一種自回環(huán)結(jié)構(gòu)的收發(fā)聯(lián)合頻率選擇性iq失衡估計(jì)與補(bǔ)償方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明屬于寬帶無(wú)線通信技術(shù)領(lǐng)域，具體是自回環(huán)結(jié)構(gòu)的收發(fā)聯(lián)合頻率選擇性IQ 失衡的頻域估計(jì)與補(bǔ)償方法。
【背景技術(shù)】
[0002] 越來(lái)越多的設(shè)備都配備了無(wú)線通信功能，導(dǎo)致無(wú)線系統(tǒng)轉(zhuǎn)向大宗商品市場(chǎng)。這意 味著無(wú)線產(chǎn)品的價(jià)格競(jìng)爭(zhēng)大，致力于創(chuàng)造追求低成本解決方案。這在多天線系統(tǒng)尤其是個(gè) 問(wèn)題，因?yàn)樗麄冃枰鄠€(gè)射頻（RF)前端。此外，越來(lái)越多的無(wú)線標(biāo)準(zhǔn)需要靈活的解決方案， 以便同時(shí)支持多個(gè)標(biāo)準(zhǔn)協(xié)議。
[0003] 直接變頻在滿足這些需求上是很有前途的概念。因?yàn)樗恍枰獠恐蓄l（IF)濾 波器和鏡像干擾濾波器，使收發(fā)機(jī)容易集成化、小型化。在移動(dòng)終端如手機(jī)等小型化、集成 化要求較高的通信系統(tǒng)中有重要的應(yīng)用價(jià)值。
[0004] 常見(jiàn)的收發(fā)機(jī)方案可以分為兩種：直接變頻方案與超外差方案，前者又稱為零中 頻方案，可通過(guò)模擬/數(shù)字正交解調(diào)實(shí)現(xiàn)。然而，由于物理器件的缺陷，在上下變頻的過(guò)程 中，容易造成I和Q兩路信號(hào)的幅度失真和相位偏差，即IQ失衡，引入鏡像干擾。IQ失衡會(huì) 導(dǎo)致信號(hào)星座圖失真，嚴(yán)重限制接收機(jī)獲得同步的能力，使輸出信號(hào)產(chǎn)生鄰道功率泄漏干 擾，使EVM指標(biāo)惡化，由此帶來(lái)誤碼率的提高。為了克服這些問(wèn)題，一般有兩種解決方法：
[0005] 1)采用性能更好的RF器件。這種方法會(huì)使接收機(jī)價(jià)格上升。
[0006] 2)在基帶采用數(shù)字補(bǔ)償技術(shù)，克服射頻缺陷。這種方法可以使得發(fā)射機(jī)、接收機(jī)的 成本隨著芯片工藝的提高一直下降。因此被大量使用。
[0007] 隨著數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)的發(fā)展，在數(shù)字域中對(duì)IQ失衡進(jìn)行估計(jì)并消除IQ失衡對(duì) 系統(tǒng)性能的影響是可以實(shí)現(xiàn)的。本發(fā)明提出一種自回環(huán)結(jié)構(gòu)的收發(fā)聯(lián)合頻率選擇性IQ失 衡估計(jì)和補(bǔ)償算法。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0008] 發(fā)明目的：針對(duì)射頻前端存在的IQ兩路信號(hào)的幅度失真和相位偏差問(wèn)題以及不 同的頻率響應(yīng)問(wèn)題，本發(fā)明提供了一種自回環(huán)結(jié)構(gòu)的收發(fā)聯(lián)合頻率選擇性IQ失衡估計(jì)與 補(bǔ)償方法，通過(guò)設(shè)計(jì)的自回環(huán)結(jié)構(gòu)，在頻域同時(shí)對(duì)收發(fā)機(jī)的失衡參數(shù)進(jìn)行估計(jì)，然后根據(jù)估 計(jì)出的參數(shù)，對(duì)發(fā)射端的和接收端的IQ失衡分別進(jìn)行補(bǔ)償。
[0009] 技術(shù)背景：定義發(fā)射機(jī)的失衡因子為yT(n)和0T(n)，可分別表示為：
[0012] 式中，&和巾汾別表示發(fā)射機(jī)的幅度和相位失衡，huOi)和hQ,T(n)分別表示發(fā)
[0010]
[0011]
[0013] 射機(jī)的I和Q兩支路對(duì)信號(hào)不同的頻率響應(yīng)。同理，我們定義接收機(jī)失衡因子yK(n)和 0R(n)，分別表不為：
[0014]
[0015] 式中，巾汾別表示發(fā)射機(jī)的幅度和相位失衡，hu(n)和hQ,K(n)分別表示接 收機(jī)中I和Q兩支路對(duì)信號(hào)不同的頻率響應(yīng)。
[0016] 通過(guò)推導(dǎo)，可得出發(fā)射機(jī)和接受機(jī)的IQ失衡模型都可表示為：
[0017] y(n)=y(n)?x(n)+P(n)?x*(n)(公式 5)
[0018] 其中y(n)和(n)表示失衡因子，x(n)為原始信號(hào)，y(n)為失衡后的信號(hào)，符號(hào) ?代表卷積，（.）*代表共軛。
[0019] 技術(shù)方案：為了實(shí)現(xiàn)上述發(fā)明目的，本發(fā)明提出一種自回環(huán)結(jié)構(gòu)的收發(fā)聯(lián)合頻率 選擇性IQ失衡估計(jì)與補(bǔ)償方法，對(duì)發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的頻率選擇性IQ失衡進(jìn)行估計(jì)和補(bǔ)償， 包括如下步驟：
[0020] 1)將信號(hào)的上變頻單元和下變頻單元直接級(jí)聯(lián)起來(lái)，形成自回環(huán)結(jié)構(gòu)，得到第一 失衡模型；通過(guò)一個(gè)90°相移器將上變頻單元和下變頻單元再次級(jí)聯(lián)起來(lái)，形成另一個(gè)自 回環(huán)結(jié)構(gòu)，得到第二失衡模型。
[0021] 第一失衡模型的時(shí)域形式可以表示為：
[0022]
)
[0023] 式中，x(n)為發(fā)射信號(hào)，y(n)為接收信號(hào)，s(n)為上變頻后的等效基帶信號(hào)。
[0024] 第二失衡模型的時(shí)域形式可以表示為：
[0025]
[0026] 式中，x(n)為發(fā)射信號(hào)，y(n)為接收信號(hào)，sjn) =s(n) ?ej"/2=js(n)為上變 頻等效基帶信號(hào)經(jīng)過(guò)90°相移器后的輸出信號(hào)。
[0027] 公式6和7是時(shí)域上的表達(dá)式，對(duì)其做離散傅里葉變換（DFT)，將其轉(zhuǎn)換到頻域，則 公式6、7轉(zhuǎn)變?yōu)槿缦率叫问剑?br>[0028]
[0029] 式中，X(k)和Y(k)分別為對(duì)應(yīng)的頻域信號(hào)，Y00和0 (k)為對(duì)應(yīng)的頻域失衡參 數(shù)，N表示頻點(diǎn)的總個(gè)數(shù)。
[0030] 2)運(yùn)用頻域訓(xùn)練序列，經(jīng)過(guò)兩個(gè)自回環(huán)結(jié)構(gòu)得到兩個(gè)級(jí)聯(lián)方程組，對(duì)級(jí)聯(lián)方程組 進(jìn)行求解，分別估算出發(fā)射機(jī)和接收機(jī)IQ失衡各頻點(diǎn)補(bǔ)償所需的參數(shù)；所述發(fā)射機(jī)和接收 機(jī)各頻點(diǎn)的補(bǔ)償系數(shù)的求解方法為：
[0031] 2. 1)計(jì)算發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的頻域失衡參數(shù)；
[0032] 設(shè)發(fā)射兩段不同的頻域復(fù)數(shù)序列& (k)和X2 (k)，經(jīng)過(guò)IQ失衡后，收到的頻域信號(hào) 為t(k)和Y2 (k)，聯(lián)立失衡模型頻域形式的兩個(gè)方程，可得：
[0033]
[0034] 對(duì)公式9進(jìn)行求解，可求得Y(k)和0 (k)，表示為：
[0035
[0036] 針對(duì)兩種自回環(huán)結(jié)構(gòu)，使用上述的頻域訓(xùn)練序列通過(guò)兩種失衡模型，分別求出對(duì) 應(yīng)的頻域失衡參數(shù)y: (k)、0 : (k)和y2 (k)、0 2 (k);
[0037] 2. 2)計(jì)算接收機(jī)和發(fā)射機(jī)各頻點(diǎn)的補(bǔ)償系數(shù)，具體公式為：
[0038]
[0039] 式中，WT(k)為發(fā)射機(jī)各頻點(diǎn)的補(bǔ)償系數(shù)，WK(k)為接收機(jī)各頻點(diǎn)的補(bǔ)償系數(shù)。
[0040] 3)根據(jù)各頻點(diǎn)的補(bǔ)償系數(shù)，在頻域分別對(duì)發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的頻率選擇性IQ失衡 進(jìn)行補(bǔ)償，具體方法為：
[0041] 在信道估計(jì)/均衡前，對(duì)發(fā)射信號(hào)在頻域進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償，具體公式為：
[0042] Ypre(k) =X(k)-ffT(k)X*(N-k) (公式 12)
[0043] 其中，X(k)為發(fā)射信號(hào)，Yp,e(k)為預(yù)補(bǔ)償后的信號(hào)；如果我們估計(jì)出WT(k)，并且 在信道估計(jì)/均衡前對(duì)發(fā)射信號(hào)進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償，上變頻引起的信號(hào)的鏡像干擾能夠被完全補(bǔ) 償，而剩余的部分將在的信道估計(jì)/均衡時(shí)被補(bǔ)償。
[0044] 在信道估計(jì)/均衡前，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償，具體公式為：
[0045] Ycomp(k) =Y(k)-ffE(k)Y*(N-k) (公式 13)
[0046] 其中，Y(k)為接收信號(hào)，Y_p(k)為補(bǔ)償后的信號(hào)。如果我們估計(jì)出WK(k)，且在信 道估計(jì)/均衡前對(duì)信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償，下變頻引起的鏡像干擾能夠被完全補(bǔ)償，而剩余的部分 將在的信道估計(jì)/均衡時(shí)被補(bǔ)償。從而發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的IQ失衡在本發(fā)明的方案下得到 補(bǔ)償。
[0047] 有益效果：本發(fā)明提出的自回環(huán)結(jié)構(gòu)的收發(fā)聯(lián)合頻率選擇性IQ失衡估計(jì)和與補(bǔ) 償方法，在正式的無(wú)線通信過(guò)程開(kāi)始前對(duì)發(fā)射機(jī)和接收機(jī)的頻率選擇性IQ失衡進(jìn)行補(bǔ)償， 在低復(fù)雜度的開(kāi)銷下，消除失衡給系統(tǒng)性能帶來(lái)的性能影響，從而實(shí)現(xiàn)更有效的通信。從仿 真結(jié)果看出，對(duì)比經(jīng)過(guò)頻率選擇性IQ失衡而未補(bǔ)償?shù)那闆r，本發(fā)明的方案使整個(gè)系統(tǒng)的性 能明顯地提高了，并接近于沒(méi)有IQ失衡存在的情況。
【附圖說(shuō)明】
[0048] 圖1是是本發(fā)明實(shí)施例所采用的自回環(huán)結(jié)構(gòu)框圖；
[0049] 圖2是本發(fā)明的方法流程圖；
[0050] 圖3是本發(fā)明的信號(hào)在頻域的IQ失衡框圖；
[0051] 圖4是本發(fā)明的信號(hào)在頻域的IQ失衡補(bǔ)償框圖；
[0052] 圖5是本發(fā)明具體實(shí)施例中的性能對(duì)比圖，仿真參數(shù)為4發(fā)射天線，4接收天線，單 載波，16QAM(QuadratureAmplitudeModulation，QAM)調(diào)制；
[0053] 圖6是本發(fā)明具體實(shí)施例中的另一性能對(duì)比圖，仿真參數(shù)為4發(fā)射天線，4接收天 線，單載波，64QAM(QuadratureAmplitudeModulation，QAM)調(diào)制。
【具體實(shí)施方式】
[0054] 下面以毫米波無(wú)線局域網(wǎng)（IEEE802.llaj)為例，結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明收發(fā)聯(lián)合頻 率選擇性IQ失衡自回環(huán)結(jié)構(gòu)估計(jì)與補(bǔ)償方法作進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明。應(yīng)理解這些實(shí)施例僅用 于說(shuō)明本發(fā)明而不用于限制本發(fā)明的范圍，在閱讀了本發(fā)明之后，本領(lǐng)域技術(shù)人員對(duì)本發(fā) 明的各種等價(jià)形式的修改均落于本申請(qǐng)所附權(quán)利。
[0055] 本發(fā)明實(shí)施例中，IEEE802.llaj支持兩種帶寬540MHz和1080MHz，我們選擇 540MHz。為了仿真對(duì)比，本實(shí)施例定義了仿真參數(shù)見(jiàn)表1。
[0056] 表1仿真參數(shù)設(shè)置
[0057]
[0058] 如圖2所示，以毫米波無(wú)線局域網(wǎng)（IEEE802.llaj)為例，一種自回環(huán)結(jié)構(gòu)收發(fā)聯(lián) 合的IQ失衡估計(jì)與補(bǔ)償方法，包括以下步驟：
[0059] (1)步驟1 :發(fā)射機(jī)和接收機(jī)都存在IQ失衡，根據(jù)參考文獻(xiàn)，定義發(fā)射機(jī)的失衡因 子為yT (n)和0T (n)，分別表不為：
[0062] 其中，&和巾汾別表示發(fā)射機(jī)的幅度和相位失衡，huOi)和hQ,T(n)分別表示發(fā)
[0060]
[0061] 射機(jī)中I和Q兩支路對(duì)信號(hào)不同的頻率響應(yīng)。在本實(shí)例中，&為ldB，(i>TS3°= [l，0.04，-0.03]，hQ,T(n) = [1，-0.04,-0.03]。
[0063] 同理，我們定義接收機(jī)失衡因子YB(n)和Kn)，分別表示為：
[0064]
[0065]
[0066] 其中，g