用于改進的lte新載波類型的時間和頻率同步的制作方法
【專利說明】用于改進的LTE新載波類型的時間和頻率同步
[0001] 優(yōu)先權(quán)要求
[0002] 本申請要求享受于2012年6月29日遞交的美國專利申請序列號No. 13/537,271 的優(yōu)先權(quán)，該美國專利申請要求享受于2012年1月27日遞交的美國臨時專利申請序列號 61/591,641的優(yōu)先權(quán)，故W引用方式將所有該些申請的全部內(nèi)容并入本文。
【背景技術(shù)】
[0003] 載波聚合是第S代合作伙伴計劃（3GP巧作為LTE規(guī)范的版本10的一部分所發(fā)布 的改進的LTE(改進的長期演進或者LTE-A)的特征，其用于通過將多個載波聚合在一起W 增加總帶寬，來增加數(shù)據(jù)速率。該多個載波（其稱為分量載波）可W占據(jù)連續(xù)的或者非連 續(xù)的帶寬。分量載波有時還稱為服務小區(qū)。對于時分雙工（TDD)而言，服務小區(qū)是單載波 頻率，其中，在不同的子帖中發(fā)生用戶設備（肥）與增強型節(jié)點B(eNB)之間的上行鏈路傳輸 和下行鏈路傳輸。對于頻分雙工（FDD)而言，服務小區(qū)包括兩個不同的載波頻率或者下行 鏈路傳輸和上行鏈路傳輸。每一個UE具有單個服務小區(qū)（其稱為主小區(qū)（PCell))，該單個 服務小區(qū)提供用于與eNB進行通信的所有必要的控制功能。所有其它服務小區(qū)稱為輔小區(qū) (SCell)。對于某些類型的SCell而言，需要用于維持時間和頻率同步的改進的技術(shù)。
【附圖說明】
[0004] 圖1示出了肥和eNB。
[0005] 圖2示出了OFDM發(fā)射機和OFDM接收機。
[0006] 圖3A是不出了CSI參考信號的子帖周期的表格。
[0007] 圖3B示出了針對類型2 TDD帖的CSI參考信號的映射的例子。
[000引圖4是示出CSI參考信號到具有正常循環(huán)前綴的(FDM符號的資源單元的映射的 表格。
[0009] 圖5是示出了CSI參考信號到具有擴展循環(huán)前綴的OFDM符號的資源單元的映射 的表格。
[0010] 圖6到圖10示出了映射到不同天線端口的資源單元的CSI參考信號的例子。
[0011] 圖11和圖12示出了映射到向增強型PDCCH分配的資源塊的肥特定的參考信號 的例子。
【具體實施方式】
[0012] W下的描述和附圖充分地說明了特定的實施例，W使得本領域技術(shù)人員能夠?qū)嵤?它們。其它實施例可W并入有結(jié)構(gòu)的、邏輯的、電氣的、過程的和其它的改變。一些實施例的 部分和特征可W包含在其它實施例的部分和特征中，或者替代其它實施例的部分和特征。 在權(quán)利要求中所闡述的實施例涵蓋那些權(quán)利要求的所有可用等效項。
[0013] LTE系統(tǒng)使用導頻信號（其稱為參考信號化巧），W便使UE和eNB對該些設備在 其上進行通信的射頻信道的特性進行估計。一種該樣的RS是在下行鏈路中發(fā)送的小區(qū)特 定的參考信號（其還稱為公共參考信號（CRS))，PCell和SCell中的UE使用小區(qū)特定的參 考信號來進行信道估計，并且還維持與eNB的定時和頻率同步。但是，可用作SCell的一種 特定類型的分量載波是所謂的新類型載波，為了增加頻譜效率和能量效率，該新類型載波 至少已減少了或者清除了傳統(tǒng)控制信令（例如，省略CR巧。本文所描述是用于當在分量載 波中不存在CRS時，在eNB與UE之間的下行鏈路中執(zhí)行定時和頻率同步的替代技術(shù)。
[0014]LTE下行鏈路
[0015]LTE的物理層是基于用于下行鏈路的正交頻分復用（(FDM)和相關(guān)技術(shù)、用于上行 鏈路的單載波頻分復用（SC-抑M)。圖1示出了肥100和eNB150的例子。該肥和eNB分 別包含處理電路110和處理電路160,該些處理電路中的每一個旨在表示用于執(zhí)行如下文 所描述的處理功能的任何類型的硬件/軟件配置。肥中的處理電路110連接到多個RF收 發(fā)機120,該多個RF收發(fā)機120各自連接到多個天線130中的一個天線。eNB中的處理電 路160連接到多個RF收發(fā)機170,該多個RF收發(fā)機170各自連接到多個天線180中的一 個。為了通過下行鏈路發(fā)送數(shù)據(jù)，處理電路160將數(shù)據(jù)流形成碼字。調(diào)制映射器根據(jù)諸如 正交幅度調(diào)制（QAM)之類的調(diào)制方案來將碼字映射到復調(diào)制符號。在其中由多個天線來發(fā) 送多個層的數(shù)據(jù)的MIMO(多輸入多輸出）模式中，層映射器將復調(diào)制符號中的每一個映射 到多個傳輸層中的一個。隨后，預編碼器可W將該些傳輸層中的每一個傳輸層映射到多個 天線端口中的一個（其中，一個天線端口是一個物理天線）或者其組合，其中天線端口由如 下文所描述的單獨的OFDM發(fā)射機進行服務。隨后，將預編碼器產(chǎn)生的天線特定的符號分發(fā) 到每一個(FDM發(fā)射機的資源單元（R巧映射器，該RE映射器將各個該樣的符號映射到特定 的RE。如下文所描述的，一個RE與在特定的時間間隔期間發(fā)送的特定OFDM子載波相對應。 由具有單獨的OFDM接收機的肥的天線130中的每一個天線來接收所發(fā)送的層，其中，該過 程實質(zhì)上通過(FDM和MIM0解調(diào)來進行反向，隊陜復所發(fā)送的數(shù)據(jù)。
[0016] 圖2示出了通過eNB的處理電路和RF收發(fā)機所實現(xiàn)的(FDM發(fā)射機20,W及通過 肥的處理電路和RF收發(fā)機所實現(xiàn)的OFDM接收機30,W形成下行鏈路的一部分的框圖。RE 映射器22從調(diào)制器21 (其代表如上文所描述的調(diào)制映射器和層映射器/預編碼器）接收 復調(diào)制符號，將它們分配到具有N個復值的符號的塊。由于該些復值的符號用于確定特定 的子載波的幅度和相位，因此它們稱為頻域符號。接著，將該N個頻域符號（每一個是表示 多個輸入比特的復數(shù)）輸入到N點逆快速傅里葉變換（IFFT) 23,并且通過并串轉(zhuǎn)換器24來 轉(zhuǎn)換成串行的離散時間信號。在框25處添加循環(huán)前綴，W便提供針對多徑失真的增強的抵 抗。因此，所生成的離散時間信號構(gòu)成了時域波形的N個采樣（其表示正交子載波波形的 總和，其中每一個子載波波形通過頻域符號進行調(diào)制），稱為OFDM符號。該些時域波形采樣 由數(shù)模轉(zhuǎn)換器26轉(zhuǎn)換成模擬波形，使用射頻載波頻率進行上混頻，并且通過無線信道50來 發(fā)送。在接收機30處，使用該載波頻率對所接收的信號進行下混頻，對該信號進行濾波，并 且通過A/D轉(zhuǎn)換器31進行采樣。在去除了循環(huán)前綴并且從串行轉(zhuǎn)換成并行（分別如框32 和框33所描述的）之后，在框34處執(zhí)行N點FFTW恢復頻域符號，在均衡器36處將該些 符號與復幅度和相位進行相乘W補償信道延遲擴展，隨后在框35處將其連同來自其它天 線的OFDM接收機的頻域符號進行MIM0解調(diào)W生成所發(fā)送的數(shù)據(jù)流。
[0017] 根據(jù)3GPP LTE規(guī)范，將下行鏈路傳輸組織成無線帖，每一個無線帖具有10ms的持 續(xù)時間。每一個無線帖由10個子帖構(gòu)成，每一個子帖由兩個連續(xù)的0.5ms時隙構(gòu)成。對于 擴展循環(huán)前綴來說每一個時隙包括六個OFDM符號，W及對于正常循環(huán)前綴來說每一個時 隙包括走個OFDM符號。數(shù)據(jù)映射在由稱為資源單元（RE)的基本單元構(gòu)成的時間/頻率 資源網(wǎng)格上，通過天線端口、子載波位置和在無線帖內(nèi)的(FDM符號索引來唯一地標識該些 RE。與單個時隙內(nèi)的十二個連續(xù)的子載波相對應的一組資源單元稱為資源塊（RB)。
[001引 時間和頻率同步
[0019] 為了對(FDM信號進行相干解調(diào)，UE必須與eNB建立定時和頻率同步。前者是指 所發(fā)送的信號的時域采樣與在帖、子帖和OFDM符號之間的邊界之間的對應關(guān)系。后者是指 下混頻的頻率與所發(fā)送的載波頻率之間的對應關(guān)系。UE通過小區(qū)捜索過程，與eNB初始地 建立時間和頻率同步，W及獲取關(guān)于特定小區(qū)的信息，該小區(qū)捜索過程設及在主同步信號 和輔同步信號（分別為PSS和SS巧上執(zhí)行的相關(guān)操作，PSS和SSS包括在每一個子帖中的 指定時隙中的在DC子載波的每一側(cè)的31個子載波上的指定符號中。在一些情況下，可W 使用由eNB發(fā)送的定位參考信號任R巧來替代用于初始同步的PSS/SSS信號。
[0020] 在定時和頻率同步的初始建立之后，有必要執(zhí)行持續(xù)的精細調(diào)整W實現(xiàn)最佳操 作。在定時同步的情況下，只要相對于OFDM符號邊界的任何定時偏移小于循環(huán)前綴的長度 與最大信道延遲擴展之間的差值，將不發(fā)生符號間干擾，并且由該時間偏移引起的相移可 W通過(FDM接收機的均衡器36來校正。但是，為了提供對最大信道延遲擴展的改變（例 如，源自于變化的多徑失真）的健壯的抵抗，期望使用精細調(diào)整來使時間偏移最小化，該精 細調(diào)整被連續(xù)地執(zhí)行W補償時間漂移。在頻率同步的情況下，為了對由于UE的移動而造成 的多普勒頻率偏移W及對在該UE和/或eNB處的振蕩器漂移進行補償，連續(xù)的精細調(diào)整W 使任何頻率偏移最小化是有必要的。由于子載波之間的間距很近，因此(FDM信號對于頻率 偏移非常敏感，并且任何顯著的頻率偏移將破壞子載波之間的正交性，從而導致載波間干 擾。
[0021] 為了執(zhí)行如上文所討論的時間和頻率同步的精細調(diào)整，肥可W使用由eNB在指定 資源單元中發(fā)送的參考信號。該功能可W通過如圖2中所示出的肥的OFDM接收機的定時 /頻率同步塊38來執(zhí)行。在時域中相對于OFDM符號邊界的定時偏移導致經(jīng)解調(diào)的頻域符 號的成比例的相移，該成比例的相移根據(jù)子載波頻率而變化。因此，可W通過在不同的子載 波頻率上對參考信號的相移進行測量來估計該定時偏移，并且可W通過對在不同的時間處 所測量的相移進行平均來獲得更精確的估計量。頻率偏移導致經(jīng)解調(diào)的頻域符號的成比例 的相移，該成比例的相移隨時間而變化，但獨立于具體的子載波。因此，可W通過在不同的 時間處對參考信號的相移進行測量來估計該頻率偏移，更精確的估計量通過對在不同的子 載波頻率處的該相移進行平均來獲得。
[002引在時間偏移的估計之后，肥的0抑M接收機的定時/頻率同步塊38可W相應地調(diào) 整該OFDM接收機中的用于FFT的起始點。定時/頻率同步塊38可W通過調(diào)整用于對接收 信號進行下混頻的振蕩器，或者通過在執(zhí)行FFT之前對采樣的接收信號進行數(shù)字濾波，來 提供針對所估計的頻率偏移的補償。
[0023] 如上文所提到的，連接到傳統(tǒng)LTE小區(qū)的UE可W使用CRS來進行定時/頻率同步。 使用天線端口pO至Ijp3,在指定資源單元中發(fā)送CRS。此外，如上文所提到的，但輔小區(qū)新類 型載波可能不包括CRS。下文所描述的是用于處理該種情形的實施例。
[0024] 用于定時/頻率同步的CSI參考信號
[0025] UE使用諸如前述的CRS之類的參考信號來對信道進行估計W用于解調(diào)和用于定 時/頻率同步。UE使用在下行鏈路中發(fā)送的其它參考信號來測量信道狀態(tài)信息（CSI)，W 便向eNB提供反饋。該些參考信號稱為CSI參考信號或者CSI-RS。根據(jù)LTE規(guī)范（2011年 3月的3GPPTS36.211V10. 1.0)，可每5、10、20、40或80個子帖的周期通過多達八個 天線端口來發(fā)送CSI-RS。在其中解調(diào)參考信號用于信道估計的情況下，如版本10中所定義 的CSI-RS?？谥荚谟山K端用于獲取信道狀態(tài)信息。該些CSI-RS具有明顯更低的時間/頻 率密度，因此與CRS相比導致更少的開銷。
[0026] 如當前所定義的CSI-RS的5ms到80ms周期太稀疏，W至于不能執(zhí)行精確的頻率 和時間跟蹤。例如，對于頻率偏移值為Af而言，間隔At秒的兩個RS符號之間的相位旋 轉(zhuǎn)A巧是；A(p=2tiAfAt。在肥處，相位旋轉(zhuǎn)的值A巧=2凡k+ 0，其中k是整數(shù)值，并且0 在范圍[-31