專利名稱：頻道估計(jì)方法、頻率追蹤方法和多載波接收器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是有關(guān)于通信系統(tǒng)，特別是有關(guān)于正交頻分復(fù)用(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，OFDM)的頻率追蹤和頻道估計(jì)。
背景技術(shù)：
隨著對(duì)移動(dòng)電話、移動(dòng)收音機(jī)及其它無線傳送服務(wù)的需求快速成長，如何發(fā)展各種技術(shù)以提供可靠、安全和高效率的無線通信變得越來越重要。正交頻分復(fù)用(OFDM)為大家所知，作為高度頻譜效率的傳輸方式，可以應(yīng)付在一個(gè)移動(dòng)環(huán)境里遇到的嚴(yán)重頻道損壞。OFDM最早應(yīng)用在無線局域網(wǎng)絡(luò)(WLAN)上，作為在5GHz頻帶IEEE 802.11a標(biāo)準(zhǔn)的一部分。此外，在2003年6月所認(rèn)可的IEEE 802.11g標(biāo)準(zhǔn)也采用OFDM，作為一個(gè)在對(duì)802.11b標(biāo)準(zhǔn)2.4GHz頻帶對(duì)于另一高速物理層(physical layer，PHY)延伸的必要部分。
OFDM基本概念是劃分可利用的頻譜成為幾個(gè)子載波(sub carrier)。利用將所有子載波作成窄頻帶(narrowband)，所有子載波承受幾乎平坦的衰減(flatfading)，使得等化(equalization)非常簡單。為了獲得高頻譜效率，子載波的頻率反應(yīng)是重疊并且彼此正交(orthogonal)。即使信號(hào)通過時(shí)間分散性頻道，此正交性仍然可以由加入一個(gè)保護(hù)間隔(Guard Interval，GI)來完全維持。保護(hù)間隔是OFDM符號(hào)中的最后部分的復(fù)制，往前附加在被傳送的符號(hào)上，因此在避免符號(hào)間(inter-symbol)和載波間(inter-carrier)干涉上扮演了決定性地位。
OFDM能夠大幅消除在高度分散性頻道內(nèi)高速傳輸時(shí)的符號(hào)間干涉(inter-symbol interference，ISI)影響。利用將單一條高速比特流(bit stream)分割成多個(gè)較低速度比特流，并且由不同子載波調(diào)制。但是，已知OFDM由于在子載波之間狹窄的間距，容易產(chǎn)生同步誤差。一般來說，在傳輸器和接收器間的失配(mismatch)會(huì)造成接收的OFDM信號(hào)上的非零載波頻率偏移(carrier frequency offset)。頻率合成器的瞬時(shí)行為是頻率偏移的另一種來源。OFDM信號(hào)很容易受到頻率偏移的影響，此頻率偏移導(dǎo)致OFDM子載波間喪失正交性，以及接收器間的載波間干涉(Inter-Carrier Interference，ICI)和誤碼率(Bit Error Rate，BER)的惡化。
另外要注意的是頻道頻率響應(yīng)。在解調(diào)制OFDM信號(hào)之前，有必要進(jìn)行頻道的有效估計(jì)，這是因?yàn)樯漕l頻道是有頻率選擇性(frequency selective)和時(shí)間變化(time varying)的寬頻移動(dòng)通信系統(tǒng)。所以，需要的是一個(gè)可以在OFDM接收器時(shí)，迅速獲取頻率(frequency acquisition)的機(jī)制。另外，也需要一種能夠結(jié)合頻率偏移追蹤和頻道估計(jì)能力的OFDM接收器。

發(fā)明內(nèi)容
為解決上述現(xiàn)有技術(shù)的缺陷，本發(fā)明提出一種頻道估計(jì)方法、一種頻率追蹤方法和一種多載波接收器。
本發(fā)明提出一種頻道估計(jì)(channel estimation)方法，用在多載波(multi-carrier)系統(tǒng)中。上述頻道估計(jì)方法包括(a)先前補(bǔ)償(pre-compensating)第一符號(hào)和第二符號(hào)的頻率偏移的作用(effect)；(b)計(jì)算上述先前補(bǔ)償?shù)牡谝环?hào)和第二符號(hào)的平均值；(c)利用一細(xì)微頻率偏移估計(jì)值，補(bǔ)償上述平均值；以及(d)對(duì)上述補(bǔ)償后的平均值執(zhí)行傅立葉變換、估計(jì)頻道響應(yīng)。
本發(fā)明另提出一種頻率追蹤(frequency tracking)方法，包括先前補(bǔ)償?shù)谝环?hào)和第二符號(hào)的頻率偏移的作用；執(zhí)行差動(dòng)運(yùn)算，用以估計(jì)上述第一符號(hào)和上述第二符號(hào)間的關(guān)聯(lián)；以及使用上述關(guān)聯(lián)和一循環(huán)系數(shù)的追蹤循環(huán)，計(jì)算一頻率追蹤值。
本發(fā)明另提出一種多載波接收器，包括頻率補(bǔ)償器，對(duì)于頻率偏移的作用，先前補(bǔ)償?shù)谝环?hào)和第二符號(hào)；差動(dòng)運(yùn)算器，評(píng)估上述先前補(bǔ)償?shù)牡谝环?hào)和第二符號(hào)間的關(guān)聯(lián)；以及頻率追蹤單元(unit)，其根據(jù)上述關(guān)聯(lián)和一循環(huán)系數(shù)，計(jì)算頻率追蹤值。
本發(fā)明具有迅速獲取頻率的機(jī)制，可以降低OFDM信號(hào)受到頻率偏移的影響。


圖1是顯示IEEE802.11a/g標(biāo)準(zhǔn)描述的PLCP前序構(gòu)造圖。
圖2是顯示本發(fā)明實(shí)施例中，多載波接收器的方塊圖。
圖3是顯示本發(fā)明實(shí)施例中，多載波接收器的詳細(xì)方塊圖。
主要組件符號(hào)說明t1～t10-短訓(xùn)練符號(hào)；GI2-保護(hù)間隔；T1，T2-長訓(xùn)練符號(hào)； 200-接收器；210-頻率補(bǔ)償器；220-差別運(yùn)算子；230-頻率追蹤單元； 240-頻道估計(jì)器；312-加法器；314-延遲單元；316-隨后區(qū)塊； 318-乘法器；322-多路器；324-FIFO緩沖器；326-乘法器；328-區(qū)塊；331-乘法器；332-區(qū)塊；333-乘法器；334-加法器；335-延遲單元； 336-乘法器；337-區(qū)塊； 341-加法器；342-乘法器；344-加法器；345-延遲單元； 346-區(qū)塊；347-快速傅立葉變換區(qū)塊。
具體實(shí)施例方式
在此必須說明的是，以下揭露內(nèi)容中所提出的不同實(shí)施例或范例，是用以說明本發(fā)明所揭示的不同技術(shù)特征，其所描述的特定范例或排列是用以簡化本發(fā)明，而不是用以限定本發(fā)明。此外，在不同實(shí)施例或范例中可能重復(fù)使用相同的參考數(shù)字與符號(hào)，這些重復(fù)使用的參考數(shù)字與符號(hào)是用以說明本發(fā)明所揭示的內(nèi)容，而不是用以表示不同實(shí)施例或范例間的關(guān)系。
本發(fā)明現(xiàn)在將對(duì)于OFDM的通信用途作描述，但是本發(fā)明并非僅限定用于OFDM。本發(fā)明并且對(duì)于依照IEEE 802.11a/g標(biāo)準(zhǔn)的一個(gè)無線通信系統(tǒng)作描述。根據(jù)本發(fā)明不需要是無線的通信系統(tǒng)，并且在此提到的conformant802.11a/g收發(fā)器僅僅是例子。IEEE 802.11a/g標(biāo)準(zhǔn)要求在接收端，傳輸器提供的數(shù)據(jù)幀(data frame)以PLCP前序范圍(preamble field)作同步化。圖1顯示PLCP前序，t1到t10表示短訓(xùn)練符號(hào)(training symbol)，T1和T2表示長訓(xùn)練符號(hào)，并且GI2表示保護(hù)間隔為長的訓(xùn)練序列(training sequence)。通常前面10個(gè)符號(hào)t1到t10用來在接收器作自動(dòng)增益控制(automatic gain control，AGC)收斂、分集(diversity)選擇，時(shí)序獲得(timing acquisition)和粗略的頻率獲取。下二個(gè)符號(hào)T1和T2，由GI2在之前，在接收器用來作頻道估計(jì)和細(xì)微(fine)頻率獲取。SIGNAL范圍和數(shù)據(jù)(DATA)跟隨PLCP前序(未圖標(biāo))。圖中虛線界限表示由于反傅立葉變換(inverse Fourier Transform)的周期性的重復(fù)。
在一個(gè)802.11a/g系統(tǒng)內(nèi)，OFDM符號(hào)利用N點(diǎn)快速反傅立葉變換(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)，被調(diào)制一定數(shù)量的子載波之上，其中N＝64。所有64個(gè)窄頻帶子載波只有52個(gè)帶有信息，而其它子載波為零。參見圖2，本發(fā)明中接收器200包括頻率補(bǔ)償器210，差別運(yùn)算子(differentialoperator)220，頻率追蹤單元230和頻道估計(jì)器240。在進(jìn)入頻率補(bǔ)償器210前，接收信號(hào)r經(jīng)由在它的前序的前面十個(gè)短符號(hào)，做過了粗略頻率獲取。在十個(gè)短符號(hào)以后，二個(gè)長訓(xùn)練符號(hào)與粗略頻率偏移估計(jì)值一起送到頻率補(bǔ)償器210，在頻率補(bǔ)償器210中頻率偏移的作用被先前補(bǔ)償(pre-compensated)。這里在時(shí)域(time domain)的接收信號(hào)表示為一離散取樣的序列(discrete sample sequence){r[n]}，其中r[n]是復(fù)數(shù)值且表示在時(shí)刻(timeinstant)n取樣。接著第一長訓(xùn)練符號(hào)是{r[n]；0≤n≤N-1}的形式，并且第二個(gè)長訓(xùn)練符號(hào)是{r[n]；N≤n≤2N-1}的形式，其中N＝64作為在本實(shí)施例中符合802.11a/g系統(tǒng)的例子。注意粗略頻率偏移估計(jì)值以ΩS表示。先前補(bǔ)償?shù)陌姹镜慕邮招盘?hào)r’[n]，送到差別運(yùn)算子220和頻道估計(jì)器240。差別運(yùn)算子220負(fù)責(zé)評(píng)估在二個(gè)先前補(bǔ)償?shù)挠?xùn)練符號(hào)r’[n]和r’[n-N]之間的一關(guān)聯(lián)u[n]。頻率追蹤單元230接收關(guān)聯(lián)u[n]以及產(chǎn)生每個(gè)取樣的頻率追蹤值。具體來說，頻率追蹤值ΩL[n]能夠利用追蹤循環(huán)的方式，根據(jù)關(guān)聯(lián)u[n]和圈系數(shù)μΩL[n]計(jì)算。更進(jìn)一步，細(xì)微頻率偏移估計(jì)值能夠從頻率追蹤值獲得。頻道估計(jì)器240計(jì)算二個(gè)先前補(bǔ)償訓(xùn)練符號(hào)r’[n]和r’[n-N]的平均值，以細(xì)微頻率偏移估計(jì)值補(bǔ)償上述平均值，然后利用在補(bǔ)償?shù)钠骄祱?zhí)行傅立葉變換，以估計(jì)在頻域(frequency domain)上的頻道響應(yīng)H[k]。
圖3現(xiàn)在詳細(xì)描述接收器200。如圖3，粗略頻率偏移估計(jì)值ΩS應(yīng)用到加法器312和延遲單元(unit)314，例如D型正反器，以便產(chǎn)生一與離散時(shí)間值的乘積值ΩS·n。隨后區(qū)塊316用來產(chǎn)生e-jΩSn，為一頻率為ΩS的負(fù)值的復(fù)數(shù)指數(shù)(complex exponential)。接收信號(hào)r[n]應(yīng)用到乘法器318，在乘法器318內(nèi)二個(gè)長訓(xùn)練符號(hào)和e-jΩSn相乘。因此，二個(gè)長訓(xùn)練符號(hào)經(jīng)過先前補(bǔ)償后可以下面形式表示r′[n]=r[n]e-jΩSn,]]>n＝0，1，2，...，2N-1。
其中第一長訓(xùn)練符號(hào)經(jīng)過先前補(bǔ)償后為{r′[n]；0≤n≤N-1}，以及第二個(gè)長訓(xùn)練符號(hào)經(jīng)過先前補(bǔ)償后為{r′[n]；N≤n≤2N-1}。
一開始，多路器322選擇先前補(bǔ)償?shù)牡谝环?hào)進(jìn)入FIFO(First-In-First-Out，F(xiàn)IFO)緩沖器324，F(xiàn)IFO緩沖器324的長度較佳為等于N。FIFO緩沖器324使先前補(bǔ)償?shù)牡谝环?hào)r’[n-N]作一延遲，順序送到接下來的區(qū)塊328，在其中執(zhí)行復(fù)數(shù)共軛(complex conjugation)。當(dāng)?shù)诙惹把a(bǔ)償?shù)姆?hào)r’[n]出現(xiàn)，乘法器326用來計(jì)算r’[n]和r’[n-N]*的乘積，其中n＝N，N+1，...，2N-1，且上標(biāo)表示復(fù)數(shù)共軛。如此，依序進(jìn)行差動(dòng)運(yùn)算(differentialoperation)而產(chǎn)生在二個(gè)先前補(bǔ)償?shù)姆?hào)之間的關(guān)聯(lián)，如下u[n]＝r′[n]·(r′[n-N])*，n＝N，N+1，...，2N-1。
將關(guān)聯(lián)u[n]應(yīng)用至追蹤循環(huán)中，并以以下方程式組作計(jì)算v[n]=Im(u[n]e-jΩL[n]·N)]]>ΩL[n+1]=ΩL[n]+μΩL[n]·v[n],]]>n＝N，N+1，...，2N-1。
其中ΩL[N]＝0，Im(·)表示復(fù)數(shù)的虛數(shù)部分，且循環(huán)系數(shù)μΩL[n]根據(jù)一與時(shí)間有關(guān)的索引值n，可設(shè)定為1/4，1/8，1/16，1/32。在圖3中追蹤循環(huán)以乘法器331，333和336，區(qū)塊332，加法器334，延遲單元335和區(qū)塊337實(shí)現(xiàn)。
仍然參考圖3，加法器341在輸入端接收r’[n]，以及在另一輸入端接收r’[n-N]。當(dāng)?shù)诙€(gè)先前補(bǔ)償?shù)姆?hào)到達(dá)時(shí)，加法器341依序計(jì)算r’[n]和r’[n-N]的總和，其中n＝N，N+1，...，2N-1。加法器341的輸出送到乘法器342，在這里上述輸出和1/2相乘，并且相對(duì)應(yīng)地獲得二個(gè)先前補(bǔ)償?shù)挠?xùn)練符號(hào)的平均值。另外，將頻率追蹤值ΩL[n]經(jīng)由加法器344和延遲單元345以產(chǎn)生細(xì)微頻率偏移估計(jì)值φL[n]，如下φL[n]＝φL[n-1]+ΩL[n]，n＝N，N+1，...，2N-1。
其中φL[N-1]＝0。隨后區(qū)塊346產(chǎn)生e-jφL[n]，一頻率為φL[n]的負(fù)值的復(fù)數(shù)指數(shù)。下一步，乘法器343接收乘法器342的輸出和區(qū)塊346的輸出，執(zhí)行乘法運(yùn)算。這樣，二個(gè)先前補(bǔ)償?shù)挠?xùn)練符號(hào)的平均值進(jìn)一步針對(duì)細(xì)微頻率偏移估計(jì)值補(bǔ)償。所以，補(bǔ)償平均值hL[n]由以下方程式提供hL[n]=r′[n-N]+r′[n]2e-jφL[n],]]>n＝N，N+1，...，2N-1。
此時(shí)，多路器322使hL[n]順續(xù)地輸入FIFO緩沖器324。當(dāng)補(bǔ)償平均值hL[n]的所有取樣都保存在FIFO緩沖器324時(shí)，這些取樣就準(zhǔn)備好要轉(zhuǎn)換到頻域(frequency domain)。在一實(shí)施例中，快速傅立葉變換(Fast FourierTransform，F(xiàn)FT)區(qū)塊347從FIFO緩沖器324接收補(bǔ)償平均值hL[n]，然后經(jīng)由N點(diǎn)快速傅立葉變換，產(chǎn)生頻域上的頻道響應(yīng)H[K]。
如同前述觀點(diǎn)，本發(fā)明提供一個(gè)接收器200對(duì)于在數(shù)據(jù)幀的前序部分的頻率漂離更快速的反應(yīng)。接收器200也可以用任何邏輯結(jié)合的特定應(yīng)用集成電路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)或韌體實(shí)現(xiàn)。雖然快速傅立葉變換在上述討論中提及，熟習(xí)此技藝者應(yīng)清楚離散傅立葉變換(DiscreteFourier Transform，DFT)也可以適用于本發(fā)明，因?yàn)镕FT是一種高效率為計(jì)算DFT的方式。所以，根據(jù)發(fā)明的原則，DFT和FFT在這里是可以互換的。此外，因?yàn)楦盗⑷~變換(Fourier Transform，F(xiàn)T)以及反傅立葉變換(InverseFourier Transform，IFT)是對(duì)稱操作，熟習(xí)此技藝者應(yīng)清楚，可以對(duì)資料簡單執(zhí)行傅立葉變換，而不是執(zhí)行反傅立葉變換，而由頻域信號(hào)得到成比例的時(shí)域信號(hào)。
雖然本發(fā)明已經(jīng)以較佳實(shí)施例揭露如上，然而其并非用以限定本發(fā)明，任何熟習(xí)此項(xiàng)技藝者，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，可以作一些變動(dòng)與潤飾，因此本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)當(dāng)視權(quán)利要求所界定的為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
1.一種頻道估計(jì)方法，用在多載波系統(tǒng)中，其特征在于包括(a)、先前補(bǔ)償?shù)谝环?hào)和第二符號(hào)的頻率偏移的作用；(b)、計(jì)算上述先前補(bǔ)償?shù)牡谝环?hào)和第二符號(hào)的平均值；(c)、利用一細(xì)微頻率偏移估計(jì)值，補(bǔ)償上述平均值；以及(d)、對(duì)上述補(bǔ)償后的平均值執(zhí)行傅立葉變換，估計(jì)頻道響應(yīng)。
2.如權(quán)利要求1所述的頻道估計(jì)方法，其特征在于，上述第一符號(hào)和第二符號(hào)每個(gè)包括N個(gè)取樣，以及在上述先前補(bǔ)償步驟中，是使用一粗略頻率偏移估計(jì)值，對(duì)上述第一符號(hào)和上述第二符號(hào)執(zhí)行先前補(bǔ)償，是根據(jù)以下方程式r′[n]=r[n]e-jΩSn,n=0,1,2,...,2N-1;]]>其中ΩS表示上述粗略頻率偏移估計(jì)值；n表示一時(shí)刻；r[n]表示{r[n]}在時(shí)刻n的一取樣；以及上述第一符號(hào)可表示為{r[n]；0≤n≤N-1}；上述第二符號(hào)可表示為{r[n]；N≤n≤2N-1}；上述先前補(bǔ)償?shù)谝环?hào)表示為{r′[n]；0≤n≤N-1}；以及上述先前補(bǔ)償?shù)诙?hào)表示為{r′[n]；N≤n≤2N-1}。
3.如權(quán)利要求1所述的頻道估計(jì)方法，其特征在于，上述步驟(c)包括以執(zhí)行差動(dòng)運(yùn)算，評(píng)估上述第一符號(hào)和上述第二符號(hào)間的關(guān)聯(lián)；以及用以下方程式組建構(gòu)追蹤循環(huán)，計(jì)算頻率追蹤值v[n]=Im(u[n]e-jΩL[n]·N)]]>ΩL(n+1)=ΩL[n]+μΩL[n]·v[n],n=N,N+1,...,2N-1;]]>其中Im(·)表示復(fù)數(shù)的虛數(shù)部；u[n]表示上述先前補(bǔ)償?shù)牡谝环?hào)和上述第二符號(hào)間的關(guān)聯(lián)；μΩL[n]表示一循環(huán)系數(shù)；以及ΩL[n]表示上述頻率追蹤值，其中ΩL[N]＝0；以及由上述頻率追蹤值，導(dǎo)出上述細(xì)微頻率偏移估計(jì)值。
4.如權(quán)利要求3所述的頻道估計(jì)方法，其特征在于，上述細(xì)微頻率偏移估計(jì)值φL[n]是根據(jù)以下方程式所決定φL[n]＝φL[n-1]+ΩL[n]，n＝N，N+1，...，2N-1其中φL[N-1]＝0。
5.如權(quán)利要求4所述的頻道估計(jì)方法，其特征在于，上述根據(jù)細(xì)微頻率偏移估計(jì)值，補(bǔ)償上述平均值hL[n]是根據(jù)以下方程式hL[n]=r′[n-N]+r′[n]2e-jφL[n],n=N,N+1,...,2N-1.]]>
6.如權(quán)利要求3所述的頻道估計(jì)方法，其特征在于，上述補(bǔ)償?shù)谝环?hào)和補(bǔ)償?shù)诙?hào)間的關(guān)聯(lián)是根據(jù)以下方程式計(jì)算u[n]＝r′[n]·(r′[n-N])*，n＝N，N+1，...，2N-1；其中上標(biāo)*表示復(fù)數(shù)共軛。
7.如權(quán)利要求3所述的頻道估計(jì)方法，其特征在于，上述第一符號(hào)和第二符號(hào)是一符合IEEE802.11a標(biāo)準(zhǔn)中的PLCP前序符號(hào)范圍的兩個(gè)長訓(xùn)練符號(hào)，以及上述循環(huán)系數(shù)μΩL[n]根據(jù)索引n，設(shè)定為1/4，1/8，1/16或1/32。
8.如權(quán)利要求3所述的頻道估計(jì)方法，其特征在于，上述第一符號(hào)和第二符號(hào)是一符合IEEE802.11g標(biāo)準(zhǔn)中的PLCP前序符號(hào)范圍的兩個(gè)長訓(xùn)練符號(hào)，以及上述循環(huán)系數(shù)μΩL[n]根據(jù)索引n的值，可設(shè)定為1/4，1/8，1/16或1/32。
9.一種頻率追蹤方法，用在多載波系統(tǒng)中，其特征在于包括先前補(bǔ)償?shù)谝环?hào)和第二符號(hào)的頻率偏移的作用；執(zhí)行差動(dòng)運(yùn)算，用以估計(jì)上述第一符號(hào)和上述第二符號(hào)間的關(guān)聯(lián)；以及使用上述關(guān)聯(lián)和一循環(huán)系數(shù)作一追蹤循環(huán)的計(jì)算，以得到一頻率追蹤值。
10.如權(quán)利要求9所述的頻率追蹤方法，其特征在于，上述第一符號(hào)和第二符號(hào)每個(gè)包括N個(gè)取樣，以及在上述步驟中是使用一粗略頻率偏移估計(jì)值，對(duì)上述第一符號(hào)和上述第二符號(hào)執(zhí)行先前補(bǔ)償，是根據(jù)以下方程式r′[n]=r[n]e-jΩSn,n=0,1,2,...,2N-1;]]>其中ΩS表示上述粗略頻率偏移估計(jì)值；n表示一時(shí)刻；r[n]表示{r[n]}在時(shí)刻n的一取樣；以及上述第一符號(hào)可表示為{r[n]；0≤n≤N-1}；上述第二符號(hào)可表示為{r[n]；N≤n≤2N-1}；上述先前補(bǔ)償?shù)谝环?hào)表示為{r′[n]；0≤n≤N-1}；以及上述先前補(bǔ)償?shù)诙?hào)表示為{r′[n]；N≤n≤2N-1}。
11.如權(quán)利要求10所述的頻率追蹤方法，其特征在于，上述補(bǔ)償?shù)谝环?hào)和補(bǔ)償?shù)诙?hào)間的關(guān)聯(lián)是根據(jù)以下方程式計(jì)算u[n]＝r′[n]·(r′[n-N])*，n＝N，N+1，...，2N-1；其中上標(biāo)*表示復(fù)數(shù)共軛。
12.如權(quán)利要求11所述的頻率追蹤方法，其特征在于，上述追蹤循環(huán)的計(jì)算是根據(jù)以下方程式v[n]=Im(u[n]e-jΩL[n]·N)]]>ΩL(n+1)=ΩL[n]+μΩL[n]·v[n],n=N,N+1,...,2N-1;]]>其中Im(·)表示復(fù)數(shù)的虛數(shù)部；u[n]表示上述先前補(bǔ)償?shù)谝环?hào)和上述第二符號(hào)間的關(guān)聯(lián)；μΩL[n]表示一循環(huán)系數(shù)；以及ΩL[n]表示上述頻率追蹤值，其中ΩL[N]＝0。
13.如權(quán)利要求12所述的頻率追蹤方法，其特征在于還包括根據(jù)上述頻率追蹤值以以下方程式計(jì)算細(xì)微頻率偏移估計(jì)值φL[n]＝φL[n-1]+ΩL[n]，n＝N，N+1，...，2N-1；其中φL[N-1]＝0。
14.如權(quán)利要求12所述的頻率追蹤方法，其特征在于，上述第一符號(hào)和第二符號(hào)是一符合IEEE802.11a標(biāo)準(zhǔn)中的PLCP前序符號(hào)范圍內(nèi)的兩個(gè)長訓(xùn)練符號(hào)，以及上述循環(huán)系數(shù)μΩL[n]根據(jù)索引n的值，可設(shè)定為1/4，1/8，1/16或1/32。
15.如權(quán)利要求12所述的頻率追蹤方法，其特征在于，上述第一符號(hào)和第二符號(hào)是一符合IEEE802.11g標(biāo)準(zhǔn)中的PLCP前序符號(hào)范圍內(nèi)的兩個(gè)長訓(xùn)練符號(hào)，以及上述循環(huán)系數(shù)μΩL[n]根據(jù)索引n的值，可設(shè)定為1/4，1/8，1/16或1/32。
16.一種多載波接收器，其特征在于包括頻率補(bǔ)償器，對(duì)于頻率偏移的作用，先前補(bǔ)償?shù)谝环?hào)和第二符號(hào)；差動(dòng)運(yùn)算器，評(píng)估上述先前補(bǔ)償?shù)牡谝环?hào)和第二符號(hào)間的關(guān)聯(lián)；以及頻率追蹤單元，其根據(jù)上述關(guān)聯(lián)和一循環(huán)系數(shù)，計(jì)算頻率追蹤值。
17.如權(quán)利要求16所述的多載波接收器，其特征在于，上述第一符號(hào)和第二符號(hào)每個(gè)包括N個(gè)取樣，以及在上述頻率補(bǔ)償器用粗略頻率偏移估計(jì)值，補(bǔ)償上述第一符號(hào)和上述第二符號(hào)，上述粗略頻率偏移估計(jì)值根據(jù)以下方程式所決定r′[n]=r[n]e-jΩSn,n=0,1,2,...,2N-1;]]>其中ΩS表示上述粗略頻率偏移估計(jì)值；n表示一時(shí)間點(diǎn)；r[n]表示再時(shí)間點(diǎn)n的一取樣{r[n]}；以及上述第一符號(hào)的形式為{r[n]；0≤n≤N-1}；上述第二符號(hào)的形式為{r[n]；N≤n≤2N-1}；上述先前補(bǔ)償?shù)谝环?hào)表示為{r′[n]；0≤n≤N-1}；以及上述先前補(bǔ)償?shù)诙?hào)表示為{r′[n]；N≤n≤2N-1}。
18.如權(quán)利要求17所述的多載波接收器，其特征在于，估計(jì)上述先前補(bǔ)償?shù)牡谝环?hào)和第二符號(hào)間的關(guān)聯(lián)是根據(jù)以下方程式u[n]＝r′[n]·(r′[n-N])*，n＝N，N+1，...，2N-1；其中上標(biāo)*表示復(fù)數(shù)共軛。
19.權(quán)利要求18所述的多載波接收器，其特征在于，上述頻率追蹤單元包含一追蹤循環(huán)是根據(jù)下方程式計(jì)算頻率追蹤值v[n]=Im(u[n]e-jΩL[n]·N)]]>ΩL(n+1)=ΩL[n]+μΩL[n]·v[n],n=N,N+1,...,2N-1;]]>其中Im(·)表示復(fù)數(shù)的虛數(shù)部；u[n]表示上述先前補(bǔ)償?shù)谝环?hào)和上述第二符號(hào)間的關(guān)聯(lián)；μΩL[n]表示一循環(huán)系數(shù)；以及ΩL[n]表示上述頻率追蹤值；其中ΩL[N]＝0。
20.如權(quán)利要求19所述的多載波接收器，其特征在于還包括頻道估計(jì)器，計(jì)算上述先前補(bǔ)償?shù)牡谝环?hào)和第二符號(hào)的平均值，并使用細(xì)微頻率偏移，補(bǔ)償上述平均值，以及由在上述補(bǔ)償?shù)钠骄祱?zhí)行傅立葉變換、估計(jì)頻道響應(yīng)；其中上述細(xì)微頻率偏移φL[n]是根據(jù)以下方程式計(jì)算φL[n]＝φL[n-1]+ΩL[n]，n＝N，N+1，...，2N-1；其中φL[N-1]＝0；其中上述補(bǔ)償?shù)钠骄郸誏[n]是根據(jù)以方程式計(jì)算hL[n]=r′[n-N]+r′[n]2e-jφL[n],n=N,N+1,...,2N-1.]]>
全文摘要
本發(fā)明涉及頻道估計(jì)方法、頻率追蹤方法和多載波接收器，所述頻道估計(jì)(channel estimation)方法，用在多載波(multi－carrier)系統(tǒng)中，該頻道估計(jì)方法包括對(duì)于頻率偏移的作用，先前補(bǔ)償(pre－compensating)第一符號(hào)和第二符號(hào)；計(jì)算上述先前補(bǔ)償?shù)牡谝环?hào)和第二符號(hào)的平均值；使用細(xì)微頻率偏移估計(jì)值，補(bǔ)償上述平均值；以及由在上述補(bǔ)償?shù)钠骄祱?zhí)行傅立葉變換，估計(jì)頻道響應(yīng)。本發(fā)明的頻道估計(jì)方法，因具有迅速獲取頻率的機(jī)制，故可以降低OFDM信號(hào)受到頻率偏移的影響。
文檔編號(hào)H04J11/00GK1921361SQ20061011067
公開日2007年2月28日 申請(qǐng)日期2006年8月7日 優(yōu)先權(quán)日2005年8月25日
發(fā)明者陳宏坤 申請(qǐng)人:聯(lián)發(fā)科技股份有限公司