專利名稱:上行線路和下行線路合用的衛(wèi)星天線饋電網(wǎng)絡的制作方法
本發(fā)明涉及微波傳輸網(wǎng)絡，具體地說，涉及衛(wèi)星天線饋電網(wǎng)絡。衛(wèi)星天線饋電網(wǎng)絡控制著用來激勵天線饋電陣列的各輻射基元的振幅及相位分布，從而控制天線的輻射方向圖。
通信衛(wèi)星用來提供在地面站之間的通信鏈路。在大多數(shù)應用中，衛(wèi)星充作為一個通信中繼站，它從一個地面站接收“上行線路”信號，然后把信號作為“下行線路”信號傳送給組成該鏈路的另一地面站。
通信衛(wèi)星通常包括一個接收機和一個發(fā)射機，接收機與一個用于接收上行線路信號的天線系統(tǒng)相耦合，而發(fā)射機則與用于發(fā)射下行線路信號的天線相耦合。為使在上行和下行線路信號相互間的干擾最小，采用了互相分隔開的不同的上行線路和下行線路頻帶。衛(wèi)星也包括變頻裝置，用來將從來自在上行線路頻帶內的某一頻率的上行線路信號變換成在下行線路頻帶內的某一頻率上的下行線路信號。
人所共知，在先有的通信衛(wèi)星的設計中，總是為上行線路和下行線路覆蓋的波束采用分開的饋電網(wǎng)絡。于是，通常，用一個單獨的上行線路網(wǎng)絡將接收機與天線系統(tǒng)相耦合，同時用一個單獨的下行線路網(wǎng)絡將發(fā)射機與天線系統(tǒng)相耦合。當這些分開的饋電網(wǎng)絡與公用天線饋電陣列相接合時，必需在每個饋電單元的輸入端配置一個對頻率敏感的天線共用器，以便將上行和下行線路信號送至各自的饋電網(wǎng)絡。
采用分開的上行和下行線路饋電網(wǎng)絡使成本高而占據(jù)空間大，並使宇宙飛行器重量增加。然而宇宙飛行器的體積和重量是受到其發(fā)射條件的限制的。
因此，提供一種重量相對較輕、節(jié)省空間和低成本的通信衛(wèi)星用的饋電網(wǎng)絡應是有其優(yōu)越之處的。
這里公開了一種用于將一個衛(wèi)星天線系統(tǒng)與衛(wèi)星接收機和發(fā)射機相耦合的衛(wèi)星天線系統(tǒng)的改進了的微波饋電網(wǎng)絡。本發(fā)明采用一個單個的寬帶上行和下行線路饋電網(wǎng)絡。該饋電網(wǎng)絡在其輸入端只有一個頻率敏感的天線共用器，此共用器用以分離發(fā)射和接收信號，並將上述信號耦合到接收機和發(fā)射機。饋電網(wǎng)絡還有單個寬帶合用饋電網(wǎng)絡，此合用饋電網(wǎng)絡用來耦合作為天線系統(tǒng)的組成部份的各天線的輻射基元。該天線共用器和合用饋電網(wǎng)絡的諸單元以及天線輻射基元，均可在上行和下行線路的頻帶內寬頻帶工作。本發(fā)明特別適用于衛(wèi)星的接收和發(fā)射波束相重合的那些應用場合，並具有成本低、重量輕和占用空間小的優(yōu)點。
本發(fā)明的上述和其他的優(yōu)點，在閱讀了如示于附圖的示范性實施例的詳細介紹之后，讀者將會更加清楚地了解到。其中圖1為本發(fā)明的上行和下行線路的合用饋電網(wǎng)絡的簡化示意圖。
圖2為適用于組成圖1饋電網(wǎng)絡的寬帶耦合器的端視圖。
圖3為沿圖2的3-3線剖取的圖2的耦合器的平面視圖。
圖4為沿圖2的4-4線切取的耦合器的縱向剖面圖。
圖5為沿圖2的5-5線切取的耦合器的縱向剖面圖。
圖6為圖2耦合器的兩個移相段中每一個的相移與頻率的關系圖。
圖7為典型的喇叭天線的頂視示意圖。
圖8為兩個不同孔徑尺寸的喇叭天線，在選定的高和低的頻率下，以喇叭的長度為函數(shù)的喇叭相位延遲圖。
圖9為兩個不同孔徑尺寸的喇叭的以其長度為函數(shù)的相位延遲圖。
圖10A示出了總長為12英吋、孔徑為2英吋的一個基準喇叭天線的簡圖。
圖10B和10C示出了長為12英吋、孔徑為4英吋的一個喇叭天線的簡圖，其中的虛線分別表示該喇叭在一感興趣的頻帶內的兩個不同頻率上進行最佳化后的尺寸。
圖1示出了采用本發(fā)明的上行和下行線路合用的饋電網(wǎng)絡的簡化示意圖。衛(wèi)星天線系統(tǒng)包括多個寬帶、非頻率色散的用于接收和發(fā)送的喇叭60-67。一個合用饋電網(wǎng)絡20將這些天線60-67與一個天線共用器5相耦合，該饋電網(wǎng)絡20包括若干個寬帶的、非頻率色散的耦合器21、25、30、32、34、36和38。
天線共用器5是一個頻率敏感器件，它可將在上行線路頻帶上的信號功率基本上全部耦合到接收機10，而實際上不會將在下行線路頻帶上的信號功率耦合到接收機中去。于是，天線共用器5的功用是將上行線路信號與下行線路信號相分離。天線共用器可以為在接收和發(fā)射信號之間提供很好的隔離，而又可以傳送由發(fā)射機15所供給的相當高的信號功率。
應該注意到，在圖1中公開的網(wǎng)絡采用了一個單個天線共用器5。與此相反，在先有的技術設計中，則上行線路和下行線路采用了各自單獨的饋電網(wǎng)絡。當諸喇叭天線被上行和下行線路信號共享時，通常每個喇叭天線采用單獨的天線共用器去分離上行和下行信號，以便將它們饋送給各自的上行和下行線路網(wǎng)絡。
在這些先有的技術設計中，這些天線共用器不需要像在所公開的實施例中的那樣，傳送全部發(fā)射機的功率，而只需傳送一小部份的發(fā)射機功率，這是因為，送給諸喇叭的功率是按照天線的方向圖分配的。例如，在公開的實施例中的天線共用器5，可能需要傳送一千瓦量級的信號功率，而在先有的技術設計中，每個喇叭所用的單獨的天線共用器可能只要求傳送10瓦量級的信號功率。然而傳送較高功率電平的天線共用器的設計則是眾所周知的先有技術。
天線共用器(5)與合用饋電網(wǎng)絡20相耦合，此合用饋電網(wǎng)絡20具有在天線共用器端口6與天線饋電端口60a-67a之間進行功率分配的功能，這些天線饋電端口把各自的天線的喇叭60-67耦合至網(wǎng)絡20。如熟悉本領域的技術人員所熟知的，在網(wǎng)絡端口6和各個天線端口之間所引入的相對的各相位延遲和衰減會影響天線系統(tǒng)波束的方向圖。網(wǎng)絡20互易地在線6處將來自天線共用器5和發(fā)射機15的、輸入到網(wǎng)絡20的下行線路的能量分送到各天線端口60a-67a;網(wǎng)絡20又將從天線端口60a-67a接收到的上行線路能量合成，並在端口6處通過天線共用器5，將此合成的能量送至接收機10。于是，雖然組成網(wǎng)絡20的耦合器件將在下面作為一個功率分配器予以介紹，但是可以理解到，從互易的意義上說，該器件也作為功率合成器進行工作。
在示于圖1和示范性的網(wǎng)絡中，合用饋電網(wǎng)絡20包括用于在端口6和天線端口60a-67a之間分配信號功率的寬帶相位補償?shù)鸟詈掀?1、25、30、32、34、36、38。網(wǎng)絡20還包括用于相位調整的可調U形波導41、43、45、47、49、51、53、55，用以提供附加的相位補償。
耦合器21、25、30、32、34、36、38的各隔離端都端接一個匹配負載。如上所述，各耦合器按耦合因子向直通端口和耦合端口分配輸入功率。
耦合器21的輸入端口21a通過合用饋電網(wǎng)絡20的傳輸線6與天線共用器5相耦合。由傳輸線23將耦合器21的直通端口21b與耦合器30的輸入端口30a相耦合。耦合器21的耦合端口21c通過傳輸線22與耦合器25的輸入端口25a相耦合。
耦合器34的直通端口34b經(jīng)相位補償可調U形波導由傳輸線46與天線端口63a相耦合。耦合器34的耦合端口34c經(jīng)可調U形波導45由傳輸線44送至天線端口62a。
耦合器32的直通端口32b經(jīng)可調U形波導41由傳輸線40送至天線端口62a。耦合器32的耦合端口32c經(jīng)可調U形波導43由傳輸線42送至天線端口61a。
耦合器36的直通端口36b經(jīng)可調U形波導49由傳輸線48送至天線端口64a，而其耦合端口36c則經(jīng)可調U形波導51由傳輸線50送至天線端口65a。
耦合器38的直通端口38b經(jīng)可調U形波導55由傳輸線54送至天線端口67a，而其耦合端口則經(jīng)可調U形波導53由傳輸線52送至天線端口66a。
組成網(wǎng)絡20的各耦合器的具體耦合因子和相位補償，和各可調U形波導的相位析償，及其總的結構則根據(jù)實際應用而定，對此，熟悉本領域的人們是可以理解的。
上行線路和下行線路信號頻率兩者均使用同一網(wǎng)絡要求網(wǎng)絡元件的帶寬比采用分開的上行和下行網(wǎng)絡時更寬。舉一組頻帶的例子上行線路的頻帶為13.75GHz至14.25GHz，下行線路的頻帶為11.75GHz和12.25GHz。于是就這個例子而言，要求饋電網(wǎng)絡中的每個元件可在11.75GHz至14.25GHz，即要求在2.5GHz的帶寬內工作。
參閱圖2-5，其中示出了在圖1所示的網(wǎng)絡20中可優(yōu)先采用的一個混合耦合器110的實施例。耦合器110是在案未決申請“相位補償混合耦合器”的主題，其申請人為M.N.Wong和W.J.Linhart，存檔號PD-84060，序列號782，677，提交于1985年10月2日，其受讓人與本申請同。耦合器110由一第一波導112和第二波導114組成，它們都是矩形截面形波導，其長壁和短壁的比為2∶1。為工作在12GHz的微波頻率上，采用了WR-75型波導。每個波導有兩個長壁，即頂壁116和底壁118，它們由短壁即外側壁120和作為兩個波導112和114的內側壁的公共壁122連結起來。耦合器110是一頻帶甚寬的器件，在本發(fā)明的優(yōu)先實施例中其工作范圍可以11.7GHz至14.5GHz。
耦合器110為在兩個波導112和114之間的電磁能量提供混合耦合和相位補償?shù)碾p重功能。電磁能的耦合是通過位于公用壁122上的門124完成的。就3dB(分貝)耦合而言，門124總是開的，並沿波導112或114的縱向軸測量，其長度近似等于電磁波能量的一個自由空間波長。對于較小的耦合量，則門的長度減少，例如，對6dB耦合，減至0.8波長。
耦合器110有兩個輸出端，即如圖中所示的直通端口126和耦合端口128，分別位于波導112和114的相應端頭。耦合器110還包括一個位于第一波導112的一端並與直通端口126相對著的輸入端口130，包括一個位于第二波導一端並與耦合端口128相對的隔離端口132。隔離端口132示意性地與電阻134相連，此電阻代表與第二波導114的阻抗相匹配的非反射負載。這種負載通常采用熟知的劈結構，用以在耦合器110的工作頻率上吸收電磁能量，可以方便地安裝在一段波導(未畫出)內，並通過法蘭(未示出)與隔離端口132相連。在使用時，耦合器110可與微波電路的元件，例如示于圖1的網(wǎng)絡的元件相連;這種元件可包括波導配件，此配件可以用慣用的方式，例如用法蘭(未示出)與耦合器的端口126，128和130相連。
由于在兩個波導112和114的公用測壁122中設置了耦合門，從而提供了正交側壁短槽混合耦合器的結構型式。在兩個波導之間通過門124耦合的微波信號會形成一個滯后90°的相移，這種相移在熟知的正交側壁短槽混合耦合器工作時是固有的。在許多微波電路中，包括圖1所示的上下行線路合用饋電網(wǎng)絡的實施例中，這種相移是不想要有的，因此為均衡在兩個波導112和114的微波信號之間的相移，就需要進行某種相位補償。
利用一組位于第一波導112中的在門124外的四個容性膜片，和一組位于第二波導114中的在門124外的四個感性膜片，可提供必要的相位補償。波導112中的容性膜片的結構構成了用來在直通端口126引入45°的滯后相移的移相器。波導114中的感性膜片138的結構構成了用來在耦合端口128引入45°的領先相移的移相器142。在由門124所引入的-90°相移與由移相器142引入的+45°相移相消后，在耦合端128提供了-45°的凈相移，正好均衡了由移相器140在直通端口126所引入的-45°的相移。
為了將耦合器110用于某種情況下，例如用于通過一個星載天線處理雙向通信的微波網(wǎng)絡20，耦合器110做成其頻帶寬得足以容納一個發(fā)射信道和一個接收信道，而上述兩信道在頻域內由一個空頻帶隔開以防止在兩個信道之間的串話。耦合器110的頻帶的加寬是利用位于在門124的中心線上的外側壁120的階梯狀扶垛獲得的。扶垛144減少了在門124處的波導112和114的寬度。
每個扶垛144由三層具有臺面146A-E和
面148A-E的臺階組成。扶垛144的尺寸可以調節(jié)以便獲得一個所需的帶寬。其典型尺寸用自由空間波長來表示是這樣的其總長為1 1/4 波長，臺面146C為1/2波長，臺面146B和146D為1/4波長，臺面146A和146E為1/8波長。
面148A和148E每個為0.05英寸，
面148B和148每釘個為0.045英寸，在臺面146C兩邊的
面148C都是0.06英寸。應該指出，每個
面均小于1/10波長，以使來自扶垛144的反射最小。
就移相器140的結構而論，兩個中心片136具有1/8波長的相等的高度，即在耦合器110的工作頻率時，高度為0.110英寸。其余的在這組膜片的各端的兩個
片136長度相等，都約為1/16波長，即在耦合器110的工作頻率時，測得的長度為0.080英寸，這比兩個中心
片136的高度要短些。沿波導112的軸向測得的每個
片136的厚度為1/8波長。在相鄰兩個
片136之間的中心間距為1/4個波導波長。每個
片136的沿垂直于波導軸向的方向的寬度約0.2英寸。鄰接容性膜片136的一段波導壁長為1.7英寸。容性膜片136被放置在側壁120和122之間的正中間。所示的容性膜片136從底壁118向上延伸，不過，也可以從頂壁116做成向下延伸的結構。
就移相器142的結構而言，兩個中心感性膜片138從外側壁120延伸0.115英寸的距離，而這組膜片的外部各端的其余兩個膜片138則從側壁120延伸一個較短的距離，即0.110英寸。這些感性膜片的中心的間隔為波導波長的1/4。感性膜片138沿波導114軸向測得的厚度約為1/8自由波長。
耦合器110的其他尺寸如下。相鄰于輸入端130的那一段公用壁的測量值為0.7英寸。在每個波導112和114中的側壁120和122之間的間距為0.75英寸，這大約等于3/4個波長。耦合器110的總長度為3.6英寸。
扶垛144和感性膜片138都從頂壁116一直延伸到底壁118。通過做成如上所指出的寬度的容性膜片結構，在所需的相移的帶寬已在最佳實施例中實現(xiàn)，該容性膜片的高度僅為第一波導112的兩個側壁122和120高的一部分。
在工作中，耦合器110用作為在其輸出端126和128引入相位補償?shù)腒u波段的側壁短槽混合耦合器。相位補償是非頻率色散的，其移相結構使實現(xiàn)了結構緊湊、重量輕的用于寬帶功率分配網(wǎng)絡的耦合器件。容性移相器140在直通端口126引入了-45°的移相。感性移相器142則在第二波導114內引入了一個+45°的相移，該相移與由混合耦合引入的-90°相移代數(shù)相加。在第二波導114中的-90°的相移和+45°相移的代數(shù)和在耦合端口128產(chǎn)生了-45°的合成相移，此合成相移等于直通端口126的-45°相移。于是，當輻射的能量加到輸入端口130時，出現(xiàn)在直通端口126和耦合端口128的電磁能量彼此是同相的。
圖6示出了移相器140和142的頻率色散特性。眾所周知，移相器在一個頻率時所引入的相移與在另一個頻率時所引入的相移是稍有所不同的。因耦合器110要應用于寬頻率范圍內，所以必須校正相移與頻率的依賴關系，以避免合成的天線覆蓋方向圖失真。當感性膜片138和容性膜片136的相移的標稱值分別為+45°和-45°時，相移的實際值則作為頻率的函數(shù)而不同于該標稱值。如圖6所示，感性移相器142在較低的頻率時引入的相移超過+45°;而在較高頻時，相移值降向該標稱值。由容性移相器140所引入的相移在較低頻時比標稱值小，而在較高頻時則增向標稱值。
然而，由一系列感性膜片和一系列容性膜片所引入的相移差在所考慮的頻率范圍內保持90°不變。于是，耦合器110補償了由頻率引起的相移變化，這就為與混合耦合器相關的固有90°相移提供了寬帶補償。如圖6所示，一系列感性膜片的頻率對相移的上面那條曲線精確地跟蹤了代表一系列容性膜片的頻率對相移的下面那條曲線。因而，耦合器110的相位補償是沒有頻率色散的。除此優(yōu)點外，在機械結構方面的好處是使尺寸減小和重量減輕。
喇叭60-67也都適宜于在所考慮的上行線路和下行線路頻帶內的有效天線系統(tǒng)孔徑上可無頻率色散的工作。喇叭60-67每個都對接收和發(fā)射的信號引入一個其值為信號頻率的線性函數(shù)的相位延遲。為了獲得非頻率色散工作，喇叭60-67每個都應該有這樣的相位延遲與頻率的函數(shù)關系，即它們不僅都是線性的，而且都具有相同的斜率。實現(xiàn)這一特性的一種熟知的方法是采用等尺寸的喇叭作為天線系統(tǒng)的基元天線。
喇叭天線是眾所周知的天線陣列的元件。圖7示出了一個典型的喇叭天線10的頂視圖，該天線10的總長Lh等于喇叭形管的長度Lf與波導的長度Lw之和。喇叭孔徑A為喇叭的H一面的尺寸。喇叭咽部的尺寸為Lt。喇叭的軸向長度La是在喇叭的開口面和喇叭形壁延長的相交點之間測得的。
與本發(fā)明為同一受讓人，未決專利申請序列號為-，提交于-，歸檔號為PD-85175，名為“寬帶相位匹配的喇叭天線陣(Horn Antenna Array Phase Matehed Over Large Bandwidth)”的專利中，介紹了一種具有不同孔徑尺寸的喇叭天線陣，此天線陣中各個喇叭可在寬頻帶內相位跟蹤。此天線陣利用了喇叭天線和波導不同的相位斜率特性，並可優(yōu)選用作為圖1中所示的天線60-67。
對矩形孔徑喇叭，由喇叭(其電氣長度)引起的相位延遲主要由H一面的尺寸A，喇叭長度和喇叭咽喉部開口的尺寸所決定。相位斜率特性是測量單位喇叭長度上喇叭的相位延遲。對于給定的口徑和咽喉尺寸，相位斜率是一個常數(shù)而與喇叭的長度無關，這一特性被用于喇叭最佳化技術。
圖8示出了所考慮的頻帶的兩個邊界頻率(11.7和14.5GHz)上兩個不同喇叭的相位斜率，其中一個喇叭具有較大的孔徑，但每個喇叭的總長度、帶寬和中心頻率都相同。為介紹本發(fā)明起見，將孔徑較小的那個視作為基準喇叭。線220表示在下限頻率11.7GHz時的基準喇叭的相位斜率。線225表示在上限頻率14.5GHz時的同一喇叭的相位斜率。
圖8中直線230和235分別代表在上限頻率和在下限頻率(11.7GHz和14.5GHz)時的第二個喇叭的相位斜率。因為第二個喇叭的孔徑比基準喇叭的孔徑大，因此其電長度也比第一個喇叭長，經(jīng)過第二喇叭時產(chǎn)生的相位延遲也比經(jīng)過基準喇叭時產(chǎn)生的相位延遲要大。
對于本例子，假設在圖8中的第一喇叭的波導段部份的長度Lw等于零。
圖8中的直線240和245分別表示在所考慮的下限和上限頻率時的標準波導段的相位斜率，該波導段的橫截面形狀與基準喇叭天線和第二喇叭天線的咽喉尺寸相匹配。為了說明本發(fā)明，長度等于基準喇叭的波導段，在考慮的上限頻與下限頻處，其相應的相位延遲被表示成或被定標成與基準喇叭和相位延遲是相等的。
從圖8可以看到，代表在下限頻率時的以基準喇叭的相移為基準的波導相移斜率的線240與第二喇叭的下限頻率相移斜率的直線230相交于A點;代表在上限頻率時的以基準喇叭的相移為基準的波導相位斜率的線245與第二喇叭的高頻相移斜率的直線235相交于B點。A和B兩點實際上出現(xiàn)在沿水平軸的相同的長度“X”上這一結果意義重大。如要講到的，X的值代表第二喇叭的最佳喇叭形管的長度和為使相位跟蹤基準喇叭的而最佳化第二喇叭所必需的相應的波導長度Lw＝Lh-Lf。于是，圖8代表了用來求取長度Lf和Lw的解析解，它給出了最佳化喇叭所需的總的相位斜率及和非最佳化的喇叭管段和波導段的相位斜率。其解則代表了兩直線235與245，直線230與240的相交點。
以如上所述那樣選定了第二喇叭的喇叭管長和波導段長度之后，波導段的相位斜率隨頻率而變，這樣便將X值基本上保持在相同的常值上。當頻率增加時，給定的喇叭管段的理想的喇叭管長減少，而波導段的理想長度增加，從而補償了上述兩段的電氣長度的變化。由于適當?shù)剡x擇了波導段和喇叭管段的長度，其相互補償?shù)慕Y果使得在喇叭天線在一寬廣的頻帶內的電長度基本不變。因此，為了將各種孔徑尺寸的、有最大總長限制的喇叭能在一頻帶內獲得相位匹配，可以通過將每個喇叭的喇叭管長度相對于最小孔徑的喇叭的喇叭管長度進行減小，而總的喇叭長度差則用波導段來補齊。
參閱圖9的具體的例子可進一步說明最佳化。在該例中，該基準喇叭天線在11.7GHz和14.5GHz之間的頻帶之間的中心頻率上的相位延遲為700°，該基準天線的總長為12英寸，孔徑尺寸為2英寸。該例中的第二個非最佳化喇叭天線具有與基準喇叭相同的總的物理長度和4英寸的孔徑，它在上述頻率時具有喇叭形管的長度和800度的相位延遲。我們的目的是通過最佳化第二喇叭，使其電長度在一寬的頻率范圍內與基準喇叭相同，並同時維持第二喇叭的物理孔徑和長度不變。
在圖9中，基準喇叭的相位斜率用在座標(X1，Y1)和座標(X3，Y3)兩點之間的線段250表示之，而較大的那個喇叭的相位斜率則用在座標(X1，Y1)和座標(X2，Y2)兩點之間的線段255表示之。當X1和Y1為零時，斜率m1等于Y2/X2。標準波導段的相位斜率m2用在座標(X4，Y4)和座標(X3，Y3)兩點之間的虛線段260表示之。斜率m2可以表示為(Y4-Y3)/(X4-X3)。此相位斜率m2亦等于360°λg，其中λg代表波導波長。
由圖9中所示的用以確定具有斜率分別為m1和m2的線255和260的兩個方程的解，可得到規(guī)定具有4英寸孔徑的最佳喇叭的喇叭管長度值X＝Lf。
對具有斜率m1的線255的確定Y值和X值關系的方程式為Y＝(m1)X (1)對斜率為m2的線260，用以確定其Y與X的值關系的方式式為Y＝Y4+X(m2) (2)因為Y4＝Y3-(m2)X3，方程式(1)和(2)可用于求其交點x＝LfLf= (Y3-(m2)X3)/(m1-m2) (3)為完成相位補償所需的波導段的長度可簡單地用喇叭長度Lh減去喇叭管的長度Lf，而總的喇叭長度等于基準喇叭的總長。
上述計算可很容易地用數(shù)字計算機實現(xiàn)自動設計過程，表1為用Basic編程語言編制的一個示例性程序。
10 DIM J(30)20 DIM X(30)30 INPUT"NO OF LARGE HORNS"，N40 INPUT"APERTURE H PLANE SMALL HORN"，A150 PRINT"APERTURE H PLANE SMALL HORN"，A160 INPUT"THROAT DIMENSION"，A270 PRINT"THROAT DIMENSION"，A280 INPUT"HORN LENGTH"，D90 PRINT"HORN LENGTH"，D100 INPUT"FREQUENCY GHZ"，F(xiàn)110 PRINT"FREQUENCY GHZ"，F(xiàn)120 RAD130 Y＝11.80285/F
140 B＝(SQR(((A1/2)2)-((Y/4)2)))-((Y/4)＊(ACS(ABS(Y/(2＊A1)))))150 C＝(SQR(((A1/2)2)-((Y/4)2)))-((Y/4)＊(ACS(ABS(Y/(2＊A2)))))160 E＝B-C170 A5＝(A1-A2)/2180 W＝A5/D190 T＝(E＊2＊PI)/(W＊Y)200 S＝(180＊1)/PI)201 S＝DROUND(S，6)210 PRINT"PHASE DEGREES SMALL HORN"，S220 PRINT"HORN NO"，"APERTURE"，"HORN FLARE"，"HORNPHASE"，"CORRECTED PHASE."230 FOR I＝1 TO N240 INPUT"APERTURE LARGE HORN"，K(I)250 H(I)＝(SQR(((K(I)/2)2)-((Y/4)2)))-((Y/4)＊(ACS(ABS(Y/2＊K(I))))))260 G(I)＝(SQR(((A2/2)2-((Y/4)2)))-((Y/4)＊(ACS(ABS(Y/(2＊A2)))))270 L(I)＝H(I)-G(I)280 O(I)＝(K(I)-A2)/2290 P(I)＝O(I)/D300 Q(I)＝(L(I)＊2＊PI)/(P(I)＊Y)310 J(I)＝180＊Q(I)/PI320 U＝Y/(SQR(1-((Y/(2＊A2))2)))330 M2＝360/U340 M(I)＝J(I)/D350 X(I)＝(M2＊D-S)/(M2-M(I))360 H1(I)＝(SQR(((K(I)/2)2)-((Y/4)2)))-((Y/4)＊(ACS(ABS(Y/(2＊K(I)))))))370 G1(I)＝(SQR(((A2/2)2)-((Y/4)2)))-((Y/4)＊(ACS(ABS(Y/(2＊A2)))))380 L1(I)＝H1(I)-G1(I)390 O1(I)＝(K(I)-A2)/2400 P1(I)＝O1(I)/X(I)410 Q1(I)＝(L1(I)＊2PI)/(P1(I)＊Y)420 J1(I)＝180＊Q1(I)/PI430 D1(I)＝D-X(I)440 B1(I)＝(360/U)＊D1(I)450 C1(I)＝B2(I)+J1(I)451 X(I)＝DROUND(X(I)，5)452 J(I)＝DROUND(J(I)，6)453 C1(I)＝DROUND(C1(I)，6)460 PRINT I，K(I)，X(I)，IAB(42)，J(I)，TAB(64)，C1(I)470 NEXT I480 END
圖9的例子進一步表示于圖10A、10B和10C，它們分別示出了基準喇叭的簡化頂視圖(不帶波導段部份)、在所考慮的下限頻率(11.7GHz)時和上限頻率(14.5GHz)時按本方法優(yōu)化的較大孔徑的喇叭的簡化頂視圖。
口徑為2英寸的基準喇叭的總的計算得到的電氣長度，在下限頻率和上限頻率時的相移分別等于3894.67°和5002.09°。而4英寸孔徑的喇叭(非最佳化的)的相移經(jīng)計算為在11.7GHz時為4090.95°，在14.5GHz時為5155.83°。于是，在兩個喇叭(未最佳化)之間的相位差值在下限頻率時為198.25°，在上限頻率時為156.28°。
利用表1的計算機程序，喇叭設計是在11.7GHz和14.5GHz時進行最佳化的。在下限頻率(11.7GHz)時，經(jīng)計算所得到的喇叭管長度和波導長度分別為9.444英寸和2.556英寸。圖10B示出了該長度數(shù)值，其中非最佳化喇叭以實線表示，而最佳化喇叭則以虛線表示。在11.7GHz，最佳化喇叭的喇叭管段的相位延遲的計算值為3219.58°，波導段部份的總相位延遲為675.11°。于是，在11.7GHz時最佳化的喇叭的總相位延遲精確等于計算所得的基準喇叭的相位延遲。在14.5GHz時，最佳化喇叭的喇叭管段的相位延遲的計算值為4057.64°，而波導段部份為949.50°。最佳化喇叭在14.5GHz時的總的相位延遲為5007.14°，其與計算的所得的在同樣頻率時的基準喇叭的相位延遲差5.05°。
同樣用表Ⅰ的計算機程序，可以對喇叭進行14.5GHz時的最佳化設計。結果給出了稍稍不同的Lf和Lv的計算值，即分別為9.357英寸和2.643英寸。此設計表示在圖10C中，其中非最佳化喇叭用實線表示，最佳化喇叭用虛線表示。在14.5GHz時，最佳化喇叭的喇叭管段的計算的相位延遲為4020.26°，波導段部份的相位延遲為981.82°。于是，在14.5GHz時通過最佳化喇叭的總相位延遲為5002.09°，與在該頻率時的基準喇叭的計算值精確相同。在11.7GHz時，最佳化喇叭的喇叭管段的相位延遲的計算值為3189.92°，波導段部份的相位延遲為698.02°。于是，通過圖4C的最佳化喇叭時所產(chǎn)的相位延遲在11.7GHz時為3887.94°。這與在該頻率時計算所得的基準喇叭的相位延遲差6.75°。
由喇叭最佳化所提供的相互間的相位補償，還可以由該兩個最佳化喇叭在上限頻和下限頻率時的喇叭管和波導段部份的各自的相位延遲進一步給予說明。2.643英寸的波導段部份在14.5GHz時的相位延遲的計算值為981.82°，而2.556英寸長的波導段部份的相位延遲的計算值為949.50°，兩者差為32.32°。相應的9.357英寸長的喇叭管段在14.5GHz時有4020.26°的相位延遲，在同一頻率時，9.444英寸長的喇叭管段具有4057.64°的相位移，兩者差為-37.38°。把上述兩差相加后(32.32°-37.38°)得到在14.5GHz時兩個喇叭最佳化之間的總的相位差值僅僅為-5.06°。于是，在不同頻率時最佳化的兩個喇叭實際上在14.5GHz時有相等的電長度。
對在下限頻帶邊緣(11.7GHz)時進行類似的比較，所產(chǎn)生的相位差值為-6.75°。
由在這個頻帶的上限和下限頻率上進行補償?shù)挠嬎憬Y果表明當喇叭是在下限頻率邊緣進行最佳化時，在整個頻帶上可獲得略微較好的相位跟蹤性能。在實踐中，喇叭的最佳化通常是在頻帶的下限頻率與頻帶中部頻率之間的某一個頻率上進行的。
如熟悉本領域的人所共知，為避免天線方向圖變壞，喇叭的張開角應選擇得使橫過孔徑即喇叭口面上各點的相位誤差最小。橫過孔徑為A，軸向長為La的喇叭的相位誤差由式(4)給出△φ＝(2π/λ)(((A/2)2+La2)
-La)(4)利用Reyleigh′s準則，應使該相位誤差的最大值不應超過90°。這就對由上述最佳化技術所能取得的相位補償量施加了一個限制。
本發(fā)明所公開的實施例對發(fā)射和接收波束在同一時間內有相同覆蓋面積的場合是有用的。因為只有一個饋電網(wǎng)絡兼用于上行線路和下行線路系統(tǒng)，所以可能不能獲得如同由分開網(wǎng)絡所能獲得的同樣水平的性能。這種在性能方面的損失是由于分開的網(wǎng)絡能夠對每個上行和下行線路網(wǎng)絡在各自的上行和下行線路頻帶上為其性能進行最佳化。然而，對許多應用來說，本發(fā)明的單個饋電網(wǎng)絡的諸多優(yōu)點勝過其在性能上的損失。這些優(yōu)點是使其重量大約減輕百分之五十，使元件減少，省去了要給每個喇叭配置單獨的天線共用器件，以及因此而使成本減少。
現(xiàn)在已公開了一個用于將衛(wèi)星天線系統(tǒng)耦合到互星接收機和發(fā)射機的合用的上行線路/下行線路饋電系統(tǒng)。應該知道，上面介紹的實施例只用來說明可代表本發(fā)明諸原理的可能的具體的實施例，在不超越本發(fā)明的范圍內，熟悉本領域的人可能會根據(jù)這些原理，設計出其他的實施方案。
權利要求
1.一種改進了的微波饋電網(wǎng)絡，該網(wǎng)絡用于將衛(wèi)星天線系統(tǒng)的諸基元耦合到衛(wèi)星接收機和發(fā)射機，該網(wǎng)絡包括一個頻率敏感的天線共用器裝置，它與上述接收機和發(fā)射相耦合；並用以分離發(fā)射和接收信號；和一個合用饋電網(wǎng)絡，它用來將上述天線共用器裝置耦合到各自的諸衛(wèi)星天線基元，上述天線共用器和上述合用饋電網(wǎng)絡可在整個衛(wèi)星接收頻帶和衛(wèi)星發(fā)射頻帶上寬帶工作。
2.權利要求
1的發(fā)明，其中衛(wèi)星的接收和發(fā)射的波束方向圖是相重合的。
3.權利要求
1的發(fā)明，其中上述合用饋電網(wǎng)絡包括若干用來與各自的天線基元相耦合的天線饋電端口，包括一個用來與天線共用器裝置相耦合的天線共用器饋電端口，及其中上述合用饋電網(wǎng)絡適用于根據(jù)衛(wèi)星波束覆蓋的特性在上述天線共用器端口和各自的天線饋電端口之間引入預定的相移和衰減。
4.權利要求
1的發(fā)明，其中上述天線系統(tǒng)包括若干天線基元，象些天線基元可在上述接收和發(fā)射頻帶內無色散地工作。
5.權利要求
4的發(fā)明，其中上述天線基元包括若干天線喇叭，這些天線喇叭的電氣長度在上述衛(wèi)星接收和發(fā)射頻帶內基本上相等。
6.權利要求
1的發(fā)明，其中上述合用饋電網(wǎng)絡包括多個相位補償?shù)牟▽Щ旌像詈掀?，這些耦合器在上述有關的接收和發(fā)射頻帶內可無頻率色散地工作。
7.在一個通信衛(wèi)星中，該衛(wèi)星可通過由若干個非頻率色散的天線基元組成的一個衛(wèi)星天線系統(tǒng)，在上行線路頻率帶寬內接收上行信號，在下行線路頻率帶寬內發(fā)送下行信號，其改進包括一個用于將衛(wèi)星接收機和發(fā)射機與衛(wèi)星天線系統(tǒng)相耦合的組合的上行線路/下行線路饋電網(wǎng)絡，和其中，上述網(wǎng)絡的元件在上述上行線路和下行線路頻帶范圍內可寬頻帶無色散地工作。
8.權利要求
7的改進中，其中上述饋電網(wǎng)路包括一個天線共用器裝置，該裝置與上述接收機和發(fā)射機耦合，以便隔離上行線路和下行線路頻率，以使上行線路信號不致耦合到發(fā)射機中，和使下行線路信號不致耦合到接收機中。
9.權利要求
8的改進中，其中上述饋電網(wǎng)絡還包括一個合用饋電網(wǎng)絡，該網(wǎng)絡具有若干個用于與各天線基元耦合的天線饋電端口和用于與上述天線共用器相耦合的天線共用器端口，上述合用饋電網(wǎng)絡用于在上述諸天線端口和上述天線共用器端口之間分配各自的上行和下行線路信號，以獲得所需的衛(wèi)星波束覆蓋。
10.在權利要求
9的改進中，其中上述合用饋電網(wǎng)絡包括用于在上述天線共用器端口和上述各天線饋電端口之間引入預定相移和衰減的裝置，上述各相移和衰減在上述上行和下行頻帶上為一基本上不變的值。
11.在權利要求
9的改進中，其中上述合用饋電網(wǎng)絡包括若干相位補償?shù)牟▽Щ旌像詈掀?，這些混合耦合器可在上述上行和下行頻帶上頻率色散地工作。
12.一個組合的饋電網(wǎng)絡，該網(wǎng)絡用于把通信衛(wèi)星的接收機和發(fā)射機器件耦合到一個非頻率色散系統(tǒng)的衛(wèi)星天線，其特征在于包括一個頻率敏感的天線共用器，它與接收機和發(fā)射機相耦合，以便分離上行頻帶中的衛(wèi)星接收信號，和下行頻帶中的衛(wèi)星發(fā)射信號;和一個寬帶合用饋電網(wǎng)絡，該網(wǎng)絡有若干個用于與上述衛(wèi)星諸天線相耦合的天線端口和一個用來與上述天線共用器相耦合的天線共用器端口，和其中上述合用饋電網(wǎng)絡可為在上述各自的天線端口和上述天線共用器端口之間的上行線路和下行線路頻帶中的信號，引入預定的各自的相位移和衰減量。
專利摘要
公開了一個用于通信衛(wèi)星的組合的上行/下行饋電網(wǎng)絡(20)。該組合網(wǎng)絡(20)可不需要分開的上行和下行線路網(wǎng)絡，和每個天線基元不需要有各自的天線共用器，從而減少了饋電網(wǎng)絡的復雜性、重量和成本。
文檔編號H01Q13/02GK87103632SQ87103632
公開日1988年1月20日 申請日期1987年5月19日
發(fā)明者唐納德·張·D, 林哈爾德·維爾伯·J 申請人:休斯航空公司導出引文BiBTeX, EndNote, RefMan