失真，嚴(yán)重限制接收機獲得同步的能力，使輸出信號產(chǎn)生鄰道功率 泄漏干擾，使EVM指標(biāo)惡化，由此帶來誤碼率的提高。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0008] 發(fā)明目的：針對頻率選擇性0FDM系統(tǒng)中射頻前端存在的Ι/Q兩路信號的幅度失真 和相位偏差問題以及不同的頻率響應(yīng)問題，本發(fā)明提供了一種自回環(huán)結(jié)構(gòu)的收發(fā)Ι/Q失衡 估計和補償方法。通過設(shè)計的自回環(huán)結(jié)構(gòu)，在頻域同時對收發(fā)機的失衡參數(shù)進(jìn)行估計。然 后根據(jù)估計出的參數(shù)，對發(fā)射端和接收端的Ι/Q失衡分別進(jìn)行補償。
[0009] 定義發(fā)射機的失衡因子為γτ(η)和βτ(η)，可分別表示為：
[0012] 其中，j表示虛數(shù)單位，即j2= -1，g#P Φ 別表示發(fā)射機的幅度和相位失衡。 τ(η)和hftT(n)分別表示發(fā)射機的I和Q兩支路對信號不同的頻率響應(yīng)，同理，我們定義 接收機失衡因子γκ(η)和βκ(η)，分別表示為：
[0015] 其中&和Φ及別表示發(fā)射機的幅度和相位失衡。h IiR(n)和hftR(n)分別表示接 收機中I和Q兩支路對信號不同的頻率響應(yīng)。
[0016] 通過推導(dǎo)，可得出發(fā)射機和接受機的I/Q失衡模型都可表示為：
[0017] r(/?) ^ >(//)?χ(η) + β(η)?χ*(η) (公式 5)
[0018] 其中γ (η)和β (η)表示失衡因子，χ(η)為原始信號，y(n)為失衡后的信號。符 號發(fā)代表卷積，（.）*代表共輒。
[0019] 技術(shù)方案：一種頻率選擇性0FDM通信系統(tǒng)的I/Q失衡補償方法，對發(fā)射機和接收 機的I/Q失衡的補償，包括如下步驟：
[0020] 步驟1 :將信號的發(fā)射機單元和接收機單元通過一個開關(guān)和一個90°相移器級聯(lián) 起來，形成自回環(huán)結(jié)構(gòu)；
[0021] 當(dāng)發(fā)射機和接收機直接級聯(lián)時，信號的失衡模型可以表示為：
[0023] 式中，x(n)為發(fā)射信號，s(n)為上變頻后的等效基帶信號，y(n)為接收信號。令：
[0025] 則公式6可簡化為：
[0027] 當(dāng)發(fā)射機和接收機通過90°相移器級聯(lián)時，信號的失衡模型可以表示為：
[0029] 式中，sjn) = s(n) · eW2= js(n)為上變頻后經(jīng)過90。相移器后的等效基帶信 號，x(n)為發(fā)射信號，y(n)為最終接收信號。令：
[0031] 則公式9可簡化為：
[0033] 公式8和11是時域上的表達(dá)式，對其做離散傅里葉變換（DFT)，將其轉(zhuǎn)換到頻域， 則公式8、11轉(zhuǎn)變?yōu)槿缦率叫问剑?br>[0037] 式中，X(k)和Y(k)分別為對應(yīng)的頻域信號，γ (k)和Mk)為對應(yīng)的頻域失衡參 數(shù)，N表示子載波的總個數(shù)。
[0038] 步驟2 :設(shè)計0FDM系統(tǒng)中用于I/Q失衡估計與補償?shù)念l域訓(xùn)練序列。
[0039] 對于一個頻域0FDM符號P= [Pi，…，PN]T，其中N是子載波總個數(shù)。設(shè)計的頻域訓(xùn) 練序列由-1，1兩個元素構(gòu)成，可以表示為
[0041] 進(jìn)一步的，若需要對所設(shè)計的序列有條件限制，例如0FDM通信中常有直流子載 波，預(yù)留子載波，需要所設(shè)計序列在某些位置上為特定值，這里將這些位置的值設(shè)為0。
[0042] 步驟3 :發(fā)射兩段不同的頻域復(fù)數(shù)序列Xjk)和X2(k)通過I/Q失衡模型，估算出 出I/Q失衡補償所需要的參數(shù)。
[0043] 其中& (k)等于序列P，X2 (k)可以表示為：
[0045] 收到的信號為1 (k)和Y2 (k)，聯(lián)立兩個方程，可得：
[0047] 對公式15進(jìn)行求解，可求得γ (k)和Mk)，表示為：
[0049] 針對兩種自回環(huán)結(jié)構(gòu)，使用上述的頻域訓(xùn)練序列通過兩種失衡模型，分別求出 γ i (k)、β i (k)和γ 2 (k)、β 2 (k)，進(jìn)一步可以求得接收機和發(fā)射機各頻點的補償系數(shù)：
[0051] 步驟4 :根據(jù)各頻點的補償系數(shù)，在頻域?qū)Πl(fā)射信號進(jìn)行預(yù)處理，消除發(fā)射機的1/ Q失衡，同樣在頻域?qū)邮招盘柼幚恚邮諜C的I/Q失衡。
[0052] 對發(fā)射信號在頻域的預(yù)補償?shù)木唧w公式為：
[0053] Xpre (k) = X (k) -ffT (k) X* (N-k)(公式 18)
[0054] 其中，X(k)為發(fā)射信號，X_(k)為預(yù)補償后的信號。
[0055] 可知如果我們估計出WT (k)即β T (k) / γ T (k)，并且在信道估計/均衡前對發(fā)射信 號進(jìn)行預(yù)補償，上變頻引起的信號的鏡像干擾能夠被完全補償，而剩余的部分將在的信道 估計/均衡時被補償。
[0056] 對接收信號補償?shù)木唧w公式為：
[0057] Yconp(k) = Y(k)-ffR(k)Y*(N-k)(公式 19)
[0058] 可知如果我們估計出β R (k) / γ / (N-k)，且在信道估計/均衡前對信號進(jìn)行補償， 下變頻引起的鏡像干擾能夠被完全補償，而剩余的部分將在的信道估計/均衡時被補償。 從而發(fā)射機和接收機的I/Q失衡在本發(fā)明的方案下得到補償。
[0059] 有益效果：與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明提出的自回環(huán)結(jié)構(gòu)的收發(fā)聯(lián)合I/Q失衡補償 方法，在正式的無線通信過程開始前對發(fā)射機和接收機的I/Q失衡進(jìn)行補償，在低復(fù)雜度 的開銷下，消除失衡給系統(tǒng)性能帶來的性能影響，從而實現(xiàn)更有效的通信。從仿真結(jié)果看 出，對比經(jīng)過I/Q失衡而未補償?shù)那闆r，本發(fā)明的方案使整個系統(tǒng)的性能明顯地提高了，并 接近于沒有I/Q失衡存在的情況。
【附圖說明】
[0060] 圖1是是本發(fā)明實施例所采用的自回環(huán)結(jié)構(gòu)框圖；
[0061 ] 圖2是本發(fā)明的方法流程圖；
[0062] 圖3是本發(fā)明的信號在頻域的I/Q失衡框圖；
[0063] 圖4是本發(fā)明的信號在頻域的I/Q失衡補償框圖；
[0064] 圖5是本發(fā)明具體實施例中的性能對比圖，仿真參數(shù)為單發(fā)單收，0FDM， 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)調(diào)制；
[0065] 圖6是本發(fā)明具體實施例中的另一性能對比圖，仿真參數(shù)為單發(fā)單收，OFDM， 64QAM(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)調(diào)制。
【具體實施方式】
[0066] 下面以毫米波無線局域網(wǎng)（IEEE 802. llaj)為例，結(jié)合附圖對本發(fā)明頻率選擇性 0FDM通信系統(tǒng)I/Q失衡補償方法作進(jìn)一步詳細(xì)說明。應(yīng)理解這些實施例僅用于說明本發(fā)明 而不用于限制本發(fā)明的范圍，在閱讀了本發(fā)明之后，本領(lǐng)域技術(shù)人員對本發(fā)明的各種等價 形式的修改均落于本申請所附權(quán)利。
[0067] 本發(fā)明實施例中，IEEE 802. llaj支持兩種帶寬540MHz和1080MHz，我們選擇 540MHz。為了仿真對比，本實施例定義了仿真參數(shù)見表1。
[0068] 表1仿真參數(shù)設(shè)置
[0069]
[0070] 如圖2所示，以毫米波無線局域網(wǎng)（IEEE 802. llaj)為例，一種OFDM系統(tǒng)收發(fā)聯(lián) 合的I/Q失衡估計與補償方法，包括以下步驟：
[0071] 步驟1 :發(fā)射機和接收機都存在I/Q失衡，根據(jù)參考文獻(xiàn)。定義發(fā)射機的失衡因子 為γ τ (η)和β τ (η)，分別表示為：
[0074] 其中g(shù)#P Φ冷別表示發(fā)射機的幅度和相位失衡。h ΙιΤ(η)和hftT(n)分別表示發(fā) 射機中1和0兩支路對信號不同的頻率響應(yīng)。在本實例中^1為1(^，（}^為3°，111^(11)= [l，0.04，-0.03]，hftT(n) = [1,-0. 04,-0.03]。
[0075] 同理，我們定義接收機失衡因子γκ(η)和βκ(η)，分別表示為：
[0078] 其中&和Φ及別表示發(fā)射機的幅度和相位失衡。h IiR(n)和hftR(n)分別表示接 收機中I和Q兩支路對信號不同的頻率響應(yīng)。在本實例中，gRS ldB，Φ力3°，hIiR(n)= [l，0.05]，hftR(n) = [1，-0·05]。
[0079] 通過推導(dǎo)，我們得出發(fā)射機和接受機的I/Q失衡模型都可表示為：
[0081] 其中γ (η)和β (η)表示失衡因子，X(η)為原始信號，y(η)為失衡后的信號，符號 發(fā)代表卷積，（.）*代表共輒。
[0082]