專利名稱：音頻數(shù)據(jù)解碼裝置及音頻數(shù)據(jù)編碼解碼系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于使以壓縮狀態(tài)傳送或者記錄在記錄媒體上的音頻數(shù)據(jù)在其再生時進行擴展的音頻數(shù)據(jù)解碼裝置，以及一種在將音頻數(shù)據(jù)壓縮后傳送或者記錄在記錄媒體上、同時在將經(jīng)壓縮的數(shù)據(jù)再生時使其擴展的音頻數(shù)據(jù)編碼解碼系統(tǒng)。
目前已知的音頻數(shù)據(jù)編碼方式有許多種類，其中一例是使用將時域信號變換成頻域信號的時間/頻率變換使音頻信號進行變換，在頻域中進行編碼。作為時間/頻率變換的方式，可以舉出(比方說)使用副邊帶濾波器或MDCT(經(jīng)改進的離散余弦變換)的例子。
副邊帶濾波器編碼方式或MDCT編碼方式的概要內(nèi)容在(舉例來說)位于美國紐約的馬賽爾·戴卡(Marcel Dekkar)出版社于1991年出版的由古井和桑迪(Furui&Sondhi)編輯的“語音信號處理的發(fā)展(Advancesin Speech Signal Processing)一書的第109頁至140頁上有所記載。作為副邊帶濾波器編碼方式的例子，有被稱為MPEG音頻方式的國際標(biāo)準(zhǔn)規(guī)格ISO/IEC 11172-3。MDCT編碼方式的例子有AC-3編碼方式。


圖11是表示一例現(xiàn)有的音頻編碼裝置的示意圖。
在圖11中，輸入至輸入端子31的數(shù)字音頻信號由時間/頻率變換電路32每隔一定的時間(該時間以下稱之為變換塊長度)從時域信號變換成頻域信號。另外，為了提高編碼效率，將頻帶分割成多個頻帶區(qū)域。
經(jīng)以上變換后的頻域音頻信號被加到量化電路33上。該量化電路33對于每個分割出的頻帶區(qū)域進行浮動處理和量化處理。這里的浮動處理是為了提高其后進行的量化處理的精度，使上述的分割出的頻帶區(qū)域內(nèi)的各數(shù)據(jù)乘以一個共同的值，進行進位和退位，從而使數(shù)據(jù)的實際有效部分的值增大的一種處理。在不考慮量化精度的前提下，這種浮動處理可以不進行。
作為浮動處理的一個具體例子，可以先找出各頻帶區(qū)域中所含的各個數(shù)據(jù)的絕對值中的最大值，然后在該最大值不飽和(即不超過“1”)的范圍內(nèi)使用能使上述絕對值盡可能變大的浮動系數(shù)進行浮動處理。圖12中示出了上面提到的ISO/IEC 11172-3中使用的浮動系數(shù)的一個例子。
圖11中所示的編碼裝置使用圖12中的浮動系數(shù)中的適當(dāng)值進行浮動處理。舉例來說，當(dāng)某一頻帶區(qū)域內(nèi)各數(shù)據(jù)的最大絕對值為0.75時，從圖12的浮動系數(shù)中選擇一個在其倒數(shù)乘以0.75后不超過“1”的前提下為最大的系數(shù)即0.79370052598410為浮動系數(shù)，用該浮動系數(shù)的倒數(shù)與該頻帶區(qū)域內(nèi)的各數(shù)據(jù)相乘，進行浮動處理。
另外，編碼裝置內(nèi)使用的浮動系數(shù)實際上通過其相應(yīng)的指數(shù)值(上述例子中的情況下為“4”)來表示和傳送。也就是說，指數(shù)值“4”被作為量化電路33的浮動處理中所選定的浮動系數(shù)送往多路復(fù)合電路34。解碼時，使用圖12中的相同的浮動系數(shù)來進行。
輸入到輸入端子31上的數(shù)字音頻信號也供給自適應(yīng)位分配電路35。在自適應(yīng)位分配電路35中，對輸入信號的特性進行計算，并且利用該信號特性來確定各個頻帶區(qū)域的位分配數(shù)。比方說，可以利用人的聽覺特性來與根據(jù)分辨程度的難易相適應(yīng)地改變量化精度，再來確定各頻率成分的位分配數(shù)。
這里所述的人的聽覺特性是指，由于在頻率較低的區(qū)域內(nèi)人的聽覺不太敏感，故當(dāng)音量較低時存在頻率低的聲音將變得難于聽到的最小可聽特性以及在頻譜尖峰附近的頻率的感覺聽到的程度下降的屏蔽特性。
之所以利用這樣的人的聽覺特性來進行位分配，是為了將人的聽覺對于各頻率成分的易聽到程度和不易聽到程度模型化，對于不易聽到的頻率成分減少其位分配數(shù)，從而達到削減總信息量的目的。
在上述的自適應(yīng)位分配電路35中確定的位分配數(shù)作為位長信息輸出到量化電路33中。對于施行了浮動處理后的數(shù)據(jù)，量化電路33在各個頻帶區(qū)域內(nèi)以相適應(yīng)的位長進行量化處理。接下來，在量化電路33中經(jīng)量化的音頻數(shù)據(jù)、浮動系數(shù)以及位長信息在多路復(fù)合電路34中進行多路復(fù)合處理，然后作為編碼后的數(shù)據(jù)從輸出端子37輸出。
圖13是表示一例現(xiàn)有的音頻數(shù)據(jù)解碼裝置的示意圖，該圖示出了用于將被上述的圖11中所示的音頻數(shù)據(jù)編碼裝置壓縮過的音頻數(shù)據(jù)加以擴展的裝置構(gòu)成。另外，圖14為表示圖13中的音頻數(shù)據(jù)解碼電路51的詳細構(gòu)成的示意圖。
圖13中，供給輸入端子1的經(jīng)編碼的音頻數(shù)據(jù)被輸入至音頻數(shù)據(jù)解碼電路51。如圖14所示，經(jīng)編碼的音頻數(shù)據(jù)被輸入到設(shè)在音頻數(shù)據(jù)解碼電路51的輸入段中的多路分離電路11中。在多路分離電路11中，在多個頻帶區(qū)域的每一個內(nèi)多路復(fù)合的各頻帶區(qū)域的音頻數(shù)據(jù)與浮動系數(shù)和位長信息被分離開來。
此處分離出來的音頻數(shù)據(jù)被供給逆量化電路12，對各個頻帶區(qū)域進行逆量化處理和逆浮動處理。逆量化處理根據(jù)從多路分離電路11中分離出來的各頻率成分的位長信息來進行。此外，逆浮動處理通過對于各個頻帶區(qū)域中的經(jīng)逆量化的數(shù)據(jù)乘上從多路分離電路11中分離出來的、圖12中的指數(shù)值所表示的浮動系數(shù)來進行。
在逆量化電路12中經(jīng)過逆量化處理和逆浮動處理的音頻數(shù)據(jù)接下來在頻率/時間變換電路14中被從頻域信號變換成時域信號。然后，如上所述的那樣已解碼成為時域信號的數(shù)字音頻信號從輸出端子15輸出，供給下面的D/A轉(zhuǎn)換電路3。
在音頻數(shù)據(jù)解碼電路51中如上所述的那樣再次形成的數(shù)字音頻信號在D/A轉(zhuǎn)換電路3中被轉(zhuǎn)換成模擬信號，然后經(jīng)音量調(diào)節(jié)電路4進行音量電平調(diào)節(jié)后通過輸出校正電路52從輸出端子5輸出。這里的音量調(diào)節(jié)是指，音頻解碼裝置的使用者利用圖中未示出的音量調(diào)節(jié)鈕將音量自由地調(diào)節(jié)成自己希望的音量。
如上所述，由于人的聽覺音量較小時具有不易聽到低頻區(qū)域中的成分的特性，因此在以較小的音量來再生出音頻信號時，低音的頻率成分聽起來完全被消除了一樣，從而聽覺上會產(chǎn)生音質(zhì)惡化的現(xiàn)象。為了消除這一現(xiàn)象，在輸出校正電路52可以進行根據(jù)設(shè)定的輸出音量信息來使較低區(qū)域中的頻率成分得到加重的校正處理。
這種輸出校正電路52的一個例子是美國專利4,739,514號中所公開的電路。該美國專利中使用了通過對低頻成分進行模擬處理來對時域信號進行動態(tài)校正的帶通濾波器。但是，這樣的電路必須設(shè)置多個運算放大器等模擬電路元件，存在著電路規(guī)模大而且電路復(fù)雜的問題。
另外，不光是低頻成分，在人的聽覺特性中也存在高頻成分在進行小音量再生時聲音同樣也難于聽到的特性。但上面提到的那個美國專利中只對低頻成分進行了校正。結(jié)果，由于與高頻成分有關(guān)的校正沒有進行，因此雖然進行了低頻成分方面的校正，但是存在著音質(zhì)總體上聽起來劣化的問題。
此外，音頻信號在編碼時雖然是利用了上述的人體聽覺特性進行位分配的，但是再生時輸出校正電路52卻是與原來的信號成分無關(guān)地對低頻成分進行加重的，因此再生信號具有與編碼時計算出來的聽覺模型不同的性質(zhì)。由于這一緣故，低頻區(qū)域內(nèi)的量化雜音被加重，因而該量化雜音能被聽到，故還有音質(zhì)有時聽起來反而劣化了的問題。
本發(fā)明就是為了解決上述問題而作出的，其目的在于提供一種通過簡單的電路構(gòu)成實現(xiàn)聽起來音質(zhì)優(yōu)異的輸出校正的音頻數(shù)據(jù)編碼裝置以及音頻數(shù)據(jù)編碼解碼系統(tǒng)。
根據(jù)本發(fā)明的第1觀點，提供了一種音頻數(shù)據(jù)解碼裝置，該音頻數(shù)據(jù)解碼裝置包括用于將經(jīng)時間/頻率變換處理變換成頻域信號后再進行編碼的音頻數(shù)據(jù)進行解碼的頻率/時間變換電路；以及用于對由上述的頻率/時間變換電路進行頻率/時間變換之前的頻域信號中的一定的頻率成分進行加重校正的校正裝置。
如果采用本發(fā)明的話，由于在進行頻率/時間變換處理之前在頻域內(nèi)對一定的頻率成分進行了加重校正，因此比起在時域內(nèi)對一定的頻率成分進行加重校正的先有技術(shù)來處理比較簡單。
特別是，由于考慮了人耳在小音量時對低頻和高頻成分不易聽出的特性，不僅對低頻成分，而且對高頻成分也進行了加重校正，因此，在音量設(shè)定得較小時，低頻和高頻成分的聲音都能平衡地得到輸出。
根據(jù)本發(fā)明的第2觀點，提供了一種音頻數(shù)據(jù)編碼解碼系統(tǒng)，該系統(tǒng)具有把音頻信號通過時間/頻率變換處理變換為頻域信號后再使用量化處理進行編碼的編碼裝置；和將經(jīng)上述的編碼裝置編碼后的音頻數(shù)據(jù)進行解碼的解碼裝置，其特征在于上述的編碼裝置包括在為了進行上述的量化處理而對各個頻率成分的信號進行位分配時，對于一定的頻率成分的信號分配給比根據(jù)人的聽覺特性計算出來的位分配數(shù)多的位數(shù)的位分配裝置；上述的解碼裝置包括在進行頻率/時間變換處理前的逆量化處理時對于上述頻域信號中的上述的一定頻率成分進行加重校正的校正裝置。
在本發(fā)明中，由于在編碼裝置一側(cè)對于根據(jù)人的聽覺特性計算出來的位分配數(shù)在低頻和高頻信號區(qū)域預(yù)先分配了附加的位數(shù)，因此，通過在解碼裝置中進行加重校正，能夠抑制因與原有的信號成分不同的成分被加重而產(chǎn)生的低頻和高頻成分量化雜音，從而能夠提供音質(zhì)。
圖1為表示本發(fā)明的一個實施例中的音頻數(shù)據(jù)解碼裝置的構(gòu)成實例的方框圖。
圖2為表示圖1中所示的帶校正功能的音頻解碼電路的一個構(gòu)成實例的方框圖。
圖3為表示圖2中所示的校正電路的構(gòu)成實例的方框圖。
圖4為表示圖3中所示的比較電路的構(gòu)成實例的方框圖。
圖5為表示圖1中所示的帶校正功能的音頻解碼電路的另一個構(gòu)成實例的方框圖。
圖6為表示圖5中所示的帶有校正的逆量化電路的構(gòu)成實例的方框圖。
圖7為由加重校正處理產(chǎn)生的頻率成分變化的一個例子的示意圖。
圖8為表示本發(fā)明的一個實施例中的音頻數(shù)據(jù)編碼裝置的構(gòu)成實例的方框圖。
圖9為表示圖8中所示的自適應(yīng)位分配電路的構(gòu)成實例的方框圖。
圖10為表示圖8中所示的位分配校正電路的構(gòu)成實例的方框圖。
圖11為表示現(xiàn)有的音頻數(shù)據(jù)編碼裝置的構(gòu)成實例的方框圖。
圖12為表示浮動系數(shù)的實例的一個表。
圖13為表示現(xiàn)有的音頻數(shù)據(jù)解碼裝置的構(gòu)成實例的方框圖。
圖14為表示圖13中所示的音頻解碼裝置的構(gòu)成實例的方框圖。
下面，根據(jù)附圖來說明本發(fā)明的最佳實施例。
圖1為表示本實施例中的音頻數(shù)據(jù)解碼裝置的構(gòu)成的方框圖。另外，圖2為表示圖1中所示的帶校正功能的音頻數(shù)據(jù)解碼電路2的一個詳細構(gòu)成例的方框圖。
在圖1中，加到輸入端子1上的經(jīng)編碼的音頻數(shù)據(jù)輸入到帶校正功能的音頻數(shù)據(jù)解碼電路2中。在帶校正功能的音頻數(shù)據(jù)解碼電路2中，經(jīng)編碼的音頻數(shù)據(jù)被進行解碼處理。在進行解碼處理時，還從后面的音量調(diào)節(jié)電路4接受表示設(shè)定的輸出音量大小的輸出音量信息，進行如下所述的校正。
由帶校正功能的音頻數(shù)據(jù)解碼電路2再生出來的數(shù)字音頻信號在D/A轉(zhuǎn)換電路3中被轉(zhuǎn)換成模擬信號，然后由音量調(diào)節(jié)電路4進行音量電平調(diào)節(jié)后通過輸出端子5輸出。這里的音量調(diào)節(jié)是指，音頻解碼裝置的使用者利用圖中未示出的音量調(diào)節(jié)鈕將音量自由地調(diào)節(jié)成自己希望的音量。
下面，參照附圖2詳細說明帶校正功能的音頻數(shù)據(jù)解碼電路及音頻數(shù)據(jù)解碼和校正方法。圖2中，加到輸入端子1上的經(jīng)編碼的音頻數(shù)據(jù)被輸入到多路分離電路11中。在多路分離電路11中，對于多個頻帶區(qū)域中的每一個，將各頻帶區(qū)域內(nèi)的音頻數(shù)據(jù)和位長信息分離開來。如果編碼裝置一側(cè)進行過浮動處理，則把浮動系數(shù)也分離出來。
此處分離出來的音頻數(shù)據(jù)被送到逆量化電路12中，針對每個頻帶區(qū)域進行逆量化處理和逆浮動處理。逆量化處理根據(jù)多路分離電路11中分離出來的各個頻率成分中每一個的位長信息來進行。另外，逆浮動處理則通過在多個頻帶區(qū)域的每一個中的經(jīng)逆量化處理的數(shù)據(jù)上乘上多路分離電路11中分離出來的、由表1中的指數(shù)值所表示的浮動系數(shù)來進行。
在上述的逆量化電路12中進行過逆量化處理以及(有必要時)逆浮動處理的音頻信號被供給校正電路13，對頻率高的成分和低的成分進行加重校正。這樣經(jīng)過校正后的音頻信號接下來在頻率/時間變換電路14中從頻域信號變換成時域信號，這樣再次形成的數(shù)字音頻信號經(jīng)輸出端子15輸出，供給至下面的D/A轉(zhuǎn)換電路3。
上述的校正電路13中進行的校正處理是指，根據(jù)從輸入端子16輸入的輸出音量信息對一定的頻率成分進行加重校正。
圖3為表示實現(xiàn)上述的加重校正的校正電路13的一個構(gòu)成例的方框圖。該實例示出了對由逆量化電路12進行逆量化處理和逆浮動處理后再解碼后的音頻信號進行校正時的情形。
在圖3中，從輸入端子21輸入的經(jīng)逆量化的音頻信號被送入乘法電路22中，另外，從輸入端子16輸入的輸出音量信息被輸入到比較電路24中，指定輸出音量和頻率后對校正乘數(shù)表電路23進行輸出。校正乘數(shù)表電路23中存貯了各種與輸出音量和頻率相對應(yīng)的校正乘數(shù)。亦即，校正乘數(shù)表電路23中以表信息的形式存貯了當(dāng)輸出音量電平較小時對低頻和高頻成分進行加重校正用的校正乘數(shù)。在這種情況下，既可以對小于某一值的輸出音量存貯一個固定的校正乘數(shù)(如0.2)，也可以存貯使較小的輸出音量電平增大的校正乘數(shù)。另外，輸出音量電平信息可以從比方說調(diào)節(jié)音量用的音量鈕的旋轉(zhuǎn)角度位置或者與該角度相對應(yīng)的電阻值來得到。
圖4中示出了圖3中所示的比較電路24的詳細構(gòu)成。
該比較電路24具有接受送往校正電路13的輸入信號即輸出音量信息并將它與分別設(shè)定好的基準(zhǔn)值進行比較的2個比較電路241及242；以及根據(jù)這二個比較電路241，242的比較結(jié)果為校正乘數(shù)表電路23產(chǎn)生地址數(shù)據(jù)的地址發(fā)生電路243。
這里，如果將對輸出音量完全沒有必要校正的大音量電平的基準(zhǔn)值設(shè)為THR1，有必要進行較強的校正的音量電平的基準(zhǔn)值設(shè)為THR2，則校正系數(shù)為輸出＞THR1時， 1.0THR1≥輸出＞THR2時， 2.0THR2≥輸出時， 4.0此外，這些校正系數(shù)被存貯在校正乘數(shù)表電路23中，與這些校正系數(shù)相對應(yīng)的地址數(shù)據(jù)在地址發(fā)生電路243中根據(jù)比較電路241和242的比較結(jié)果來形成并且輸出。舉例來說，比較電路241的基準(zhǔn)值設(shè)定為THR1，音量電平大于此值時輸出“1”，小于此值時輸出“0”；同樣，比較電路242的基準(zhǔn)值設(shè)定為THR2，音量電平大于此值時輸出“1”，小于此值時輸出“0”；將這些輸出的組合“00”、“01”、“11”對于校正乘數(shù)表電路23分別可以用作地址數(shù)據(jù)。
另外，當(dāng)讀出校正系數(shù)時，進一步增加比較對象和基準(zhǔn)值例如讀出不同于低頻成分和高頻成分的校正系數(shù)再加以輸出也是可以的。
這樣，比較電路24根據(jù)其輸出從存貯在校正乘數(shù)表電路23中的各種校正系數(shù)中選出若干，將其讀出，并供給乘法電路22。
乘法電路22將上述的經(jīng)逆量化的音頻信號與根據(jù)比較電路24的輸出選擇出的校正系數(shù)進行乘法運算，作為結(jié)果得到的經(jīng)校正的音頻信號從輸出端子25進行輸出。這里，校正系數(shù)為1.0時，即相當(dāng)于上述的輸出音量電平不太小以及位于低頻和高頻區(qū)域以外的區(qū)域內(nèi)，因此來自校正電路13的經(jīng)逆量化音頻信號將直接被輸出。
在本實例中雖然示出的是乘法電路22，但是采用結(jié)構(gòu)更簡單的移位電路也是可以的。另外，為了使校正乘數(shù)表電路23的構(gòu)成規(guī)模減小，還可以通過在頻域內(nèi)將經(jīng)逆量化的音頻信號每隔一定的單位進行分塊處理，并使存貯的校正乘數(shù)值在塊內(nèi)通用，這樣也可以減少校正系數(shù)的數(shù)量。
這樣，由于在本發(fā)明中是通過對頻域信號中的低頻和高頻成分進行數(shù)字處理來進行加重校正的，因此，與現(xiàn)有技術(shù)相比，電路規(guī)模小而且簡單。另外，在本發(fā)明中，由于不僅對低頻成分的聲音而且對高頻成分的聲音也進行了加重校正，所以低頻成分和高頻成分的聲音都能很容易地聽到，故在聽覺上音質(zhì)能得到提高。
圖5為表示圖1中所示的帶校正功能的音頻數(shù)據(jù)解碼電路2的另一個詳細構(gòu)成例的方框圖。
在圖5中，輸入到輸入端子1上的經(jīng)編碼的音頻數(shù)據(jù)在多路分離電路11中被分離，音頻數(shù)據(jù)被供給帶校正的逆量化電路17，位長信息和浮動信息作為控制逆量化的信息輸入到逆量化電路17。逆量化電路17對各個頻帶區(qū)域進行逆量化處理和逆浮動處理。此外，在這個帶校正的逆量化電路17中，對于頻域中的音頻信號中的低頻和高頻成分還進行加重校正。
經(jīng)過這樣的校正處理的音頻信號接下來在頻率/時間變換電路14中從頻域信號變換成時域信號，象這樣再次形成的數(shù)字音頻信號經(jīng)輸出端子15供給到下面的D/A變換電路3上。
在上述的帶校正的逆量化電路17中進行的校正處理方法中，(舉例來說)比較代表的有(1)對進行逆浮動處理之前的經(jīng)逆量化處理的音頻信號乘上一個根據(jù)輸出音量電平預(yù)先決定的系數(shù)的方法，和(2)對浮動系數(shù)乘上一個預(yù)先決定的系數(shù)的方法。
其中，根據(jù)(2)中的方法對浮動系數(shù)施行校正處理的話，還可以構(gòu)成電路規(guī)模更小的校正電路。亦即，正如在現(xiàn)有技術(shù)方案中說明過的那樣，在編碼時，不僅將浮動系數(shù)而且把參照表的指數(shù)值也和音頻數(shù)據(jù)一起進行多路復(fù)合。
因此，在使用如圖12中所示的表的場合下，如果想要浮動系數(shù)為2.0時，通過在校正時使該多路復(fù)合的指數(shù)值只減小3，就能得到在浮動系數(shù)上乘上2.0同樣的效果。在處理中可以不用乘法電路而只用加法電路來減小校正，能把電路的規(guī)模抑制得非常小。
圖6為表示帶有以對浮動系數(shù)進行校正處理的形式的校正的逆量化電路的構(gòu)成實例的方框圖。
來自多路分離電路11的輸出音量信息被加到2個比較電路171和172上，與各自的基準(zhǔn)值的比較結(jié)果被加到地址發(fā)生電路173上。它們的構(gòu)成及工作情況與圖4中所示的比較電路24相同，故省略對它們的說明。
地址發(fā)生電路173根據(jù)來自比較電路24的比較結(jié)果對指數(shù)值校正表174輸出地址數(shù)據(jù)，指數(shù)值校正表174將與該地址數(shù)據(jù)對應(yīng)的校正值輸出到加法電路175中。加法電路175將這個校正值與來自多路分離電路11的浮動信息相加，相加得到的和作為指數(shù)供給至浮動系數(shù)表176。該浮動系數(shù)表176中以表的形式存貯了與各個指數(shù)相對應(yīng)的浮動系數(shù)，與加法電路175輸出的并經(jīng)校正的指數(shù)相對應(yīng)的浮動系數(shù)被輸出至作為逆浮動處理電路的乘法電路177中。來自多路分離電路11的音頻數(shù)據(jù)也輸入至該乘法電路177中，。通過在該音頻數(shù)據(jù)上乘上浮動系數(shù)的運算進行逆浮動處理，其輸出加到逆量化電路178上。該逆量化電路178利用自多路分離電路11輸出的位長信息對輸入數(shù)據(jù)進行逆量化，并將經(jīng)逆量化的音頻數(shù)據(jù)進行輸出。
圖7A和7B中的頻譜圖示出了由上述的加重校正處理而形成的頻率成分變化的一個例子。舉例來說，具有圖7A中所示的頻率成分的經(jīng)逆量化的音頻信號輸入到圖2所示的校正電路13中。在校正電路13中，圖7B中粗線表示的頻率成分被進行了加重校正。作為一個例子來說，通過將1KHz以下和10KHz以上的頻率成分加重4～10dB，就可以提高小音量再生時的音質(zhì)。
另外，在以上的說明中，本實施例中的音頻解碼裝置含有D/A轉(zhuǎn)換電路3，該音頻解碼裝置的輸出為模擬信號，但這不是必須的，整個裝置由數(shù)字電路來構(gòu)成也是可以的。
下面說明基于本發(fā)明的其他觀點的音頻編碼裝置。
圖8為表示本發(fā)明的音頻編碼裝置的一個實施例的構(gòu)成實例的方框圖。輸入到輸入端子31的數(shù)字音頻信號由時間/頻率變換電路32每隔一定的時間被從時域信號變換成頻域信號。這期間，為了提高編碼效率，頻帶被分割成了多個頻帶區(qū)域。
經(jīng)這樣變換后的頻域音頻信號被供給至量化電路33。量化電路33對于各個分割出的頻帶區(qū)域中的每一個進行浮動處理和量化處理。這里的浮動處理使用從上面說明過的圖12中的浮動系數(shù)中選出的適當(dāng)值來進行。
另外，輸入到輸入端子31的數(shù)字音頻信號還輸入到自適應(yīng)位分配電路35中。
圖9中的方框圖示出了35的一個例子。
從輸入端子31輸入的數(shù)字音頻信號首先在高速富里葉變換器(FFT)351中進行富里葉變換，然后在乘積求和電路352中進行乘積求和運算。然后，由減法電路354得出上述乘積求和電路352的輸出與存貯著從聽覺特性得到的校正值的聽覺特性表353的輸出之間的差值，減法電路354的輸出加到乘積求和電路356上。在該乘積求和電路356中，對存貯著每個頻帶區(qū)域中可以使用的位數(shù)的存貯器355的輸出進行乘積求和運算，其輸出加到下面的位分配校正電路36中。
因此，在自適應(yīng)位分配電路35中確定每個頻帶區(qū)域的位分配數(shù)時，利用了人的聽覺特性，使與聽清的難易程度相對應(yīng)的量化精度作適應(yīng)性變換。
利用了人的聽覺特性進行位分配時，低頻和高頻成分的量化程度較粗。因此，當(dāng)在解碼裝置一側(cè)進行上述的加重校正時，有時量化噪聲也被加重并能被聽到，音質(zhì)反而惡化了。
為解決這一問題，本發(fā)明的編碼裝置中將自適應(yīng)位分配電路的輸出加到位分配校正電路36上，給低頻和高頻成分分配另外的位(例如1位)，從而預(yù)先將量化精度加以提高。
圖10為表示上述的位分配校正電路36的一構(gòu)成實例的示意圖。
圖10中，從自適應(yīng)位分配電路35通過輸入端子41輸入的各頻帶區(qū)域中根據(jù)人的聽覺特征確定的位分配數(shù)被送至加法電路42。存貯在校正位數(shù)表電路43中的各頻帶區(qū)域中的校正位數(shù)由讀出電路44加以讀出，并供給至加法電路42。在加法電路42中，對于每個頻帶區(qū)域?qū)⑸鲜龅母鶕?jù)人的聽覺特性確定的位分配數(shù)與上述的校正位數(shù)相加，其相加結(jié)果經(jīng)輸出端子45輸出至量化電路33和多路復(fù)合電路34。在量化電路33中，對施行過浮動處理的數(shù)據(jù)在各頻帶區(qū)域中用校正后的位長進行量化。
在本實施例中，無校正的必要時，校正位數(shù)可以設(shè)為0。另外，對于低頻和高頻區(qū)域可以設(shè)置不同的校正位數(shù)。
此外，在圖6中，自適應(yīng)位分配電路35和位分配校正電路36是分別設(shè)置的，但只設(shè)置一個從最初開始就能設(shè)定其中含有考慮了量化雜音的校正量的位分配數(shù)的位分配電路也可以。
綜上所述，在本實施例中，在編碼裝置一側(cè)對低頻和高頻成分的位分配數(shù)的高端進行了校正，在解碼裝置一側(cè)進行上述的加強校正。因此，可以防止先有技術(shù)中存在的再生時低頻和高頻成分被與原來的信號成分的性質(zhì)無關(guān)地加強的問題，并能抑制量化雜音。
權(quán)利要求
1.一種音頻數(shù)據(jù)解碼裝置，包括用于將經(jīng)時間/頻率變換處理變換成頻域信號后再進行編碼的音頻數(shù)據(jù)進行解碼的頻率/時間變換電路；以及用于對由上述的頻率/時間變換電路進行頻率/時間變換之前的頻域信號中的一定的頻率成分進行加重校正的校正裝置。
2.如權(quán)利要求1中所記載的音頻數(shù)據(jù)解碼裝置，其特征在于上述的校正裝置是根據(jù)從解碼后的音頻數(shù)據(jù)中得到的音量信息對一定的頻率成分進行加重校正的。
3.如權(quán)利要求2中所記載的音頻數(shù)據(jù)解碼裝置，其特征在于上述的一定頻率成分是人的聽覺特性中小音量時難于聽到的低頻和高頻成分。
4.如權(quán)利要求1中所記載的音頻數(shù)據(jù)解碼裝置，其特征在于還包括音量調(diào)節(jié)裝置，上述校正裝置根據(jù)從上述的的音量調(diào)節(jié)裝置得到的輸出音量信息來對上述的一定頻率成分進行加重校正。
5.如權(quán)利要求4中所記載的音頻數(shù)據(jù)解碼裝置，其特征在于還包括將在上述的頻率/時間變換電路中變換到時域中的數(shù)字音頻信號轉(zhuǎn)換成模擬信號的D/A轉(zhuǎn)換器，上述的音量調(diào)節(jié)裝置用于對由上述D/A轉(zhuǎn)換器得到的模擬信號的音量進行調(diào)節(jié)。
6.如權(quán)利要求4中所記載的音頻數(shù)據(jù)解碼裝置，其特征在于上述的校正電路包括將上述輸出音量信息與基準(zhǔn)值進行比較的比較電路，以上述比較電路的輸出為地址，在該地址位置上存貯校正乘數(shù)的存貯電路，以及將從上述存貯電路讀出的校正乘數(shù)與音頻信號相乘的運算電路。
7.一種音頻數(shù)據(jù)解碼裝置，包括將通過時間/頻率變換處理變換成頻域信號、并使用伴有浮動處理的量化處理進行編碼的音頻數(shù)據(jù)解碼的頻率/時間變換電路，在通過頻率/時間變換電路進行頻率/時間變換之前進行逆量化的逆量化電路，以及設(shè)在上述的的逆量化電路和頻率/時間變換電路之間的、用來對一定的頻率成分進行加重校正的校正裝置。
8.如權(quán)利要求7中所記載的音頻數(shù)據(jù)解碼裝置，其特征在于上述的校正裝置在進行上述的頻率/時間變換處理之前的逆量化處理之際，對一定頻率成分的量化數(shù)據(jù)進行加重校正。
9.如權(quán)利要求8中所記載的音頻數(shù)據(jù)解碼裝置，其特征在于上述的校正裝置在進行上述的頻率/時間變換處理之前的逆量化處理之際，對一定頻率成分的浮動系數(shù)進行加重校正。
10.如權(quán)利要求7中所記載的音頻數(shù)據(jù)解碼裝置，其特征在于上述的一定頻率成分是人的聽覺特性中小音量時難于聽到的低頻和高頻成分。
11.如權(quán)利要求7中所記載的音頻數(shù)據(jù)解碼裝置，其特征在于上述的的逆量化電路和上述的的校正電路成一體化構(gòu)成。
12.一種音頻數(shù)據(jù)編碼解碼系統(tǒng)，該系統(tǒng)具有把音頻信號通過時間/頻率變換處理變換為頻域信號后再使用量化處理進行編碼的編碼裝置；和將經(jīng)上述的編碼裝置編碼后的音頻數(shù)據(jù)進行解碼的解碼裝置，其特征在于上述的編碼裝置包括在為了進行上述的量化處理而對各個頻率成分的信號進行位分配時，對于一定的頻率成分的信號分配給比根據(jù)人的聽覺特性計算出來的位分配數(shù)多的位數(shù)的位分配裝置；以及上述的解碼裝置包括在進行頻率/時間變換處理前的逆量化處理時對于上述頻域信號中的上述的一定頻率成分進行加重校正的校正裝置。
13.如權(quán)利要求12中所記載的音頻數(shù)據(jù)編碼解碼系統(tǒng)，其特征在于上述的一定頻率成分是人的聽覺特性中小音量時難于聽到的低頻和高頻成分。
14.如權(quán)利要求12中所記載的音頻數(shù)據(jù)編碼解碼系統(tǒng)，其特征在于上述的解碼裝置進一步包括對輸出音量進行調(diào)節(jié)的音量調(diào)節(jié)裝置，上述解碼裝置中的校正裝置在上述音量調(diào)節(jié)裝置中設(shè)定了小音量的輸出音量信息時，對于進行頻率/時間變換處理之前的頻域信號中人的聽覺特性上小音量時不易聽到的低頻和高頻成分進行加重校正。
15.如權(quán)利要求13中所記載的音頻數(shù)據(jù)編碼解碼系統(tǒng)，其特征在于上述編碼裝置中進行的量化處理是伴有浮動處理的量化處理，上述解碼裝置中的校正裝置在進行逆量化處理之際，對上述低頻及高頻成分的量化數(shù)據(jù)進行加重校正。
16.如權(quán)利要求15中所記載的音頻數(shù)據(jù)編碼解碼系統(tǒng)，其特征在于上述編碼裝置中進行的量化處理是伴有浮動處理的量化處理，上述解碼裝置中的校正裝置在進行逆量化處理之際，對上述低頻及高頻成分的浮動系數(shù)進行加重校正。
全文摘要
本發(fā)明的音頻數(shù)據(jù)解碼裝置包括:用于將經(jīng)時間/頻率變換處理變換成頻域信號后再進行編碼的音頻數(shù)據(jù)進行解碼的頻率/時間變換電路;以及用于對進行頻率/時間變換之前的頻域信號中的一定的頻率成分進行加重校正的校正裝置,由于在頻域內(nèi)進行校正,故處理將容易進行。本發(fā)明的音頻數(shù)據(jù)編碼解碼系統(tǒng)具有編碼裝置和解碼裝置,上述的編碼裝置包括對于一定的頻率成分的信號分配給較多的位數(shù)的位分配裝置;而上述的解碼裝置則包括對一定頻率成分進行加重校正的校正裝置。
文檔編號H04B14/00GK1170203SQ9711460
公開日1998年1月14日 申請日期1997年7月8日 優(yōu)先權(quán)日1996年7月9日
發(fā)明者福地弘行 申請人:新日本制鐵株式會社