專利名稱：用于控制采樣設(shè)備的采樣頻率的裝置和方法
相關(guān)申請(qǐng)的交叉參考本申請(qǐng)要求以下在先申請(qǐng)的優(yōu)先權(quán)于2004年4月9日提交的美國(guó)臨時(shí)申請(qǐng)第60/561,085號(hào)，名稱為“Advanced Digital Receiver”(高級(jí)數(shù)字接收機(jī))；以及于2004年8月12日提交的美國(guó)臨時(shí)申請(qǐng)第60/601,026號(hào)，名稱為“Advanced Digital Receiver”(高級(jí)數(shù)字接收機(jī))。本申請(qǐng)也通過引用結(jié)合了以下申請(qǐng)于2003年4月4日提交的美國(guó)申請(qǐng)序列號(hào)第10/408,053號(hào)，名稱為“Carrier Recovery DTV Receivers”(載波恢復(fù)DTV接收機(jī))；于2001年6月6日提交的美國(guó)申請(qǐng)序列號(hào)第09/875,720號(hào)，名稱為“AdaptiveEqualizer Having a Variable Step Size Influenced by Output from a TrellisDecoder”(具有受網(wǎng)格譯碼器的輸出影響的可變步長(zhǎng)的自適應(yīng)均衡器)(現(xiàn)在為美國(guó)專利第6,829,297號(hào))；于2003年4月4日提交的美國(guó)申請(qǐng)序列號(hào)第10/407,634號(hào)，名稱為“System and Method for Symbol Clock Recovery”(用于碼元時(shí)鐘恢復(fù)的系統(tǒng)和方法)；于2001年6月19日提交的美國(guó)申請(qǐng)序列號(hào)第09/884,256號(hào)，名稱為“Combined Trellis Decoder and DecisionFeedback Equalizer”(組合的網(wǎng)格譯碼器和判決反饋均衡器)；以及于2003年4月4日提交的美國(guó)申請(qǐng)序列號(hào)第10/407,610號(hào)，名稱為“TransposedStructure for a Decision Feedback Equalizer Combined with a TrellisDecoder”(用于帶有網(wǎng)格譯碼器的判決反饋均衡器的轉(zhuǎn)置結(jié)構(gòu))。
有關(guān)聯(lián)邦政府贊助的研究或開發(fā)的參考無(wú)序列表無(wú)發(fā)明背景發(fā)明領(lǐng)域本發(fā)明一般涉及數(shù)字通信技術(shù)，尤其涉及用于控制采樣設(shè)備的采樣頻率的裝置和方法。
背景技術(shù)：
描述離散數(shù)據(jù)傳輸是通過通信信道，從發(fā)射機(jī)到接收機(jī)的消息傳輸。位于發(fā)射機(jī)上的消息發(fā)送者或發(fā)送設(shè)備，通過選擇消息并經(jīng)通信信道發(fā)送代表該消息的對(duì)應(yīng)信號(hào)或波形與消息接收機(jī)通信。接收機(jī)通過觀察信道輸出來(lái)確定發(fā)送的消息。離散數(shù)據(jù)消息的連續(xù)傳輸被認(rèn)為是數(shù)字通信。信道噪聲經(jīng)常干擾傳輸并使發(fā)送的消息劣化，以及導(dǎo)致接收機(jī)端對(duì)于原始消息的內(nèi)容的某種不確定性。接收機(jī)使用被稱為檢波的過程，判定發(fā)送者發(fā)送的消息或消息序列。最佳檢波使得對(duì)于發(fā)送的消息的錯(cuò)誤接收機(jī)判決的概率最小。
消息由轉(zhuǎn)換為通過信道發(fā)送的電信號(hào)的位的數(shù)字序列構(gòu)成。這些位一般在調(diào)制之前被編碼。編碼是把消息從固有形式(一般為位)轉(zhuǎn)換為代表消息的值。調(diào)制是把值轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)用于通過信道傳輸?shù)倪^程。該信道不但確定性地而且用隨機(jī)噪聲使傳送的信號(hào)失真。這些干擾正確接收的情況包括加性高斯白噪聲(AWGN)以及相干噪聲、頻率相關(guān)信道失真、時(shí)間相關(guān)信道失真、和多徑衰落。因?yàn)檫@些影響，發(fā)送的消息在到達(dá)接收機(jī)時(shí)變壞是存在一定可能性的。
一旦接收，接收機(jī)對(duì)進(jìn)入的波形進(jìn)行解調(diào)。一般來(lái)說(shuō)，解調(diào)試圖盡可能精確地恢復(fù)原始發(fā)送的信號(hào)并轉(zhuǎn)換經(jīng)恢復(fù)的信號(hào)以估計(jì)這些值。對(duì)于該處理有許多步驟，包括把射頻(RF)和近基帶中頻(IF)信號(hào)下混頻至基帶表示、信道均衡和譯碼。采取碼元和載波恢復(fù)以便離散時(shí)間采樣處于正確的碼元速率，并且信號(hào)被精確地下移至基帶。接收機(jī)使用檢波器蓋然性地確定值估計(jì)?？紤]可能的發(fā)送值和潛在的信道引起的誤差的、由接收機(jī)用來(lái)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行解調(diào)和檢波的方法是重要的。然后通過把值估計(jì)轉(zhuǎn)換回消息的固有形式，對(duì)值估計(jì)進(jìn)行譯碼。
數(shù)字通信系統(tǒng)通過以每個(gè)碼元間隔一次對(duì)解調(diào)器的輸出進(jìn)行周期性采樣來(lái)接收發(fā)送的信息。這要求接收機(jī)設(shè)計(jì)克服與非理想傳輸信道條件下系統(tǒng)同步有關(guān)的問題，被認(rèn)為是與碼元定時(shí)和載波恢復(fù)有關(guān)。接收機(jī)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行采樣的最佳次數(shù)一般是未知的，這是因?yàn)閺陌l(fā)射機(jī)到接收機(jī)的傳播延遲以及諸如多徑之類的信道條件的影響。發(fā)送信號(hào)中的傳播延遲還導(dǎo)致載波相位偏移。對(duì)那些要求接收機(jī)使用相位相干檢波器的那些傳輸系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，接收機(jī)直接從接收信號(hào)產(chǎn)生對(duì)傳播延遲的估計(jì)并導(dǎo)出對(duì)發(fā)送的碼元定時(shí)的估計(jì)和相位誤差。例外情況是導(dǎo)頻或控制信號(hào)嵌入于發(fā)送信號(hào)中的情況。這種情況下，接收機(jī)使用嵌入的導(dǎo)頻或控制信號(hào)以使接收機(jī)和發(fā)射機(jī)同步。在任一種情況下，接收機(jī)通過執(zhí)行三個(gè)基本功能載波恢復(fù)、定時(shí)恢復(fù)、以及信道均衡來(lái)克服系統(tǒng)同步的障礙。
如上所述，載波恢復(fù)處理包括對(duì)接收的射頻(RF)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)的若干步驟。部分地，對(duì)近基帶信號(hào)進(jìn)行解調(diào)以恢復(fù)承載信息的基帶信號(hào)，并去除任何殘留載波相位偏移。該最后步驟通常被稱為鎖相。
定時(shí)恢復(fù)處理用于恢復(fù)發(fā)射機(jī)時(shí)基以及同步接收機(jī)和發(fā)射機(jī)時(shí)鐘。一旦完成，這種同步允許接收機(jī)以最佳時(shí)間點(diǎn)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行采樣，并減少限幅誤差。
信道均衡處理試圖補(bǔ)償傳輸信道內(nèi)的缺陷，這些缺陷在接收信號(hào)穿越信道時(shí)改變接收信號(hào)的幅度和相位。這些缺陷一般是頻率相關(guān)的、時(shí)間相關(guān)的以及動(dòng)態(tài)的。因此，使用自適應(yīng)均衡器濾波器系統(tǒng)以去除來(lái)自信道的幅度和相位失真是有益的。
存在許多鎖相環(huán)(PLL)技術(shù)。本領(lǐng)域的技術(shù)人員理解的有限的一些示例性的方法是邊環(huán)(Costas loop)、矩形環(huán)、以及更為一般地判決導(dǎo)向(decision-directed)和非判決導(dǎo)向環(huán)。
鎖相機(jī)制一般涉及三個(gè)公共元素。它們是相位誤差檢測(cè)/生成、相位誤差處理、以及本地相位重建。由鑒相器實(shí)現(xiàn)的相位誤差檢測(cè)操作得出接收機(jī)檢測(cè)的發(fā)送信號(hào)相位與接收機(jī)所導(dǎo)出的進(jìn)入信號(hào)的相位估計(jì)之間的相位差測(cè)量。相位誤差測(cè)量是接收的信號(hào)與實(shí)際發(fā)送的信號(hào)的相位之間的差異。
一般由積分器或低通環(huán)路濾波器實(shí)施的相位誤差處理操作通過在一段時(shí)間或一個(gè)時(shí)間窗口上對(duì)相位誤差的大小進(jìn)行平均，來(lái)提取基本的相位差趨勢(shì)。經(jīng)過適當(dāng)設(shè)計(jì)，相位誤差處理操作濾去相位誤差信號(hào)中的隨機(jī)噪聲和其他不需要的分量。為了確保穩(wěn)定性，環(huán)路濾波器吸收鑒相器中固有的增益。鎖相環(huán)內(nèi)可以使用模擬、數(shù)字以及混合的模擬-數(shù)字相位誤差檢測(cè)方法。這些方法使用的組件包括但不限于模2π鑒相器、二進(jìn)制鑒相器、分相濾波器、以及最大似然載波相位估計(jì)器。
本地相位重建操作負(fù)責(zé)本地振蕩器的產(chǎn)生和相位。本地振蕩器用于用具有與近基帶信號(hào)相同頻率和相位的本地產(chǎn)生的振蕩器頻率對(duì)近基帶信號(hào)進(jìn)行解調(diào)。當(dāng)被鎖定時(shí)，所產(chǎn)生的本地振蕩器信號(hào)具有與正被解調(diào)成基帶的信號(hào)相同的頻率和相位。可以使用模擬或數(shù)字裝置實(shí)現(xiàn)本地振蕩器。各種類型的壓控晶體振蕩器和數(shù)控振蕩器(分別為VCXO和NCO)都可被用于再生本地載波。
在模擬電路的情況下，使用壓控振蕩器實(shí)現(xiàn)本地相位重建操作。VCXO使用經(jīng)處理的相位誤差信息，通過強(qiáng)制相位誤差為零來(lái)再生進(jìn)入信號(hào)的本地相位。
實(shí)際上，任何鎖相機(jī)制都有一些有限的延遲，因此該機(jī)制試圖預(yù)測(cè)進(jìn)入的相位，然后以新的相位誤差的形式測(cè)量該預(yù)測(cè)的精確性。鎖相機(jī)制越快地跟蹤相位偏移，該機(jī)制就越容易受隨機(jī)噪聲和其他缺陷的影響。在接收信號(hào)存在于強(qiáng)多徑環(huán)境的情況中更是如此。因此，當(dāng)設(shè)計(jì)同步系統(tǒng)時(shí)，這兩種競(jìng)爭(zhēng)效果間可作出適當(dāng)?shù)恼壑小?br> 定時(shí)恢復(fù)或同步是接收機(jī)將其本地時(shí)基與發(fā)射機(jī)碼元速率進(jìn)行同步的處理。這允許碼元周期精確的采樣時(shí)間瞬間，以便使得正確確定發(fā)送的碼元的值的似然性最大化。如前所述，PLL子系統(tǒng)并不足以恢復(fù)碼元速率。相反，添加單獨(dú)的碼元定時(shí)恢復(fù)功能與PLL相結(jié)合以提供定時(shí)恢復(fù)。不適當(dāng)?shù)拇a元定時(shí)恢復(fù)是符號(hào)間干擾(ISI)的一個(gè)來(lái)源，并且嚴(yán)重劣化了接收機(jī)的性能。
如本領(lǐng)域的技術(shù)人員所理解的那樣，解調(diào)器輸出的正確采樣直接依賴于正確的定時(shí)恢復(fù)。系統(tǒng)使用許多方法來(lái)完成本地時(shí)鐘恢復(fù)。在第一系統(tǒng)中，各種類型的時(shí)鐘信號(hào)被編碼成位流。在第二系統(tǒng)中，不發(fā)送預(yù)先定義的同步碼元且只發(fā)送數(shù)據(jù)，并且從接收的數(shù)據(jù)流得出鎖定的本地時(shí)鐘。應(yīng)該注意到，因?yàn)閹捫实囊?，后一系統(tǒng)似乎更為普遍。
此外，關(guān)于定時(shí)恢復(fù)方法在對(duì)接收機(jī)的判決設(shè)備輸出的使用方面也是可以區(qū)別的。非判決輔助方法不依賴于判決設(shè)備的輸出。這種方法的例子是平方律定時(shí)恢復(fù)方法。同樣，包絡(luò)定時(shí)恢復(fù)是用于正交幅度調(diào)制(QAM)接收機(jī)中的一種等價(jià)的平方律定時(shí)恢復(fù)方法。
判決導(dǎo)向(也稱為判決輔助)定時(shí)恢復(fù)使用判決設(shè)備的輸出。判決導(dǎo)向定時(shí)恢復(fù)方法的一個(gè)例子使線性均衡器(LE)或判決反饋均衡器(DFE)與判決設(shè)備輸出之間的采樣時(shí)間相位上的均方誤差最小。
判決設(shè)備負(fù)責(zé)將碼元值分配給從解調(diào)器獲得的每個(gè)采樣。存在硬判決設(shè)備和軟判決設(shè)備。硬判決設(shè)備的例子是判決限幅器或維特比(Viterbi)譯碼器。在判決導(dǎo)向定時(shí)恢復(fù)方法的情況下，注意確保在判決設(shè)備輸出和輸入采樣函數(shù)之間沒有過度的延遲。過度的延遲劣化了接收機(jī)的總體性能，或者在最壞的情況下，導(dǎo)致鎖相環(huán)變得不穩(wěn)定。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員理解的那樣，碼元定時(shí)估計(jì)的質(zhì)量依賴于總信噪比(SNR)以及是信號(hào)脈沖形狀和信道特性的函數(shù)。
存在很多信道失真和干擾來(lái)源可能導(dǎo)致差的接收機(jī)性能，例如可以通過接收機(jī)設(shè)計(jì)的誤碼率(BER)或總的數(shù)據(jù)傳送速率來(lái)測(cè)量。因素包括噪聲、AWGN、符號(hào)間干擾(ISI)和多徑條件。
接收機(jī)也對(duì)具有顯著多徑特性的信道進(jìn)行補(bǔ)償。取決于信道頻率響應(yīng)和時(shí)變多徑效應(yīng)，有各種對(duì)多徑現(xiàn)象進(jìn)行分類或描述的手段。本領(lǐng)域的技術(shù)人員所熟知的四個(gè)公共的分類是慢變頻率非選擇性衰落、快變頻率非選擇性衰落、慢變頻率選擇性衰落、快變頻率選擇性衰落。
一般來(lái)說(shuō)，多徑是發(fā)送的信號(hào)通過不同的傳輸路徑到達(dá)接收機(jī)的結(jié)果，其中每條路徑對(duì)接收機(jī)有唯一的合成傳播時(shí)間。多徑引起的ISI導(dǎo)致接收機(jī)與信道的非恒定幅度和非線性相位響應(yīng)進(jìn)行抗衡。第二個(gè)效應(yīng)指衰落。衰落是由于與每個(gè)傳播路徑有關(guān)的傳播延遲造成的，導(dǎo)致在接收機(jī)處的相長(zhǎng)干擾和相消干擾。衰落導(dǎo)致SNR的劣化。
該簡(jiǎn)單的描述被進(jìn)一步提煉成本領(lǐng)域的技術(shù)人員所熟悉的四個(gè)分類，由其實(shí)際暗示來(lái)概括。實(shí)際上，表現(xiàn)出慢變的、頻率非選擇性衰落的信道意味著所有的傳播路徑都在一個(gè)碼元周期被接收，并且該信道均等地影響所有的信號(hào)頻率分量。這被認(rèn)為是最容易補(bǔ)償?shù)乃ヂ湫诺垃F(xiàn)象?？熳?、頻率非選擇性衰落產(chǎn)生于信道在碼元周期內(nèi)變化的情況。快衰落很難有效地補(bǔ)償。
當(dāng)信道在頻率域內(nèi)使接收的碼元失真，且并非所有的頻率分量都均等地受到影響時(shí)，可把信道表征為具有慢的、頻率選擇性多徑。結(jié)果，基帶脈沖形狀失真，且符號(hào)間干擾產(chǎn)生。最后，快變、頻率選擇性衰落被認(rèn)為是最壞的信道類型，當(dāng)接收的碼元在許多碼元周期上擴(kuò)展且信道特性也在碼元周期內(nèi)變化時(shí)會(huì)出現(xiàn)這種情況。
如圖1所示，衰落也大致被分為大規(guī)模和小規(guī)模衰落。接收機(jī)的大運(yùn)動(dòng)(如發(fā)生在移動(dòng)應(yīng)用中)導(dǎo)致大規(guī)模衰落，而小規(guī)模衰落是由于接收機(jī)的運(yùn)動(dòng)。大規(guī)模衰落也叫做對(duì)數(shù)正態(tài)(log-normal)衰落，因?yàn)槠浞扔袑?duì)數(shù)正態(tài)概率密度函數(shù)。根據(jù)最好地描述小規(guī)模衰落的概率分布函數(shù)(pdf)，小規(guī)模衰落通常被描述為瑞利(Rayleigh)衰落或萊斯(Ricean)衰落。此外，Nakagami-m分布也被用于表征一些多徑信道條件。
許多現(xiàn)代數(shù)字通信系統(tǒng)使用自適應(yīng)均衡來(lái)補(bǔ)償改變信號(hào)傳輸信道中的條件和擾動(dòng)的影響。均衡被用于去除由傳輸信道失真引起的符號(hào)間干擾，并且可在基帶或通帶信號(hào)上執(zhí)行。均衡通常在載波恢復(fù)和下混頻以生成基帶信號(hào)之前，對(duì)近基帶信號(hào)進(jìn)行。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員所理解的那樣，在判決導(dǎo)向載波恢復(fù)處理中尤其如此，這要求至少部分打開的眼。
圖2中顯示了8-VSB，即殘留邊帶的眼圖。該眼圖是在采樣瞬間接收的RF信號(hào)的幅度的許多軌跡的覆蓋圖。許多信號(hào)軌跡的會(huì)聚構(gòu)成七個(gè)“眼”，它們與接收機(jī)內(nèi)的時(shí)鐘脈沖的出現(xiàn)保持一致。在每個(gè)采樣時(shí)間，解調(diào)的RF幅度假定是八個(gè)可能的級(jí)別之一。如果8-VSB信號(hào)在傳輸期間被破壞，這些“眼”將關(guān)閉并消失，因?yàn)镽F信號(hào)在恰當(dāng)?shù)乃查g不再擁有正確的幅度。
自適應(yīng)均衡器濾波器系統(tǒng)實(shí)際上是具有補(bǔ)償信道失真的可更改的頻率和相位響應(yīng)的自適應(yīng)數(shù)字濾波器。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員理解的那樣，可以采用許多架構(gòu)、方法和算法來(lái)實(shí)現(xiàn)該功能。一個(gè)實(shí)施例中，前饋均衡器(FFE)產(chǎn)生提供給判決反饋均衡器(DFE)的部分均衡的信號(hào)。在該類型的典型系統(tǒng)中，F(xiàn)FE負(fù)責(zé)使由前體符號(hào)間干擾(ISI)(precursor ISI)引起的重影(ghost)最小化或消除，而DFE負(fù)責(zé)使由后體ISI(postcursor ISI)所引起的重影最小化或消除。另一個(gè)系統(tǒng)中，F(xiàn)FE減少或消除由前體和某些前體ISI引起的重影，而DFE減少或消除由后體ISI所引起的重影。
通過對(duì)信道估計(jì)和均衡的應(yīng)用來(lái)減少多徑引起的ISI對(duì)接收機(jī)性能的影響。信道估計(jì)的有效性與ISI的消除有直接關(guān)系。從理論上講，理想的信道估計(jì)將提供對(duì)ISI的完全去除。然而，當(dāng)存在特別惡劣的信道特性時(shí)，獲得理想的信道估計(jì)就有問題的。
在多徑干擾存在時(shí)改善性能的另一種方法是基于分集原則。不同的傳播路徑被組合使用以減輕多徑衰落。這樣做是可能的，因?yàn)閭鞑ヂ窂酵ǔ２幌嚓P(guān)，意味著不可能所有的路徑會(huì)同時(shí)衰落。分集概念把信道衰落機(jī)制建模成信道突發(fā)誤差。因此，提供發(fā)送信息的時(shí)間上的或基于頻率的冗余副本就改善了成功的數(shù)據(jù)傳輸?shù)目赡苄浴?br> 分集技術(shù)包括時(shí)間分集和頻率分集。頻率分集要求在許多載波上傳送相同的信息，其中相繼的載波的間隔等于或超過該信息信道的相干帶寬。時(shí)間分集使用在許多個(gè)(L個(gè))不同的時(shí)隙內(nèi)傳輸?shù)南嗤某休d信息信號(hào)的許多個(gè)(L個(gè))獨(dú)立衰落版本，其中相繼的時(shí)隙的間隔等于或超過該信道的相干時(shí)間。因此，基于傳輸路徑，發(fā)送的信息的L個(gè)副本以基于傳輸路徑的變化的時(shí)間提供給接收機(jī)。
這個(gè)概念的一種實(shí)現(xiàn)是瑞克接收機(jī)(Rake Receiver)。瑞克接收機(jī)利用多徑現(xiàn)象來(lái)改善系統(tǒng)性能。多個(gè)基帶相關(guān)器被用于個(gè)別地處理多個(gè)多徑分量。然后，相關(guān)器的輸出相加以增加總信號(hào)強(qiáng)度。
以上的描述只是可采用的、部分的、非有限的一些示例性技術(shù)，并不意圖以任何方式表示對(duì)本發(fā)明的限制。
盡管在本領(lǐng)域當(dāng)前情況下可以使用很多技術(shù)，然而在存在強(qiáng)多徑環(huán)境時(shí)，接收機(jī)表現(xiàn)出顯著的性能劣化。這在陸地?cái)?shù)字廣播系統(tǒng)的情況下是尤為正確的。特別是，本領(lǐng)域的當(dāng)前情況下，使用均衡器的接收機(jī)一般使用相減法以去除干擾的多徑信號(hào)。這在變化的多徑衰落環(huán)境下有顯著的缺點(diǎn)。特別是，這些接收機(jī)系統(tǒng)試圖識(shí)別并鎖定通過給定的傳輸路徑或信道進(jìn)入的單個(gè)最強(qiáng)的接收信號(hào)。這是在均衡器啟動(dòng)時(shí)通過在FFE的中心點(diǎn)建立單位大小的抽頭來(lái)實(shí)現(xiàn)的。一旦接收，就從接收進(jìn)的總信號(hào)中減除與其他傳輸路徑相對(duì)應(yīng)的信號(hào)。這就有效地從接收處理中去除了所有的分集(如果該系統(tǒng)中使用分集)。同樣，當(dāng)最初的多徑信號(hào)的強(qiáng)度衰落或出現(xiàn)新的更強(qiáng)的信號(hào)時(shí)，接收機(jī)可能失鎖。這就在接收機(jī)引入顯著的載波相位偏移。因此，變化的多徑條件通常需要接收機(jī)重新獲得載波鎖定，這就導(dǎo)致對(duì)接收機(jī)處的用戶來(lái)說(shuō)，可能會(huì)有顯著的信息流的破壞。
發(fā)明概述根據(jù)本發(fā)明的一方面，一種用于控制采樣設(shè)備的采樣頻率的方法，其中采樣設(shè)備響應(yīng)于對(duì)一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號(hào)的接收而生成采樣，所述方法包括如下步驟從所述采樣估計(jì)信道的信道脈沖響應(yīng)，計(jì)算信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性，以及根據(jù)所述特性確定采樣頻率。
根據(jù)本發(fā)明的另一方面，一種用于控制采樣設(shè)備的采樣頻率的裝置，其中采樣設(shè)備響應(yīng)于對(duì)一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號(hào)的接收而生成采樣，所述裝置包括用于從所述采樣估計(jì)信道的信道脈沖響應(yīng)的裝置，用于計(jì)算信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性的裝置，以及用于根據(jù)所述特性確定采樣頻率的裝置。
根據(jù)本發(fā)明的又一個(gè)方面，一種用于控制采樣設(shè)備的采樣頻率的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其中采樣設(shè)備響應(yīng)于對(duì)一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號(hào)的接收而生成采樣，所述介質(zhì)包括用于實(shí)現(xiàn)多個(gè)例程的程序。第一例程從所述采樣估計(jì)信道的信道脈沖響應(yīng)，第二例程計(jì)算信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性，第三例程根據(jù)所述特性確定采樣頻率。
通過考慮以下的詳細(xì)描述，本發(fā)明的其他方面和優(yōu)點(diǎn)會(huì)變得顯而易見。


圖1是顯示小規(guī)模和大規(guī)模衰落隨時(shí)間的關(guān)系的圖表；圖2是顯示8-VSB調(diào)制的開放眼圖的圖表；圖3是根據(jù)本發(fā)明的高級(jí)數(shù)字接收機(jī)的示意性框圖。
圖4是顯示數(shù)據(jù)段和幀同步結(jié)構(gòu)的ATSC基帶成幀編碼段格式的示意圖；圖5是圖3中的高級(jí)數(shù)字接收機(jī)中使用的均衡器的一個(gè)實(shí)施例的示意圖；圖6是基于信道延遲估計(jì)單元(CDEU)的段同步的一個(gè)實(shí)施例的框圖；圖7是顯示出相對(duì)于傳輸信道中檢測(cè)出的重影的虛中心的相對(duì)位置的示意圖；圖8是顯示傳輸信道中檢測(cè)出的重影的相對(duì)位置的示意圖；
圖9是ATSC段同步相關(guān)器的一個(gè)實(shí)施例的框圖；圖10是“漏”積分器的一個(gè)實(shí)施例的框圖；圖11是質(zhì)心估計(jì)器的一個(gè)實(shí)施例的框圖；圖12是說(shuō)明CDEU的操作的流程圖；圖13是基于CDEU的段同步的另一實(shí)施例的框圖；圖14是基于CDEU的幀同步的實(shí)施例的框圖；圖15顯示相對(duì)于窗函數(shù)的傳輸信道中的重影信號(hào)的位置；圖16是說(shuō)明CDEU的又一實(shí)施例的操作的流程圖；圖17顯示相對(duì)于窗函數(shù)的傳輸信道中的重影信號(hào)的位置；圖18是基于CDEU的幀同步的另一實(shí)施例的框圖；圖19A-19D顯示虛信道的虛中心、FFE輸出(ZOUT)以及FFE和DFE抽頭和系數(shù)之間的關(guān)系；圖20A和20B顯示虛信道的虛中心、FFE輸出(ZOUT)以及FFE和DFE抽頭之間的關(guān)系；圖21是說(shuō)明圖3的系統(tǒng)20用于產(chǎn)生重疊的均衡器結(jié)構(gòu)或無(wú)固定中心抽頭的均衡器的操作的流程圖；圖22是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實(shí)施例的框圖；圖23是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實(shí)施例的框圖；圖24是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實(shí)施例的框圖；圖25是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實(shí)施例的框圖；圖26是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實(shí)施例的框圖；圖27是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實(shí)施例的框圖；圖28是具有相位跟蹤器的重疊的均衡器的實(shí)施例的框圖；圖29是使用重疊的均衡器的同步和解調(diào)反饋系統(tǒng)的實(shí)施例的框圖；圖30是說(shuō)明圖29的系統(tǒng)900的另一個(gè)實(shí)施例的操作的流程圖，用于控制重疊的均衡器優(yōu)化過程的操作以及同步并解調(diào)控制反饋環(huán)；圖31是使用重疊的均衡器的同步和解調(diào)反饋系統(tǒng)的又一實(shí)施例的框圖；圖32是在組合的解調(diào)和同步反饋環(huán)內(nèi)的重疊的均衡器的實(shí)施例的框圖；圖33是在組合的解調(diào)和同步反饋環(huán)內(nèi)的重疊的均衡器的實(shí)施例的框圖；
圖34是在組合的解調(diào)和同步反饋環(huán)內(nèi)的重疊的均衡器的實(shí)施例的框圖；圖35是在組合的解調(diào)和同步反饋環(huán)內(nèi)的重疊的均衡器的實(shí)施例的框圖；圖36A和36B分別顯示定時(shí)偏移后置濾波器和載波偏移后置濾波器的品質(zhì)特性；圖37是用于控制數(shù)字接收機(jī)系統(tǒng)中的VCXO的字段/幀同步相關(guān)定向控制系統(tǒng)的實(shí)施例的框圖；圖38A-38C顯示對(duì)信道中的重影信號(hào)的位置的相關(guān)加權(quán)函數(shù)的關(guān)系；圖39是相關(guān)定向同步反饋系統(tǒng)的實(shí)施例的框圖；圖40是描述相關(guān)定向同步反饋環(huán)系統(tǒng)的實(shí)施例的操作的流程圖；圖41是基于相關(guān)定向控制信號(hào)產(chǎn)生段同步的系統(tǒng)的實(shí)施例的框圖；圖42是描述用于基于相關(guān)定向控制信號(hào)產(chǎn)生段同步的系統(tǒng)的實(shí)施例的操作的流程圖；圖43是基于相關(guān)定向載波反饋環(huán)的段同步的實(shí)施例的框圖；圖44是信道延遲定向同步反饋環(huán)的實(shí)施例的框圖。
較佳實(shí)施例的詳述為了促進(jìn)對(duì)本發(fā)明的原理的理解，現(xiàn)在將參考附圖中說(shuō)明的實(shí)施例，并且將用明確的語(yǔ)言來(lái)描述。盡管如此，仍應(yīng)該理解這并不意圖限制本發(fā)明的范圍。所描述的實(shí)施例的任何改變和進(jìn)一步的修改，以及這里描述的本發(fā)明的原理的任何進(jìn)一步的應(yīng)用，對(duì)于本發(fā)明所涉及的領(lǐng)域的技術(shù)人員來(lái)說(shuō)都是可正常想到的。
圖3中說(shuō)明的本系統(tǒng)的一個(gè)方面是在惡劣的多徑環(huán)境中接收調(diào)制信號(hào)時(shí)，具有顯著改善的穩(wěn)定性和性能的數(shù)字接收機(jī)系統(tǒng)。這種新的數(shù)字接收機(jī)中包含的技術(shù)、設(shè)備以及系統(tǒng)可適合于各種調(diào)制格式，包括但不限于QAM、偏移QAM以及VSB。作為例示，所感興趣的一個(gè)非限定的示例性的傳輸標(biāo)準(zhǔn)是為美國(guó)的HDTV廣播而采用的ATSC標(biāo)準(zhǔn)。ATSC傳輸標(biāo)準(zhǔn)使用具有抑制載波頻率的導(dǎo)頻信號(hào)的抑制載波8-VSB信號(hào)，用于實(shí)現(xiàn)VSB接收機(jī)內(nèi)的載波鎖定。如圖4所示，ATSC數(shù)據(jù)傳輸格式包含每幀兩個(gè)字段。每個(gè)字段有313個(gè)由832個(gè)多級(jí)碼元組成的段。每個(gè)段有四個(gè)碼元段同步字符，其后跟隨828個(gè)碼元的有效載荷。每個(gè)字段的第一段包含字段同步段，而剩下的段用于傳輸數(shù)據(jù)分組。字段同步由預(yù)先確定的511碼元偽隨機(jī)數(shù)(PN)序列和三個(gè)預(yù)先確定的63碼元長(zhǎng)的(PN)序列來(lái)表征。中間的63碼元長(zhǎng)的(PN)序列在每個(gè)相繼的字段內(nèi)被反轉(zhuǎn)。VSB模式控制信號(hào)(在VSB構(gòu)象(constellation)大小內(nèi)定義)緊跟著最后的63PN序列，之后是92個(gè)保留的碼元和從前一字段復(fù)制的12個(gè)碼元。本領(lǐng)域的技術(shù)人員將理解，無(wú)需過度的實(shí)驗(yàn)，本發(fā)明可適合于其他傳輸標(biāo)準(zhǔn)。
本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例是圖3所示的系統(tǒng)20。系統(tǒng)20接收并處理ATSC廣播信號(hào)，且包括模擬前端接收機(jī)30、同步40、數(shù)字解調(diào)器42、奈奎斯特(Nyquist)根濾波器(NRF)44、均衡器46、前向糾錯(cuò)(FEC)48、非相干控制(NCC)50、判決導(dǎo)向控制(DDC)52和控制系統(tǒng)54。系統(tǒng)20的進(jìn)一步的實(shí)施例在系統(tǒng)20內(nèi)的各個(gè)點(diǎn)還檢測(cè)段同步、字段/幀同步的存在，以及信噪比(SNR)。作為例示，系統(tǒng)20的一些實(shí)施例確定接收的數(shù)據(jù)的SNR。其他的實(shí)施例基于接收的同步信號(hào)確定接收信號(hào)的SNR。某些其他的實(shí)施例基于數(shù)據(jù)差錯(cuò)率來(lái)量化均衡器的性能。類似地，系統(tǒng)20的其他元件也使用數(shù)據(jù)差錯(cuò)率來(lái)量化其性能。如在美國(guó)專利第6829297中所描述的那樣，還有一些其他實(shí)施例還使用均衡器內(nèi)的網(wǎng)格譯碼器所導(dǎo)出的性能度量(metrics)。
系統(tǒng)20的一些實(shí)施例還在均衡器46的其中一個(gè)輸出中檢測(cè)幀同步或字段同步信號(hào)。系統(tǒng)20的其他實(shí)施例確定同步40或數(shù)字解調(diào)器42是否被鎖定在接收信號(hào)。
控制系統(tǒng)54(未顯示)連接到系統(tǒng)20的各個(gè)元件，并且一般控制系統(tǒng)20的功能。作為例示，在一些實(shí)施例中，控制系統(tǒng)54監(jiān)視系統(tǒng)啟動(dòng)、操作模式選擇、以及均衡器系數(shù)的自適應(yīng)。如后面所述，控制系統(tǒng)54接收信道延遲估計(jì)84(CDE)、均衡器輸出88和自適應(yīng)碼元判決94?？刂葡到y(tǒng)54還接收信號(hào)段同步96、字段/幀同步98、SNR100、VCXO鎖定102、以及NCO鎖定104。段同步96是指示在均衡器46想要的輸出處或系統(tǒng)20的其他元件處檢測(cè)到有效的段同步的信號(hào)。字段/幀同步98是指示在均衡器46想要的輸出處或系統(tǒng)20的其他元件處檢測(cè)到有效的字段/幀同步的信號(hào)。類似地，SNR 100是在均衡器46想要的輸出處接收信號(hào)的估計(jì)的SNR。VCXO鎖定102是指示同步40已被鎖定到進(jìn)入信號(hào)的時(shí)基的信號(hào)。最后，NCO鎖定104是指示數(shù)字解調(diào)器42被鎖定到進(jìn)入的載波的信號(hào)。
模擬前端接收機(jī)30的輸入連接到天線或接收廣播信號(hào)的其他信號(hào)源。模擬前端接收機(jī)30調(diào)諧到想要的RF廣播信號(hào)、提供自動(dòng)增益控制(AGC)和信號(hào)放大、并把接收的信號(hào)轉(zhuǎn)換為要用于解調(diào)處理的中頻(IF)。模擬前端接收機(jī)30可包括RF調(diào)諧電路、IF電路、以及在存在噪聲時(shí)優(yōu)化接收信號(hào)的自動(dòng)增益控制電路。模擬前端接收機(jī)30還把接收的信號(hào)下變頻為近基帶信號(hào)。作為例示，接收的ATSC標(biāo)準(zhǔn)中所采用的近基帶載波抑制8-VSB信號(hào)的IF通帶信號(hào)大致以5.38MHz為中心。
根據(jù)本發(fā)明，同步40是整個(gè)定時(shí)恢復(fù)功能的一部分，該功能負(fù)責(zé)對(duì)進(jìn)入的信號(hào)進(jìn)行采樣，并把系統(tǒng)20與進(jìn)入信號(hào)的時(shí)基同步。同步40從模擬前端接收機(jī)30接收模擬近基帶信號(hào)60，并產(chǎn)生數(shù)字化的近基帶信號(hào)62。同步40還從判決導(dǎo)向控制52接收判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66，以及從非相干控制54接收非相干同步反饋信號(hào)64。
在本發(fā)明的一些實(shí)施例中，同步40包括A/D轉(zhuǎn)換器(未顯示)，它基于受控反饋VCXO產(chǎn)生的采樣時(shí)鐘對(duì)進(jìn)入的模擬近基帶信號(hào)60進(jìn)行采樣以產(chǎn)生數(shù)字的近基帶信號(hào)60?？刂葡到y(tǒng)54控制同步40以選擇判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)或非相干同步反饋信號(hào)64，來(lái)控制A/D采樣時(shí)鐘的相位和頻率。在其他實(shí)施例中，同步40還接收相關(guān)導(dǎo)向控制反饋信號(hào)(未顯示)。選擇的反饋信號(hào)被濾波以產(chǎn)生控制VCXO輸出頻率和相位的控制信號(hào)。
作為例示，在某些實(shí)施例中，控制系統(tǒng)54最初將同步40配置成使用非相干同步反饋信號(hào)64來(lái)控制VCXO操作。同步40基于受控反饋VCXO采樣時(shí)鐘對(duì)模擬的近基帶信號(hào)60進(jìn)行采樣。系統(tǒng)20至少部分收斂后，控制系統(tǒng)54有選擇地將同步40配置成以使用判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66來(lái)控制VCXO操作。作為例示，適合于ATSC系統(tǒng)的同步40的一些實(shí)施例包括以大約21.52MHz速率驅(qū)動(dòng)A/D采樣的VCXO，該速率是ATSC系統(tǒng)中接收信號(hào)的碼元速率的兩倍。VCXO已經(jīng)鎖定在接收信號(hào)的時(shí)基后，控制系統(tǒng)54從VCXO鎖定102中接收正的指示。將理解到，本領(lǐng)域的技術(shù)人員可使用許多技術(shù)來(lái)確定VCXO是否被鎖定在進(jìn)入的信號(hào)。
在其他實(shí)施例中，同步40對(duì)固定采樣速率A/D的輸出進(jìn)行重新采樣。作為例示，A/D以固定速率對(duì)進(jìn)入的信號(hào)采樣。采樣速率轉(zhuǎn)換器對(duì)數(shù)字化的近基帶信號(hào)重新采樣，以導(dǎo)出與進(jìn)入的碼元速率同步的想要的輸出采樣速率。與以上討論的類似，控制系統(tǒng)54基于系統(tǒng)20的操作狀態(tài)，使用非相干同步反饋信號(hào)64或判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66選擇性地控制重新采樣處理。
數(shù)字解調(diào)器42是系統(tǒng)20的整個(gè)載波跟蹤和恢復(fù)功能的一部分，并把同步40的近基帶輸出解調(diào)至基帶。如圖3所示，數(shù)字解調(diào)器42從同步40接收數(shù)字化的近基帶信號(hào)62、從判決導(dǎo)向控制52接收判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號(hào)、以及從非相干控制50接收非相干載波跟蹤反饋信號(hào)72。盡管并未顯示，但是數(shù)字解調(diào)器42的其他實(shí)施例還接收相關(guān)導(dǎo)向控制反饋信號(hào)。根據(jù)一個(gè)實(shí)施例，數(shù)字解調(diào)器42數(shù)字化地把近基帶信號(hào)62下調(diào)制成有同相分量信號(hào)68和正交分量信號(hào)70的二次過采樣復(fù)合基帶輸出。在后面會(huì)討論的濾波步驟之前，同相分量信號(hào)68和正交分量信號(hào)70有負(fù)的和正的頻率分量。數(shù)字解調(diào)器42的輸出由奈奎斯特根濾波器44進(jìn)行低通過濾，以去除帶外信號(hào)。
如后面將闡釋的那樣，控制系統(tǒng)54選擇性地控制支配數(shù)字解調(diào)器42的操作的反饋信號(hào)。在最初的系統(tǒng)啟動(dòng)期間，數(shù)字解調(diào)器42的操作由來(lái)自NCC 50的非相干載波跟蹤反饋信號(hào)控制。NCC 50跟蹤接收的載波頻率并控制由數(shù)字解調(diào)器的NCO部分產(chǎn)生的下混頻頻率。系統(tǒng)20至少部分收斂后，控制系統(tǒng)54配置數(shù)字解調(diào)器42以使用判決導(dǎo)向控制反饋環(huán)信號(hào)來(lái)提供改善的載波跟蹤，并控制下轉(zhuǎn)換過程。在數(shù)字解調(diào)操作的某些想要的點(diǎn)上，NCO鎖定104指示控制系統(tǒng)54NCO被鎖定在接收信號(hào)的載波。
在本發(fā)明的一些實(shí)施例中，僅同相分量信號(hào)68由均衡器46使用來(lái)降低系統(tǒng)的復(fù)雜性。可選地，本發(fā)明的其他實(shí)施例結(jié)合系統(tǒng)20的均衡器46內(nèi)結(jié)合的微小間隔的FFE來(lái)使用過采樣的基帶信號(hào)。
解調(diào)器42提供同相分量信號(hào)68和正交分量信號(hào)70作為NRF 44和NCC 50的輸入。NRF 44從已解調(diào)的信號(hào)中過濾出高頻分量，以產(chǎn)生經(jīng)濾波的同相基帶信號(hào)(IF)76和經(jīng)濾波的正交基帶信號(hào)(QF)，作為均衡器46的輸出。在一些實(shí)施例中，NRF 44是有5.38MHz雙邊帶帶寬和11％的頻率響應(yīng)下降的低通濾波器。
如在結(jié)合于此的發(fā)明人的共同待決的申請(qǐng)美國(guó)申請(qǐng)序列號(hào)第10/408,053，名稱為“Carrier Recovery for DTV Receivers”以及美國(guó)申請(qǐng)序列號(hào)第10/407,634，名稱為“System and Method for Symbol Clock Recovery”中所描述的那樣，NCC 50使用關(guān)于上奈奎斯特斜率(upper Nyquist slope)和下奈奎斯特斜率(lower Nyquist slope)的導(dǎo)頻信號(hào)和冗余信息，以導(dǎo)出非相干載波跟蹤反饋信號(hào)和非相干碼元定時(shí)同步信號(hào)。如較早所提及的那樣，NCC 50提供非相干載波跟蹤反饋信號(hào)72作為數(shù)字解調(diào)器42的輸入，以及提供非相干同步反饋信號(hào)64作為同步40的輸入。
如圖3所示，均衡器46從NRF 44接收基帶分量信號(hào)IF76和QF78。在一些實(shí)施例中，均衡器46使用IF76和QF78。在其他實(shí)施例中，均衡器46只使用IF76，也稱為解調(diào)信號(hào)的有功分量。
均衡器46的一些實(shí)施例使用前饋技術(shù)建立并更新系數(shù)，而其他的實(shí)施例使用反饋技術(shù)，如LMS擬合。某些實(shí)施例估計(jì)信道延遲作為該過程的一部分。均衡器46向控制系統(tǒng)54提供CDE 84。然后，控制系統(tǒng)54通過LMS算法控制均衡器系數(shù)自適應(yīng)過程，以導(dǎo)出通過方便地組合多個(gè)接收的重影信號(hào)來(lái)創(chuàng)建穩(wěn)定的接收信號(hào)的虛信道。
在其他實(shí)施例中，均衡器46包括結(jié)合在均衡器結(jié)構(gòu)中的網(wǎng)格譯碼器。在一些實(shí)施例中，網(wǎng)格譯碼器的輸出被用于更新均衡器DFE中的數(shù)據(jù)采樣或指示在進(jìn)行的基礎(chǔ)上的均衡器系數(shù)自適應(yīng)過程。在其他實(shí)施例中，中間的網(wǎng)格譯碼器級(jí)輸出被用于控制均衡器。又一些其他實(shí)施例，如美國(guó)專利申請(qǐng)第10/407,610，名稱為“Transposed Structure for Decision Feedback EqualizerCombined with Trellis Decoder”中所示，包括組合的DFE-網(wǎng)格譯碼器結(jié)構(gòu)。還有一些實(shí)施例，如美國(guó)專利申請(qǐng)第09/884,256中所示，來(lái)自網(wǎng)格譯碼器的中間階段的輸出通過映射耦合到DFE的某些階段的輸入。
如這里所述，均衡器46包括用于估計(jì)傳輸信道的信道延遲的技術(shù)，承載信息的信號(hào)是通過該傳輸信道發(fā)送的。均衡器46向控制系統(tǒng)54提供CDE 84，后者結(jié)合其他均衡器自適應(yīng)技術(shù)使用來(lái)推導(dǎo)出均衡器46的抽頭系數(shù)。控制系統(tǒng)54使用CDE 84相對(duì)于信道來(lái)調(diào)準(zhǔn)均衡器。從對(duì)信道脈沖響應(yīng)(CIR)的估計(jì)中導(dǎo)出CDE 84。一些實(shí)施例通過使同步信號(hào)到達(dá)相關(guān)來(lái)估計(jì)CIR。某些實(shí)施例使用字段/幀同步信號(hào)。其他實(shí)施例使用段同步信號(hào)。還有一些其他實(shí)施例使用段同步和幀同步兩者，以訓(xùn)練均衡器46的系數(shù)。此外，其他實(shí)施例通過使接收信號(hào)內(nèi)的其他信號(hào)相關(guān)來(lái)估計(jì)CIR。
均衡器46的一些實(shí)施例沒有中心抽頭或基準(zhǔn)抽頭。當(dāng)多徑重影顯著減弱主接收信號(hào)時(shí)，這有利地使均衡器能保持穩(wěn)定。其他實(shí)施例包括帶有虛中心輸出的重疊均衡器。在重疊均衡器中，均衡器46的FFE和DFE部分中包含的一些采樣是時(shí)間相關(guān)的。重疊均衡器結(jié)構(gòu)允許虛中心被關(guān)鍵性地放置在均衡器內(nèi)，以使噪聲的影響最小并改善總的性能。此外，均衡器46的一些實(shí)施例還包括判決導(dǎo)向相位跟蹤器，以去除數(shù)字解調(diào)器42未消除的任何殘留相位噪聲。這些實(shí)施例的某一些還包括用于將判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號(hào)74的操作鏈接到判決導(dǎo)向相位跟蹤器的操作的技術(shù)。
如圖3所示，在系統(tǒng)20的一些實(shí)施例中，均衡器46向判決導(dǎo)向控制52提供同步碼元判決86和相應(yīng)的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88。如這里所述，經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88是提供給均衡器的判決設(shè)備(未顯示)的數(shù)據(jù)信號(hào)。同步碼元判決86是由均衡器內(nèi)的判決設(shè)備產(chǎn)生的值。一些實(shí)施例中，同步碼元判決86是判決限幅器的輸出。在其他實(shí)施例中，同步碼元判決86是來(lái)自網(wǎng)格譯碼器的所選擇的級(jí)的輸出。在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，均衡器46向判決導(dǎo)向控制52提供對(duì)應(yīng)于同步碼元判決86的中間經(jīng)均衡的信號(hào)90。如后所述，在一些實(shí)施例中，中間經(jīng)均衡的信號(hào)90來(lái)自FFE的輸出。在其他實(shí)施例中，中間經(jīng)均衡的信號(hào)90是經(jīng)相位校正的FFE輸出。
一些實(shí)施例中，自適應(yīng)碼元判決94是已知的訓(xùn)練信號(hào)，如產(chǎn)生的同步信號(hào)。在其他實(shí)施例中，自適應(yīng)碼元判決94是均衡器46的判決限幅器的輸出。在某些實(shí)施例中，自適應(yīng)碼元判決94是均衡器46的網(wǎng)格譯碼器或網(wǎng)格譯碼器的中間級(jí)或其他級(jí)的輸出。又一些實(shí)施例中，自適應(yīng)碼元判決94依賴于系統(tǒng)20或均衡器46的操作狀態(tài)。
判決導(dǎo)向控制52產(chǎn)生判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號(hào)74和判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66。判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號(hào)74是對(duì)某一接收碼元的判決加權(quán)的載波跟蹤誤差估計(jì)。類似地，判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66表示對(duì)接收碼元的判決加權(quán)的定時(shí)誤差估計(jì)。
FEC 48的輸入接收均衡器46的FEC碼元判決80。FEC執(zhí)行若干后信號(hào)處理步驟，以校正接收數(shù)據(jù)內(nèi)包含的誤差。作為例示，F(xiàn)EC 48執(zhí)行幀同步、數(shù)據(jù)去交織、以及Reed-Solomon前向糾錯(cuò)。
均衡器46的一個(gè)實(shí)施例，如圖5中例示的均衡器200，它接收經(jīng)濾波的同相基帶信號(hào)(IF)76和經(jīng)濾波的正交基帶信號(hào)(QF)作為輸入，并提供FEC碼元判決80、同步碼元判決86、經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88、中間經(jīng)均衡的信號(hào)90、以及自適應(yīng)碼元判決94作為輸出。如這里所述，均衡器200的一些實(shí)施例不處理QF。
均衡器200還包括前饋均衡器(FFE)210、加法器212、判決設(shè)備214、DFE 216和控制系統(tǒng)54。如圖5所示，均衡器200的一些實(shí)施例中，F(xiàn)FE 210接收經(jīng)濾波的同相基帶信號(hào)76作為輸入。盡管為了簡(jiǎn)化起見，圖5并未顯示，但FFE 210的一些實(shí)施例也接收QF。FFE 210的輸出向加法器212的第一輸入提供中間經(jīng)均衡的信號(hào)90。DFE 216的輸出提供加法器212的第二輸入。加法器212的輸出是經(jīng)均衡的信號(hào)88，它作為判決設(shè)備214的輸入。盡管未顯示，控制系統(tǒng)54連接到均衡器200的各種元件，控制均衡器200的操作，并調(diào)整FFE 210和FFE 216的系數(shù)。FFE是本領(lǐng)域已知的一類濾波器，它包括前饋濾波器(FFF)和有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器，并且對(duì)本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，很明顯可以使用FFF或FIR濾波器作為這里使用的FFE的適當(dāng)替代。
如圖5所述，判決設(shè)備214提供各種輸出，包括FEC碼元判決80、同步碼元判決86、均衡器反饋碼元輸出92、以及自適應(yīng)碼元判決94。均衡器反饋碼元輸出92是提供給DFE 216的判決設(shè)備輸出。FEC碼元判決80是均衡器200提供給FEC 48的最后輸出，而同步碼元判決86提供給判決導(dǎo)向控制52(見圖3)。在一些實(shí)施例中，同步碼元判決86是判決限幅器電路的輸出。在其他實(shí)施例中，從網(wǎng)格或維特比譯碼器的輸出或所選擇的級(jí)獲得同步碼元判決86。在又一些其他實(shí)施例中，依據(jù)均衡器200的操作狀態(tài)，選擇性地從判決限幅器電路或網(wǎng)格譯碼器的輸出或級(jí)中獲得同步碼元判決86。在這里描述的實(shí)施例中，同步碼元判決86可分別向載波跟蹤和同步反饋環(huán)提供不同的輸出。
在一些實(shí)施例中，從判決限幅器電路獲得均衡器反饋碼元輸出92。在其他實(shí)施例中，從網(wǎng)格或維特比譯碼器的輸出或所選擇的級(jí)獲得均衡器反饋碼元輸出92。在又一些其他實(shí)施例中，當(dāng)DFE內(nèi)的值被校正時(shí)，均衡器反饋碼元輸出92對(duì)其進(jìn)行更新?；蛘?，依據(jù)系統(tǒng)操作狀態(tài)，控制系統(tǒng)54選擇性地為均衡器反饋碼元輸出92選取數(shù)據(jù)源。
控制系統(tǒng)54使用自適應(yīng)碼元判決94來(lái)調(diào)整均衡器200的系數(shù)。類似于同步碼元判決86，在一些實(shí)施例中，自適應(yīng)碼元判決94是判決限幅器電路的輸出。在其他實(shí)施例中，從網(wǎng)格譯碼器的輸出或所選擇的級(jí)中獲得自適應(yīng)碼元判決94。在又一些其他實(shí)施例中，自適應(yīng)碼元判決94是訓(xùn)練碼元。在還有一些其他實(shí)施例中，根據(jù)均衡器200的操作狀態(tài)，選擇性地從判決設(shè)備判決限幅器電路、中間網(wǎng)格譯碼器級(jí)、或者網(wǎng)格譯碼器輸出中獲得自適應(yīng)碼元判決94。
在某些實(shí)施例中，F(xiàn)EC碼元判決80、同步碼元判決86、均衡器反饋碼元輸出92、以及自適應(yīng)碼元判決94是來(lái)自判決設(shè)備214的判決限幅器輸出的相同信號(hào)。在某些其他的實(shí)施例中，F(xiàn)EC碼元判決80、同步碼元判決86、均衡器反饋碼元輸出92、以及自適應(yīng)碼元判決94的功能不同，并且如上所述，是從判決設(shè)備216的不同級(jí)中獲得的。
作為非限定的例子，在本發(fā)明的一些實(shí)施例中，判決設(shè)備214是網(wǎng)格譯碼器，并且選擇性地控制各個(gè)輸出的源。作為例示，可以選擇性地從網(wǎng)格譯碼器中的想要的部分中獲得同步碼元判決86。在第一實(shí)例中，控制系統(tǒng)54選擇性地將同步碼元判決86控制為判決設(shè)備216的判決限幅器輸出。在第二實(shí)例中，控制系統(tǒng)54選擇性地將同步碼元判決86控制為來(lái)自判決設(shè)備216的網(wǎng)格譯碼器的部分或全部糾錯(cuò)的碼元。
如圖5所示，DFE 216接收均衡器反饋碼元輸出92作為輸入。在某些實(shí)施例中，例如，當(dāng)判決設(shè)備214包括網(wǎng)格譯碼器時(shí)，選擇性地控制反饋碼元輸出92。作為例示，在本發(fā)明的某些實(shí)施例中，均衡器反饋碼元輸出92可以是網(wǎng)格譯碼器的判決限幅器部分的輸出。當(dāng)均衡器系數(shù)被調(diào)整成去除一部分傳輸信道失真時(shí)，控制系統(tǒng)54可以選擇性地從網(wǎng)格譯碼器的經(jīng)校正的碼元中更新DFE216的值。在某些其他的實(shí)施例中，如發(fā)明人共同待決的美國(guó)申請(qǐng)第10/407,610號(hào)，名稱為“Transposed Structure for a Decision Feedback EqualizerCombined with Trellis Decoder”中所述，判決設(shè)備214從網(wǎng)格譯碼器的跟蹤存儲(chǔ)內(nèi)容之一向DFE 216提供經(jīng)糾錯(cuò)的碼元輸出。在又一些其他實(shí)施例中，如發(fā)明人共同待決的美國(guó)申請(qǐng)第09/884,256號(hào)，名稱為“Combined TrellisDecoder and Decision Feedback Equalizer”中所述，網(wǎng)格譯碼器的各級(jí)的輸出被用于導(dǎo)出對(duì)DFE的各級(jí)的至少一部分的輸入。
在圖5所示的系統(tǒng)中，控制系統(tǒng)54連接到FFE 210、判決設(shè)備214、DFE 216和CDEU 230(盡管為了簡(jiǎn)化起見，并未顯示所有的連接)。此外，控制系統(tǒng)54接收CDE 84、經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88、自適應(yīng)碼元判決94、來(lái)自段同步檢測(cè)器(未顯示)的段同步信號(hào)96，來(lái)自字段/幀同步檢測(cè)器218的字段/幀同步信號(hào)98，以及SNR信號(hào)100。
控制系統(tǒng)54尤其初始化并控制均衡器200、時(shí)鐘產(chǎn)生、以及系統(tǒng)20的初始化和操作的各級(jí)和各個(gè)部分。如此后所述，控制系統(tǒng)54還導(dǎo)出或調(diào)整均衡器200的濾波器系數(shù)，以消除前重影和后重影信號(hào)的影響。
均衡器200還包括CDEU 230，它包括用于估計(jì)傳輸信道的CIR的技術(shù)，CIR隨后被用于估計(jì)該傳輸信道的信道延遲。在一些實(shí)施例中，CDEU 230接收經(jīng)過濾的同相基帶信號(hào)IF76和經(jīng)過濾的正交基帶信號(hào)QF78作為輸入，并提供從CIR的估計(jì)中導(dǎo)出的CDE 84作為對(duì)控制系統(tǒng)54的輸出。在某些其他實(shí)施例中，CDEU230不使用經(jīng)過濾的正交基帶信號(hào)78。在又一些其他實(shí)施例中，F(xiàn)FE 210接收IF和QF。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員能理解的那樣，對(duì)IF操作的均衡器200的表示是為了解釋的簡(jiǎn)化的目的，而非限制。
如此后所述，CDEU 230向控制系統(tǒng)54提供表示在FFE 210的輸入端的合成延遲的CDE 84。如下面所述，該合成延遲反應(yīng)了與信道中存在的重影信號(hào)相關(guān)的延遲?；贑DE 84，控制系統(tǒng)54使用這里描述的任一技術(shù)確定均衡器200的輸出端的段同步和幀同步信號(hào)的時(shí)間位置?；诮?jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88和自適應(yīng)碼元判決94之間的差異，控制系統(tǒng)54調(diào)整FFE 210和DFE 216的系數(shù)。一些實(shí)施例包括向控制系統(tǒng)54提供(由字段/幀同步檢測(cè)器218)檢測(cè)到字段/幀同步信號(hào)98的指示的可選的段同步信號(hào)96和字段/幀同步信號(hào)98。最后，SNR信號(hào)100向控制系統(tǒng)54提供在均衡器46的輸出端的經(jīng)均衡的信號(hào)的相對(duì)信噪比和/或數(shù)據(jù)差錯(cuò)率的指示。
圖6顯示了CDEU 230的一個(gè)實(shí)施例，即CDEU 230A，它通過檢測(cè)一個(gè)段周期內(nèi)在FFE 210的輸入端接收到的各種重影信號(hào)的段同步序列的相關(guān)強(qiáng)度和相對(duì)延遲，來(lái)估計(jì)信道的信道延遲。如下面更詳細(xì)描述的那樣，CDEU 230A將一個(gè)段周期內(nèi)給定碼元時(shí)間的接收信號(hào)與已知的段同步序列相關(guān)。這種相關(guān)強(qiáng)度表示傳輸信道的CIR的估計(jì)。然后，在段周期序列上對(duì)每個(gè)碼元時(shí)間對(duì)相關(guān)強(qiáng)度進(jìn)行時(shí)間濾波。如將要結(jié)合圖7所述的那樣，然后，CDEU 230A通過計(jì)算一數(shù)據(jù)段周期內(nèi)經(jīng)時(shí)間濾波的相關(guān)強(qiáng)度相對(duì)于本地時(shí)基的質(zhì)心，導(dǎo)出CDE 84。盡管用特定的硬件和軟件劃分描述了CDEU 230的特定實(shí)施例，但這是作為例子并非限制。能夠理解到，其他劃分和配置被認(rèn)為是本領(lǐng)域的技術(shù)人員能正常想到的。
作為圖7中說(shuō)明的第一非限定的例子，系統(tǒng)20接收通過信道傳輸?shù)腁TSC信號(hào)。接收的信號(hào)包括第一重影G1和第二重影G2。G1和G2的到達(dá)之間的相對(duì)延遲是一段周期內(nèi)每個(gè)重影的段同步序列在接收機(jī)的到達(dá)的估計(jì)的延遲。每個(gè)重影的強(qiáng)度或大小是從在段周期內(nèi)特定碼元時(shí)隙到達(dá)的段同步序列的相關(guān)強(qiáng)度估計(jì)的。作為例示，G1和G2在832碼元時(shí)鐘段周期內(nèi)分別位于碼元時(shí)間128和512。如所示，G1的段同步序列的相關(guān)性是與G2相關(guān)的段同步序列的相關(guān)性大小的60％。使用加權(quán)平均值或質(zhì)心計(jì)算，信道的CDE被估計(jì)為對(duì)應(yīng)于碼元時(shí)間368。
在圖8所示的又一個(gè)例子中，圖7的信道還包括分別位于數(shù)據(jù)段碼元時(shí)間64、256和768的重影信號(hào)G3、G4和G5。在本發(fā)明的一些實(shí)施例中，當(dāng)計(jì)算CDE時(shí)，也考慮G3、G4和G5。在其他實(shí)施例中，使用濾出對(duì)這種較小的重影信號(hào)的考慮的閾值函數(shù)。
返回到圖6，CDEU 230A適合于在陸地ATSC廣播系統(tǒng)的傳輸信道中存在重影信號(hào)的情況下進(jìn)行操作。CDEU 230A包括相關(guān)器310、積分器312、相關(guān)緩沖器314、碼元計(jì)數(shù)器316、段計(jì)數(shù)器318、控制器320、存儲(chǔ)器330。以及質(zhì)心估計(jì)器340。CDEU 230A接收經(jīng)濾波的同相基帶信號(hào)IF76作為相關(guān)器310的輸入。積分器312接收相關(guān)器310的輸出，并將其輸出提供給相關(guān)緩沖器314。
類似地，質(zhì)心估計(jì)器340通過接口342接收相關(guān)緩沖器314的輸出。在所例示的實(shí)施例中，接口342是單向的，且質(zhì)心估計(jì)器340只能讀取相關(guān)緩沖器314的內(nèi)容。在其他實(shí)施例中，接口342是雙向的，且質(zhì)心估計(jì)器可讀寫相關(guān)緩沖器314的內(nèi)容。
在一些實(shí)施例中，碼元計(jì)數(shù)器316是模計(jì)數(shù)器，它接收來(lái)自碼元時(shí)鐘(未顯示)的輸入，并導(dǎo)出對(duì)應(yīng)于數(shù)據(jù)段周期內(nèi)接收的碼元數(shù)量的碼元計(jì)數(shù)輸出(SC)。碼元時(shí)鐘每個(gè)碼元時(shí)間提供時(shí)鐘沿。作為例示，ATSC系統(tǒng)段周期由832個(gè)碼元時(shí)間組成。因此，適合于ATSC系統(tǒng)的碼元計(jì)數(shù)器的一個(gè)實(shí)施例是輸出值從0到831的模832計(jì)數(shù)器。碼元計(jì)數(shù)輸出每個(gè)碼元時(shí)間都遞增；然而，它并沒有必要與段同步對(duì)齊。此外，碼元計(jì)數(shù)器316的一些實(shí)施例包括每832個(gè)碼元時(shí)間就聲明一次的段指示器輸出(SI)。段指示器輸出相對(duì)于碼元計(jì)數(shù)器316計(jì)數(shù)的第一碼元被定時(shí)。
段計(jì)數(shù)器318的一個(gè)實(shí)施例接收碼元計(jì)數(shù)器316的段指示器輸出SI。段計(jì)數(shù)器318對(duì)碼元計(jì)數(shù)器產(chǎn)生的段指示的數(shù)量計(jì)數(shù)，并提供對(duì)應(yīng)于一幀時(shí)間內(nèi)接收的段指示的數(shù)量段計(jì)數(shù)SEGCNT。在又一些其他實(shí)施例中，段計(jì)數(shù)器318是對(duì)應(yīng)于ATSC傳輸中每數(shù)據(jù)字段313個(gè)段的模313計(jì)數(shù)器。在替代性的實(shí)施例中，段計(jì)數(shù)器318接收來(lái)自碼元時(shí)鐘的輸入并按每832個(gè)碼元時(shí)間遞增。
控制器320包括可操作地連接到控制系統(tǒng)54、用于與均衡器200(見圖5)的其他元件進(jìn)行通信的第一控制接口，且進(jìn)一步可包括用于與CDEU 230A的其他元件(包括相關(guān)器310、積分器312、相關(guān)緩沖器314、碼元計(jì)數(shù)器316、段計(jì)數(shù)器318、存儲(chǔ)器330以及質(zhì)心估計(jì)器340)進(jìn)行通信的第二控制接口。第二控制接口把存儲(chǔ)器和緩沖器復(fù)位為零并控制CDEU 230A的各個(gè)元件，包括但不限于讀寫配置寄存器、控制復(fù)位信號(hào)、控制對(duì)存儲(chǔ)器和寄存器單元的訪問、各種設(shè)備的緩沖器管理、以及本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以想到的其他控制和技術(shù)?？刂破?20還分別從碼元計(jì)數(shù)器316和段計(jì)數(shù)器318接收信號(hào)SC和SEGCNT。
如在圖6中進(jìn)一步所示，CDEU 230A的一些實(shí)施例連接控制器320和相關(guān)緩沖器314。相關(guān)緩沖器314具有對(duì)應(yīng)于數(shù)據(jù)段周期內(nèi)的碼元時(shí)間的數(shù)量的存儲(chǔ)器單元，這里表示為陣列M(i)，其中i是陣列的索引。i的最大值對(duì)應(yīng)于數(shù)據(jù)段內(nèi)包含的碼元時(shí)間的數(shù)量。盡管并未顯示，由控制器320向相關(guān)緩沖器314提供索引變量i。如這里闡釋的那樣，在一些實(shí)例中，索引變量i有與碼元計(jì)數(shù)器316提供的SC相同的值。然而，在其他實(shí)例中，由控制器210提供索引變量i以計(jì)算CDE 84。
作為例示，適合于ATSC標(biāo)準(zhǔn)的本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例包括相關(guān)緩沖器314，它具有對(duì)應(yīng)于每數(shù)據(jù)段832個(gè)碼元的832個(gè)存儲(chǔ)器單元。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員會(huì)理解到的那樣，在某些實(shí)施例中，控制器320專門地控制相關(guān)緩沖器314的操作。其他實(shí)施例允許積分器312、控制器320和質(zhì)心估計(jì)器340訪問相關(guān)緩沖器314。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員可想到的各種技術(shù)、接口、緩沖器管理技術(shù)、存儲(chǔ)器組織和類型用于各種實(shí)施例中，并且這里所有的例示都是作為例子而不意圖作為限制。
控制器320還連接到存儲(chǔ)器330和質(zhì)心估計(jì)器340。CDEU 230A的其他實(shí)施例允許控制系統(tǒng)54訪問存儲(chǔ)器330。如圖6所示，存儲(chǔ)器330的一個(gè)實(shí)施例包括CDE寄存器332、質(zhì)心估計(jì)器(CENT)寄存器334、核心(coring)閾值寄存器336、以及段計(jì)數(shù)寄存器338。如此后將詳細(xì)描述的那樣，CDE寄存器332保持與在FFE 210的輸入端測(cè)量的信道延遲相關(guān)的當(dāng)前估計(jì)的延遲。CENT寄存器334包含由質(zhì)心估計(jì)器340產(chǎn)生的對(duì)應(yīng)于CDE寄存器332內(nèi)存儲(chǔ)的值的質(zhì)心估計(jì)。如此后所述，核心閾值寄存器336包含用于濾出或最小化錯(cuò)誤的段同步檢測(cè)的核心閾值變量。最后，段計(jì)數(shù)寄存器338的內(nèi)容是段數(shù)量N，在這N個(gè)段上，CDEU 230A對(duì)由相關(guān)器310產(chǎn)生的相關(guān)值進(jìn)行積分，以對(duì)段周期內(nèi)的每個(gè)碼元時(shí)間產(chǎn)生一組經(jīng)時(shí)間濾波的段同步相關(guān)值。在一些替代性的實(shí)施例中，核心閾值的值和N是靜態(tài)的。
在功能上，相關(guān)器310接收四個(gè)最近接收的IF76的值并把其與已知的段同步序列相關(guān)，以產(chǎn)生碼元相關(guān)值SCV(i)。作為例示，在一些實(shí)施例中，SCV(i)是對(duì)數(shù)據(jù)段內(nèi)的第i個(gè)碼元時(shí)間的碼元相關(guān)值，且對(duì)應(yīng)于碼元計(jì)數(shù)316和相關(guān)緩沖器314內(nèi)第i個(gè)陣列位置M(i)。如圖9所示，相關(guān)器310的一個(gè)實(shí)施例是為ATSC系統(tǒng)設(shè)計(jì)的，且包括加法器350和延遲線360。延遲線360有第一、第二、第三和第四延遲元件(未顯示)，其中第一延遲元件接收IF76作為輸入，并有第一延遲輸出362。第二延遲元件接收第一延遲輸出362并提供第二延遲輸出364。第三延遲元件接收第二延遲輸出364并向第四延遲元件提供第三延遲輸出366，第四延遲元件提供第四延遲輸出368。第一、第二、第三和第四延遲元件的輸出對(duì)應(yīng)于最近接收的IF的四個(gè)值，分別表示為IF3、IF2、IF1和IF0。加法器350從輸入IF3、IF2、IF1和IF0中產(chǎn)生輸出SCV(i)。加法器350在碼元時(shí)間i的輸出為SCV(i)＝IF3-IF2-IF1+IF0。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員會(huì)理解的那樣，段同步序列的相對(duì)短的長(zhǎng)度，即四個(gè)碼元時(shí)間，經(jīng)常導(dǎo)致有噪聲的相關(guān)SCV(i)。作為例示，通過相關(guān)器310(見圖6)的數(shù)據(jù)將以導(dǎo)致最大相關(guān)輸出值的方式調(diào)準(zhǔn)自己。在若干段周期上對(duì)SCV(i)的值求積分，將最終平衡這些有噪聲的相關(guān)值。
在一個(gè)實(shí)施例中，積分器312是理想的積分器。在積分器312的另一個(gè)實(shí)施例中，圖10中所示的積分器312A是“漏”積分器且包括數(shù)據(jù)輸入緩沖器370、存儲(chǔ)器輸入緩沖器372、標(biāo)量374、加法器376以及輸出緩沖器378。積分器312A在數(shù)據(jù)輸入緩沖器370從相關(guān)器310(見圖9)接收對(duì)應(yīng)于碼元計(jì)數(shù)器316的SC的SCV(i)。INT(i)是通過在時(shí)間上對(duì)SCM(i)的值求積分而獲得的SCV(i)的時(shí)間平均值，并存儲(chǔ)在相關(guān)緩沖器314的陣列M(i)中。積分器312A在存儲(chǔ)器輸入緩沖器372接收先前計(jì)算出的積分值，為了清楚起見表示為INTOLD(i)且處也對(duì)應(yīng)于的碼元計(jì)數(shù)器316的碼元計(jì)數(shù)。應(yīng)該理解，SCV(i)和INTOLD(i)對(duì)應(yīng)于數(shù)據(jù)段周期內(nèi)的相同的碼元時(shí)間。存儲(chǔ)器輸入緩沖器372向標(biāo)量374提供INTOLD(i)。標(biāo)量374用想要的標(biāo)量S乘以INTOLD(i)并向加法器376提供乘積。加法器376還接收數(shù)據(jù)輸入緩沖器370的輸出并向輸出緩沖器378提供和INTNEW(i)＝SCV(i)+(S×INTOLD(i))。輸出緩沖器378向相關(guān)緩沖器314提供INTNEW(i)，相關(guān)緩沖器314將INTNEW(i)存儲(chǔ)在M(i)中。
在積分器312A是理想的積分器的一些實(shí)施例中，標(biāo)量值是單位值(S＝1)。在那些具有漏積分器的實(shí)施例中，該標(biāo)量值小于1。作為例示，本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例使用S＝255/256。在若干段周期內(nèi)求SCV(i)的值的積分濾出了相關(guān)器310內(nèi)接收數(shù)據(jù)中的噪聲。
如圖11所示，質(zhì)心估計(jì)器340的至少一個(gè)實(shí)施例包括濾波器380、閾值寄存器382、乘法器384、減法器386、PCDE寄存器388和積分器390?？刂破?20(見圖6)對(duì)閾值寄存器382和PCDE寄存器388讀寫參數(shù)。如以下所述，積分器390向控制器320提供質(zhì)心誤差估計(jì)344。在一些實(shí)施例中，控制器320將變量threshold(閾值)從核心閾值寄存器336(見圖6)寫入到閾值寄存器382中。在其他實(shí)施例中，閾值寄存器382等價(jià)于核心閾值寄存器336。PCDE寄存器388包含評(píng)價(jià)中建議的信道延遲估計(jì)(PCDE)。在本發(fā)明的一些實(shí)施例中，PCDE寄存器388是CDE寄存器332(見圖6)的等價(jià)物。
控制器320(圖6)向圖11的質(zhì)心估計(jì)器340提供索引變量i，且質(zhì)心估計(jì)器340還在濾波器380的第一輸入342接收來(lái)自相關(guān)緩沖器314的INT(i)。濾波器380還包括從閾值寄存器382接收變量threshold的第二輸入，并將輸出提供給乘法器384的第一輸入。PCDE寄存器388向減法器386的正輸入提供變量PCDE。減法器386的負(fù)輸入從控制器320接收索引變量i。減法器386的輸出是用于計(jì)算對(duì)應(yīng)于INT(i)的“時(shí)刻”(數(shù)學(xué)意義上)的與PCDE的間隔。提供減法器386的輸出作為乘法器384的第二輸入，乘法器提供其乘積給積分器390的輸入。
如以下所述，控制器320搜索使這里表示為CCE(PCDE)的量度的絕對(duì)大小最小的PCDE的值。本發(fā)明的其他實(shí)施例尋找CCE(PCDE)的符號(hào)中的變化，以選擇CDE而無(wú)需考慮CDE的絕對(duì)大小。濾波器380對(duì)存儲(chǔ)在相關(guān)緩沖器314的INT(i)值的絕對(duì)值執(zhí)行濾波器函數(shù)F(INT(i)，threshold)。作為例示，在一些實(shí)施例中，濾波器380取INT(i)的絕對(duì)值并將其與threshold比較。對(duì)|INT(i)|＜threshold的那些值來(lái)說(shuō)，濾波器380的輸出為F(INT(i)，threshold)＝0；對(duì)于|INT(i)|＞threshold，濾波器380的輸出為F(INT(i)，threshold)＝|INT(i)|。
在其他實(shí)施例中，濾波器380把INT(i)的平方值與threshold進(jìn)行比較，使得如果INT(i)2≥threshold，則濾波器380的輸出等于INT(i)2，否則輸出等于0。在又一些其他實(shí)施例中，對(duì)|INT(i)|22＞threshold，濾波器380的輸出為F(INT(i)，threshold)＝|INT(i)|2。否貝，對(duì)|INT(i)|2≤threshold，濾波器380的輸出為F(INT(i)，threshold)＝0。
減法器386導(dǎo)出采樣間隔差異(PCDE-i)，它表示建議的CDE的位置和對(duì)應(yīng)于INT(i)的第i個(gè)采樣之間的延遲或采樣數(shù)。乘法器384把采樣間隔差異信號(hào)與濾波器380的輸出相乘。乘法器的乘積向積分器390提供輸入，積分器執(zhí)行以下求和CCE(PCDE)=Σi=0i=831F(INT(i),threshold)×Dist(PCDE,i)]]>其中CCE(PCDE)是CIR質(zhì)心誤差估計(jì)，并反映PCDE離CIR的質(zhì)心位置(即CDE)的距離。函數(shù)Dist(x0，x1)計(jì)算從數(shù)據(jù)段內(nèi)的第一碼元時(shí)間x0到第二碼元時(shí)間x1的采樣數(shù)。作為例示，在ATSC系統(tǒng)的一些實(shí)施例中，Dist(PCDE，i)被定義為對(duì)[(PCDE+416)mod832]≤i＜PCDE，它為負(fù)號(hào)，而對(duì)PCDE≤i＜[(PCDE+416)mod832]，它為正號(hào)。
作為一個(gè)非限制性的例子，適合ATSC標(biāo)準(zhǔn)廣播的系統(tǒng)的至少一個(gè)實(shí)施例包括一個(gè)具有832個(gè)存儲(chǔ)單元的相關(guān)緩沖器314(參見圖6)。假設(shè)當(dāng)前的PCDE值為26，Dist(PCDE,i)=d(PCDE,i)∀i:26≤i≤442-d(PCDE,i)else]]>其中d(PCDE，i)是一個(gè)非負(fù)的距離量度d(x0，x1)＝|x0-x1|且0≤i≤831?？梢岳斫獾氖怯糜谟?jì)算加權(quán)平均或質(zhì)心估計(jì)的不同邊界條件和技術(shù)出現(xiàn)在各種實(shí)施例中，并可由本領(lǐng)域技術(shù)人員無(wú)需過多試驗(yàn)即可實(shí)現(xiàn)。系統(tǒng)的一些可選的實(shí)施例包括非線性距離量度函數(shù)。在一些實(shí)施例中，距離量度函數(shù)dK(x0，x1)＝|x0-x1|K。作為例示，在一些實(shí)施例中K＝2。在其它實(shí)施例中，K是分?jǐn)?shù)。
繼續(xù)參照?qǐng)D6的元件，現(xiàn)在將討論CDEU 230A的一個(gè)實(shí)施例，同時(shí)參照?qǐng)D12的流程圖，它圖示說(shuō)明了適合ATSC廣播系統(tǒng)的用于估計(jì)信道延遲的系統(tǒng)400的操作。在402，“初始化”，控制器320初始化CDEU 230A包括但不限于相關(guān)緩沖器314、碼元計(jì)數(shù)器316、段計(jì)數(shù)器318以及積分器382的內(nèi)容。在各種實(shí)施例中，這還包括各種控制寄存器的適當(dāng)初始化。在一些實(shí)施例中，通過從經(jīng)濾波的同相基帶信號(hào)IF76接收最初的三個(gè)碼元時(shí)間的數(shù)據(jù)來(lái)初始化相關(guān)器310。經(jīng)過CDEU 230A的初始化，控制前進(jìn)至404。
在404，“SCV”，相關(guān)器310從經(jīng)濾波的同相基帶信號(hào)IF76接收新的碼元，并計(jì)算對(duì)應(yīng)于碼元計(jì)數(shù)器316產(chǎn)生的碼元數(shù)的SCV(i)的值。作為例示，在最初的啟動(dòng)中，相關(guān)器310產(chǎn)生SCV(0)，其中SC＝0。在計(jì)算SCV(i)后，系統(tǒng)400轉(zhuǎn)到406。
在406，“積分”，積分器312從相關(guān)器310接收SCV(i)，并從相關(guān)緩沖器314的陣列M(i)接收INTOLD(i)。在最初的啟動(dòng)中，每個(gè)INT(i)＝0。除此以外，INT(i)對(duì)應(yīng)于先前儲(chǔ)存的積分值。積分器312將SCV(i)加到INTOLD(i)的換算值以在輸出緩沖器378產(chǎn)生INTNEW(i)。然后積分器312用INTNEW(i)更新儲(chǔ)存在陣列M(i)中的INT(i)的值。然后系統(tǒng)400前進(jìn)至410。
在410，“SC＝831”，控制器320判斷SC(SC也與索引變量i相同)是否等于碼元計(jì)數(shù)器輸出816的最大輸出。當(dāng)滿足條件SC＝831(是)，其中SC的范圍是0至831，系統(tǒng)400轉(zhuǎn)到414。否則，當(dāng)為否定判斷(否)時(shí)，系統(tǒng)400轉(zhuǎn)到412。于是CDEU 230A將段計(jì)數(shù)器316增1。在接收到SC的新值后，控制器320將索引變量i增1，并將系統(tǒng)400轉(zhuǎn)回到404。
在414，“SEGCNT＜N”，控制器320將段計(jì)數(shù)器318的輸出(SEGCNT)與儲(chǔ)存在段計(jì)數(shù)寄存器338中的值N進(jìn)行比較。當(dāng)判斷為真SEGCNT＜N(是)時(shí)，控制器320將CDEU 230A的操作分支到416，在416，段計(jì)數(shù)器318增1。另外，碼元計(jì)數(shù)器315的輸出被置為零(即SC＝0)。然而，當(dāng)判斷為假SEGCNT＜N(否)時(shí)，即已確定SEGCNT＝N，則控制傳遞至420。
在420，“尋找初始CDE”，控制器320向相關(guān)緩沖器314搜索包含INT(i)的最大值的陣列M(i)中的單元。對(duì)應(yīng)于INT(i)的最大值的索引變量i被選擇作為信道延遲估計(jì)(CDE)的初始值，并被放置在CDE寄存器332和/或PCDE寄存器388中。
在422，“CDEU”，質(zhì)心估計(jì)器340為建議的CDE值計(jì)算CCE(PCDE)。在424，“找到CDE”，控制器320評(píng)價(jià)是否CCE(PCDE)＝0或者SGN(CCE)≠SGN(CENT)，其中SGN()是signum()函數(shù)，其返回括號(hào)中的數(shù)的符號(hào)。如果檢查到任意一個(gè)條件為真，則系統(tǒng)400的操作轉(zhuǎn)入分支432。否則，系統(tǒng)400的操作轉(zhuǎn)入分支426。
在426，“CCE(PCDE)＞0”，控制器320判斷是否CCE(PCDE)＞0。當(dāng)判斷為真(是)，CDEU 230A的操作轉(zhuǎn)入分支430。否則，當(dāng)判斷為假(否)，CDEU 230A轉(zhuǎn)入分支428。在428，“遞增PCDE”，控制器320A將PCDE和CCE(PCDE)的當(dāng)前值分別寫入CDE寄存器332和CENT寄存器334，并遞增儲(chǔ)存在PCDE寄存器388的PCDE值。然后系統(tǒng)400的操作前進(jìn)至422，同時(shí)CDEU 230A繼續(xù)搜索CDE。
在430，“遞減PCDE”，控制器320A將PCDE和CCE(PCDE)的當(dāng)前值分別寫入CDE寄存器332和CENT寄存器334，并遞減儲(chǔ)存在PCDE寄存器388的PCDE值。然后系統(tǒng)400的操作回到422，同時(shí)CDEU 230A繼續(xù)搜索CDE。
在432，“CCE(PCDE)＝0”，控制器320評(píng)估是否CCE(PCDE)＝0。當(dāng)判斷為真(是)，則PCDE值就使所希望的值，且CDEU 230A前進(jìn)至434，在434，控制器320將PCDE的值寫入CDE寄存器332并前進(jìn)至出口。否則，當(dāng)判斷為假(否)，系統(tǒng)400前進(jìn)至436。
在436，“選擇最接近的”，控制器320判斷是否CENT＜CCE(PCDE)。當(dāng)判斷為真，則儲(chǔ)存在CDE寄存器332的值就是所需的CDE的值，且CDEU 230A前進(jìn)至出口。否則，PCDE值是所需的CDE的值(參見434)，因此，控制器320將PCDE寄存器388的值寫入CDE寄存器322。然后系統(tǒng)400前進(jìn)至出口。對(duì)于本領(lǐng)域的技術(shù)人員使用其它用于選擇PCDE值的搜索算法是或?qū)⒆兊蔑@而易見的，而之前所述的并不意圖作為限制。
CDEU 230的另一個(gè)實(shí)施例，如圖13中所示，是CDEU 230B，它適用于存在重影信號(hào)(如陸地ATSC廣播中所存在的那樣)時(shí)操作。CDEU 230B通過同時(shí)使用來(lái)自奈奎斯特根濾波器44(參見圖3)的基帶分量信號(hào)IF76和QF78導(dǎo)出估計(jì)的CDE。除了CDEU 230B還同時(shí)使用IF76和QF78來(lái)計(jì)算接收信號(hào)與段同步序列的相關(guān)之外，CDEU 230B的功能和操作與CDEU 230A類似。CDEU 230B還為每個(gè)碼元時(shí)間相加對(duì)應(yīng)的IF和QF信號(hào)的相關(guān)結(jié)果。
從而，與CDEU 230A類似，CDEU 230B包括第一相關(guān)器310、第一積分器312、第一相關(guān)緩沖器314、碼元計(jì)數(shù)器316、段計(jì)數(shù)器318、控制器320A、存儲(chǔ)器330以及質(zhì)心估計(jì)器340。另外，CDEU 230B包括第二相關(guān)器310A、第二積分器312A以及第二相關(guān)緩沖器314A。CDEU 230B接收經(jīng)濾波的基帶信號(hào)IF76和QF78分別作為第一相關(guān)器310和第二相關(guān)器310A的輸入。與積分器312類似，積分器312A接收相關(guān)器310A的輸出，以及來(lái)自相關(guān)緩沖器314A的SCVQ(i)和INTQOLD(i)。積分器312A提供INTQNEW(i)作為對(duì)相關(guān)緩沖器314的輸出。SCVQ(i)是數(shù)據(jù)段中的第i個(gè)碼元時(shí)間與QF的碼元相關(guān)值，并對(duì)應(yīng)于碼元計(jì)數(shù)器316的輸出和相關(guān)緩沖器314A的第i個(gè)陣列單元MQ(i)。
相關(guān)器310、積分器312以及相關(guān)緩沖器314具有與先前關(guān)于CDEU 230A的描述的類似的功能和操作。類似地，相關(guān)器310A、積分器312A以及相關(guān)緩沖器314A與CDEU 230A中的相關(guān)器310、積分器312以及相關(guān)緩沖器314在功能上相當(dāng)并實(shí)現(xiàn)類似的操作和功能；然而，它們適用于對(duì)正交基帶信號(hào)QF78操作。作為例示，相關(guān)緩沖器314保持對(duì)應(yīng)于IF76的相關(guān)值INT1(i)，而相關(guān)緩沖器314A保持對(duì)應(yīng)于QF78的相關(guān)值INTQ(i)。
相關(guān)緩沖器314和314A的輸出分別向大小計(jì)算器392的輸入提供INTI(i)和INTQ(i)。大小計(jì)算器392的輸出將MAG(i)——INTI(i)和INTQ(i)的合成大小——提供給質(zhì)心估計(jì)器340和控制器320A。其它方面，控制器320A與之前描述的控制器320在功能上和操作上類似。其它實(shí)施例計(jì)算MAG(i)＝INTI(i)2+INTQ(i)2。還有些實(shí)施例計(jì)算MAG(i)＝|INTI(i)|+|INTQ(i)|。如可以理解的那樣，合成大小的其他量度用在另一些實(shí)施例中。
其它方面，CDEU 230B以與CDEU 230A幾乎相同的方式工作，除了它使用大小計(jì)算器392的輸出-MAG(i)-來(lái)計(jì)算質(zhì)心，而CDEU 230A只使用INT(i)的大小。作為例示，在足夠數(shù)量的段周期后，控制器320A通過確定對(duì)應(yīng)于MAG(i)的最大值的索引變量i的值來(lái)確定PCDE的初始位置。
又一個(gè)CDEU 230的實(shí)施例，圖14中所示，是CDEU 230C，它也適用于ATSC廣播系統(tǒng)。CDEU 230C通過檢測(cè)在所需的采樣窗口內(nèi)的各種接收到的重影信號(hào)與已知的幀同步序列PN511的相關(guān)強(qiáng)度來(lái)估算信道延遲的位置?？梢岳斫獾氖牵珹TSC幀同步包含具有循環(huán)卷積性質(zhì)的偽隨機(jī)序列。本發(fā)明的一些實(shí)施例通過使用匹配濾波器來(lái)利用相對(duì)較長(zhǎng)長(zhǎng)度的字段/幀同步序列，方便地計(jì)算某一重影的相關(guān)強(qiáng)度。其它實(shí)施例通過將接收的信號(hào)和預(yù)期的PN511序列相關(guān)來(lái)導(dǎo)出相關(guān)強(qiáng)度估計(jì)。
如圖15中所示，另一個(gè)非限制性的示例性傳輸信道包括重影G1、G2、G3和G4，它們每一個(gè)都具有超過檢測(cè)閾值電平的相關(guān)強(qiáng)度。信道還包括具有在檢測(cè)閾值之下但在核心閾值之上的相關(guān)強(qiáng)度的重影G5、G6和G7。最后，示例的信道還具有在核心閾值之下的重影G8和G9。每個(gè)重影的相對(duì)多徑延遲反映在它們的沿著水平軸的位置上。
CDEU 230C的一些實(shí)施例對(duì)接收的重影信號(hào)使用窗函數(shù)。窗內(nèi)的重影信號(hào)被用于計(jì)算信道延遲估計(jì)。在一些實(shí)施例中，窗口的跨度基于最初檢測(cè)到的、具有在檢測(cè)閾值之上的幀同步相關(guān)強(qiáng)度的重影信號(hào)。如圖15所示，CDEU 230C最初檢測(cè)到具有在檢測(cè)閾值之上的相關(guān)強(qiáng)度的G1。然后CDEU 230C以G1為中心選擇一個(gè)窗口跨度W1。那些在窗口外的重影在估算信道延遲的位置時(shí)不被考慮?？梢岳斫獾氖荊4不在W1內(nèi)，并且在估算信道延遲的位置時(shí)不被考慮。
CDEU 230C的其它實(shí)施例以具有最大或局部最大相關(guān)強(qiáng)度的重影為中心選擇窗口。如圖15所示，CDEU 230C最初檢測(cè)到G1并以G1為中心選擇W1作為當(dāng)前窗。接著，CDEU 230C檢測(cè)到具有比G1更大的相關(guān)強(qiáng)度的G2，CDEU 230C隨即以G2為中心選擇新的窗W2。結(jié)果，G7和G9在信道延遲估算中仍然不被考慮；然而G4被考慮因?yàn)樗湓赪2中。
再回到圖14，CDEU 230C包括碼元計(jì)數(shù)器316、段計(jì)數(shù)器318、質(zhì)心估計(jì)器340A、大小計(jì)算器392、相關(guān)器510和512、相關(guān)緩沖器514、閾值檢測(cè)器516、控制器520以及存儲(chǔ)器530。CDEU 230C接收經(jīng)濾波的基帶信號(hào)IF76和QF78分別作為第一相關(guān)器510和第二相關(guān)器512的輸入。相關(guān)器510和512提供SCVI(i)和SCVQ(i)給大小計(jì)算器392。
相關(guān)器510和512與圖13的相關(guān)器310和312類似，除了它們適合提供接收的IF76和QF78信號(hào)與幀或字段同步序列之間的相關(guān)。SCVI(i)和SCVQ(i)是接收的IF76和QF78信號(hào)與幀或字段同步序列之間的相關(guān)。大小計(jì)算器392提供MAGFS(i)作為對(duì)閾值檢測(cè)器516和相關(guān)緩沖器514的輸出。MAGFS(i)在形式和功能上與圖13的MAG(i)類似，但直接作用于SCVI(i)和SCVQ(i)而不是作用于積分值。相關(guān)緩沖器514操作上連接至質(zhì)心估計(jì)器340A。控制器520與存儲(chǔ)器530接口，并接收分別來(lái)自碼元計(jì)數(shù)器316和段計(jì)數(shù)器318的SC和SEGCNT的值。類似于圖13的控制器320，控制器520提供信道延遲估計(jì)84并具有連接至控制系統(tǒng)54(見圖3)的第一控制接口?？刂破?20還具有第二接口(為了簡(jiǎn)化并未示出)連接著相關(guān)器510、相關(guān)器512、相關(guān)緩沖器514、閾值檢測(cè)器516、存儲(chǔ)器530、碼元計(jì)數(shù)器316、段計(jì)數(shù)器318以及質(zhì)心估計(jì)器340A的控制接口。
控制器520的第二控制接口支配著CDEU 230C的各種元件的操作，包括但不限于讀和寫配置寄存器、發(fā)出復(fù)位信號(hào)、控制對(duì)存儲(chǔ)器和寄存器的訪問、管理各個(gè)設(shè)備的緩沖器以及本領(lǐng)域技術(shù)人員可能想到的其他功能。在各種可選的實(shí)施例中，控制器520的第一和第二控制接口包括單獨(dú)的數(shù)據(jù)總線、或者利用了單條數(shù)據(jù)總線、或者各自由組件間的多個(gè)獨(dú)立數(shù)據(jù)信道組成，這對(duì)本領(lǐng)域技術(shù)人員來(lái)說(shuō)是會(huì)想到的。
最后，存儲(chǔ)器530包括CDE寄存器332、CENT寄存器334、核心閾值寄存器336、包含可變的檢測(cè)閾值TDET的檢測(cè)閾值寄存器532、包含變量WINCENT的窗中心寄存器534、包含變量FSYM的幀同步碼元位置(FSYM)寄存器536、以及包含變量FSEG的幀同步段位置(FSEG)寄存器538。一些實(shí)施例包括包含變量WINEND的窗終點(diǎn)寄存器540以及包含變量WINSTART的窗起點(diǎn)寄存器542。
檢測(cè)閾值TDET是大小計(jì)算器392的最小輸出值，它被認(rèn)為對(duì)應(yīng)于進(jìn)入的數(shù)據(jù)流中的幀同步序列的檢測(cè)。WINCENT對(duì)應(yīng)于相關(guān)器514中的存儲(chǔ)器單元，它是窗函數(shù)的中心。FSYM和FSEG分別是碼元計(jì)數(shù)器315和段計(jì)數(shù)器318的值，它們對(duì)應(yīng)于位于窗函數(shù)中心的碼元時(shí)間。最后，變量WINSTART和WINEND對(duì)應(yīng)于相關(guān)緩存器514中的所希望的窗的最初和最后的存儲(chǔ)器單元。
在一些實(shí)施例中，相關(guān)緩存器514配置為具有2n個(gè)存儲(chǔ)器單元的、可被值域?yàn)?至2n-1的索引變量i尋址的循環(huán)緩沖器。在其它的實(shí)施例中，相關(guān)緩沖器514保持2n+1個(gè)相關(guān)值。作為非限制性例子，對(duì)質(zhì)心為WINCENT的傳輸信道而言，WEND＝(WINCENT+n)modulo(2n)而WSTART＝(WINCENT+n+1)modulo(2n)。
CDEU 230C的另一個(gè)實(shí)施例，如根據(jù)圖16的流程圖操作的系統(tǒng)600所示，也適用于ATSC廣播。在602，“初始化”，CDEU 230C的元件如本領(lǐng)域技術(shù)人員所能理解的被初始化。作為例示，同時(shí)再參照?qǐng)D14，控制器520初始化存儲(chǔ)器530中的寄存器、碼元計(jì)數(shù)器316、段計(jì)數(shù)器318、大小計(jì)算器392、相關(guān)器510、相關(guān)器512、以及相關(guān)緩存器514。另外，索引變量i被初始化為零。
在604，“相關(guān)”，相關(guān)器510和512分別接收最近經(jīng)濾波的同相和正交基帶信號(hào)IF76和QF78，并對(duì)最近接收的位序列進(jìn)行相關(guān)。如上述參照?qǐng)D14所討論的實(shí)施例那樣，幅值計(jì)算器392分別從互相關(guān)器510和512接收SCVI(i)和SCVQ(i)，并計(jì)算相關(guān)大小-MAGFS(i)。MAGFS(i)作為輸出被提供至相關(guān)緩沖器514和閾值檢測(cè)器516。相關(guān)緩沖器514將MAGFS(i)儲(chǔ)存在陣列M(i)中。然后系統(tǒng)600前進(jìn)至606。
在606，“檢測(cè)幀同步”，如果MAGFS(i)≥TDET(是)，真信號(hào)被送至控制器520。則系統(tǒng)600轉(zhuǎn)到分支610。否則，閾值檢測(cè)器516發(fā)送假信號(hào)(否)(沒有檢測(cè)到幀同步)至控制器520。則系統(tǒng)600轉(zhuǎn)到分支612。在一些實(shí)施例中，控制器520只有在檢測(cè)到第一個(gè)幀同步時(shí)才將CDEU 230C操作轉(zhuǎn)到分支610。與圖15的窗W1類似，這導(dǎo)致了窗函數(shù)以具有在TDET上幀同步相關(guān)的第一個(gè)重影信號(hào)為中心。
在其它實(shí)施例中，在606，當(dāng)檢測(cè)到任何幀同步或MAG(i)＞CENT時(shí)，控制器520將CDEU 230C操作轉(zhuǎn)到分支610。作為例示，用CENT＝TDET初始化CENT寄存器。當(dāng)MAGFS(i)≥TDET時(shí)，第一真信號(hào)(是)被送至控制器520。對(duì)于每個(gè)真信號(hào)，控制器520設(shè)置CENT＝MAGFS(i)。當(dāng)MAGFS(i)≥CENT時(shí)，產(chǎn)生額外的真信號(hào)。與圖16的窗W2類似，這導(dǎo)致了窗函數(shù)以具有最大幀同步相關(guān)的重影信號(hào)為中心。否則，控制器520將CDEU 230C操作和系統(tǒng)600轉(zhuǎn)到分支612。
在610，“儲(chǔ)存中心”，控制器520設(shè)置FSYM＝SC，以及FSEG＝SEGCNT，其中FSYM和FSEG代表數(shù)據(jù)分組字段/幀結(jié)構(gòu)中檢測(cè)到的幀同步的位置?？刂破?20設(shè)置CDE＝i作為信道延遲的初始估計(jì)。在一些實(shí)施例中，控制器520還設(shè)置CENT＝MAG(i)作為對(duì)應(yīng)于初始信道延遲估計(jì)的相關(guān)的大小?？刂破?20還計(jì)算位置WINEND。然后系統(tǒng)600前進(jìn)至612。
在612，“繼續(xù)”，控制器520根據(jù)是否到達(dá)WINEND對(duì)CDEU 230C的操作進(jìn)行分支。假信號(hào)(否)時(shí)，則CDEU 230C之前沒有檢測(cè)到幀同步，或CDEU 230E檢測(cè)到前一幀同步但i≠WINEND。在這種情況下，系統(tǒng)600將操作分支至614。否則，控制器520判斷已到達(dá)WINEND，并將操作分支至615 FIND CDE(尋找CDE)。如下文所要描述的那樣，系統(tǒng)600在FIND CDE處確定信道的CDE。
在614，碼元計(jì)數(shù)器316和段計(jì)數(shù)器318的值被更新。索引變量i也被遞增。系統(tǒng)600返回604。
CDEU 230C的一些實(shí)施例包括通過計(jì)算窗函數(shù)內(nèi)的相關(guān)值的加權(quán)平均或質(zhì)心來(lái)估計(jì)信道的延遲的質(zhì)心估計(jì)器340A。正如本領(lǐng)域的技術(shù)人員能理解的那樣，質(zhì)心估計(jì)器340A在功能上和結(jié)構(gòu)上與質(zhì)心估計(jì)器340類似，除了質(zhì)心估計(jì)器340A被適配為對(duì)儲(chǔ)存在相關(guān)緩沖器514中的MAGFS(i)值起作用。質(zhì)心估計(jì)器340A的相關(guān)緩沖器514和控制器520與質(zhì)心估計(jì)器340中的相關(guān)緩沖器314和控制器320等價(jià)地或幾乎相同的方式接口和操作。從而，類似于質(zhì)心估計(jì)器340，質(zhì)心估計(jì)器340A對(duì)包含在相關(guān)緩沖器514中的存儲(chǔ)器單元的所希望的WINDOW中的值進(jìn)行求和CCE(PCDE)＝∑WINDOWF(MAG(i)，threshold)×Dist(PCDE，i)。
與之前描述的CDEU 230的實(shí)施例中的控制器320和320A類似，控制器520與質(zhì)心估計(jì)器340A(未示出)和相關(guān)緩沖器514交互以確定對(duì)應(yīng)于信道延遲的相關(guān)值的位置。
CDEU 230C的其它實(shí)施例通過計(jì)算窗函數(shù)內(nèi)的一子組相關(guān)值的相關(guān)值的加權(quán)平均或質(zhì)心來(lái)確定信道延遲。如圖17中所示，在一些實(shí)施例中，控制器520將窗分成以具有對(duì)應(yīng)于采樣i＝IMAX的最大相關(guān)值GMAX的重影信號(hào)為中心的區(qū)域，使得M(IMAX)＝GMAX在窗內(nèi)。在其它實(shí)施例中，區(qū)域R0具有大約IMAX的寬度。區(qū)域R1是窗從WINSTART至區(qū)域R0的部分，并包含相對(duì)于IMAX的前重影信號(hào)。區(qū)域R2是窗從區(qū)域R0至WINEND的部分，并包含相對(duì)于IMAX的后重影信號(hào)。
作為例示，控制器520最初搜索相關(guān)緩沖器514以定位GMAX。然后控制器520搜索區(qū)域R1以定位最靠近IMAX的前重影信號(hào)GPRE(對(duì)應(yīng)于i＝IPRE，使得M(IPRE)＝GPRE)以及后重影信號(hào)GPOST(對(duì)應(yīng)于i＝IPOST，使得M(IPOST)＝GPOST)。在一些實(shí)施例中，控制器520只考慮那些MAGFS(i)＞TDET的重影信號(hào)。如圖15中所示，G2是GMAX，G1是GPRE，而G3是GPOST。
類似于CDEU 230A中的控制器320，控制器520通過解方程CCE(PCDE)＝GMAX·Dist(PCDE，IMAX)+GPRE·Dist(PCDE，IPRE)+GPOST·Dist(PCDE，IPOST)來(lái)確定PCDE的位置，其中Dist(PCDE，i)定義為當(dāng)i的值落在WINSTART和CDE之間時(shí)為負(fù)，而當(dāng)i的值落在CDE和WINEND之間時(shí)為正。在又一些實(shí)施例中，控制器520先考慮MAGFS(i)＞TDET的重影信號(hào)；然而，在threshold之上的重影信號(hào)也被考慮。作為一個(gè)非限制性例子，系統(tǒng)20的一個(gè)適合ATSC標(biāo)準(zhǔn)廣播的實(shí)施例有具有1024個(gè)采樣的窗寬度的包含1024個(gè)采樣的相關(guān)緩沖器514。在一個(gè)可能的信道條件下，F(xiàn)SYM＝128，WINSTART＝640且WINEND＝639。給定PCDE＝26Dist(PCDE,i)=d(PCDE,i)∀i:26≤i≤640-d(PCDE,i)else]]>其中d(PCDE)是一個(gè)非負(fù)距離量度d(x0，x1)＝|x0-x1|且0≤i≤1023。
用于計(jì)算加權(quán)平均或質(zhì)心估計(jì)的不同的邊界條件和技術(shù)可以應(yīng)用于本系統(tǒng)而不用過多的試驗(yàn)。在一些實(shí)施例中，控制器520選擇能最小化CCE(PCDE)的絕對(duì)值大小的CDE值。在其它實(shí)施例中，控制器520選擇CCE(PCDE)的符號(hào)改變的CDE值。
CDEU 230的又一個(gè)實(shí)施例，如圖18所示，是CDEU 230D，它也適用于ATSC廣播系統(tǒng)，通過檢測(cè)在所希望的采樣窗口中的各個(gè)接收到的重影信號(hào)與幀同步序列PN511的相關(guān)強(qiáng)度來(lái)估計(jì)信道延遲。CDEU 230D在形式上和功能上于CDEU230C類似，除了它僅對(duì)經(jīng)濾波的同相基帶信號(hào)IF76起作用，而CDEU 230C同時(shí)使用IF76和QF78。從而，控制器510提供SCVI(i)給相關(guān)緩沖器514和閾值檢測(cè)器516。由于CDEU 230D不包括SCVQ(i)，所以沒有必要計(jì)算MAGFS(i)。正如本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以理解的那樣，CDEU 230D適合用IF根據(jù)幀同步的大小估計(jì)信道延遲，而CDEU 230C同時(shí)使用IF和QF。因此，相關(guān)緩沖器514儲(chǔ)存M(i)＝SCVI(i)。CDEU 230D的功能類似于CDEU 230C，除了CDEU 230D使用SCVI(i)代替MAGFS(i)。則CCE(PCDE)＝∑WINDOWF(SCVI(i)，threshold)×Dist(PCDE，i)與之前類似，濾波器380將SCVI(i)的平方或絕對(duì)值與threshold相比較，并對(duì)于|SCVI(i)|＞threshold，產(chǎn)生輸出F(SCVI(i)，threshold)＝|SCVI(i)|，當(dāng)。否則，對(duì)于|SCVI(i)|≤threshold，濾波器380輸出F(SCVI(i)，threshold)＝0。
可選地，濾波器380的其它實(shí)施例根據(jù)SCVI2(i)＞threshold來(lái)過濾SCVI(i)，并且對(duì)于SCVI2(i)＞threshold，產(chǎn)生輸出F(SCVI(i)，threshold)＝|SCVI(i)|2。否則，對(duì)于|SCVI(i)|2≤threshold，濾波器380輸出F(SCVI(i)，threshold)＝0。
在估計(jì)信道延遲之后，F(xiàn)SEG和FSYM的值被調(diào)整以反映對(duì)應(yīng)于信道延遲的相關(guān)值的位置。FSYM和FSEG分別是碼元計(jì)數(shù)器315(SC)和段計(jì)數(shù)器318(SEGCNT)對(duì)應(yīng)于位于窗函數(shù)中心的碼元時(shí)間的值。在一些實(shí)施例中，控制器520通過搜索能最小化CCE的絕對(duì)值大小的PCDE值來(lái)估計(jì)信道延遲。在其他實(shí)施例中，控制器520通過搜索使CCE(PCDE)的符號(hào)改變的PCDE值。控制器420遞增PCDE，直到CCE(PCDE)的符號(hào)改變?yōu)橹埂Ｈ缓罂刂破?20選擇當(dāng)前PCDE值作為CDE值而不考慮CCE(PCDE)的絕對(duì)值大小。
回到圖5，在正常操作期間，均衡器系統(tǒng)200通過對(duì)接收的信號(hào)進(jìn)行濾波操作來(lái)補(bǔ)償信道符號(hào)間干擾失真。FFE 210接收經(jīng)濾波的同相基帶信號(hào)IF76作為輸入。加法器212計(jì)算DFE 216和FEE 210的輸出的和，以生成經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88。判決設(shè)備214對(duì)經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88進(jìn)行采樣，并估計(jì)接收的碼元。
最初，控制系統(tǒng)54調(diào)整FFE的系數(shù)以去除相關(guān)的信道失真的部分，且DFE216被禁用。在一段時(shí)間之后，F(xiàn)FE 210的系數(shù)被調(diào)整為足夠去除信道相關(guān)的失真和噪聲的部分，這將允許DFE有效地工作。在最初的啟動(dòng)之后，DFE 216被啟用且使用本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員可想到的各種技術(shù)來(lái)調(diào)整FFE 210和DFE216的系數(shù)以去除信道失真的剩余部分，如LMS適配。判決設(shè)備214對(duì)經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88進(jìn)行采樣以在判決限幅器的輸出獲得接收的信號(hào)的碼元級(jí)表示。
判決設(shè)備214提供均衡器反饋碼元輸出92至DFE 216作為輸入。例如，在一些實(shí)施例中，判決設(shè)備214是判決限幅器，且均衡器反饋碼元輸出92是判決限幅器的輸出。在其它實(shí)施例中，判決設(shè)備214校正接收的碼元差錯(cuò)。在均衡器200的其它實(shí)施例中，其中判決設(shè)備214包括網(wǎng)格譯碼器，均衡器反饋碼元輸出92可被選擇性地控制。在初始化系統(tǒng)啟動(dòng)期間，均衡器反饋碼元輸出92是來(lái)自判決設(shè)備214的未校正的碼元輸出。在一些包括具有網(wǎng)格譯碼器的判決設(shè)備的實(shí)施例中，均衡器控制系統(tǒng)54可選擇性地控制均衡器反饋碼元輸出92來(lái)提供網(wǎng)格譯碼器或網(wǎng)格譯碼器的跟蹤存儲(chǔ)中一級(jí)的輸出。在又一些實(shí)施例中，如發(fā)明人的共同待批的第09/884256號(hào)、題為“Combined trellisDecoder and Decision Feedback Equalizer”，以及第10/407610號(hào)題為“Transposed Structure for a Decision Feedback Equalizer Combined witha Trellis Decoder”的美國(guó)專利申請(qǐng)中所示，判決設(shè)備214持續(xù)地更新在由網(wǎng)格譯碼器校正時(shí)被DFE使用的恢復(fù)的碼元值。另外，在一些實(shí)施例中，均衡器200被適配為實(shí)數(shù)或復(fù)數(shù)濾波器以兼容各種調(diào)制技術(shù)。
某些實(shí)施例以沒有預(yù)定義的或固定的中心抽頭的方式導(dǎo)出均衡器系數(shù)。取而代之地，F(xiàn)FE輸出具有虛中心，該虛中心并不對(duì)應(yīng)于具體的濾波器抽頭或抽頭的組合，而且FEE的所有抽頭是被動(dòng)態(tài)地確定的。虛中心位置基于傳輸信道延遲的估計(jì)。
如圖19A中所示，并參考圖5中的某些元件，一個(gè)可能的信道條件的非限制性例子(由信道脈沖響應(yīng)711表述)具有兩個(gè)相等強(qiáng)度的重影信號(hào)710和虛信道的虛中心712。均衡器200給控制系統(tǒng)54提供信道延遲估計(jì)，它是存在于FEE 210的輸入端的相對(duì)于系統(tǒng)20的本地時(shí)間的信道延遲的估計(jì)?？刂葡到y(tǒng)54使用信道延遲估計(jì)通過將在FFE處測(cè)量的信道延遲加至所需的均衡器輸出的延遲，來(lái)計(jì)算用于生成的訓(xùn)練碼元序列(例如，段或幀同步序列)的偏移位置。如此處所描述的那樣，控制系統(tǒng)54將接收信號(hào)與生成的訓(xùn)練信號(hào)比較。在一些實(shí)施例中，訓(xùn)練信號(hào)是段同步序列。在其它實(shí)施例中，生成的訓(xùn)練信號(hào)是字段/幀同步序列或接收信號(hào)中所預(yù)期的其它同步信號(hào)的組合。在又一些實(shí)施例中，控制系統(tǒng)54最初生成段同步序列。在均衡器至少部分收斂后，控制系統(tǒng)51生成字段/幀同步序列?？刂葡到y(tǒng)54調(diào)整均衡器系數(shù)以將接收信號(hào)的同步信號(hào)與由所生成的同步信號(hào)引用的所希望的時(shí)間位置對(duì)準(zhǔn)。作為例示，在一些實(shí)施例中，系統(tǒng)20將均衡器200的輸出與某一FFE抽頭對(duì)準(zhǔn)，從而將均衡器適配為某一信道條件。
如圖20A中所示，作為繼續(xù)參照?qǐng)D5描述的非限制性例子，均衡器200的一個(gè)實(shí)施例包括具有1024個(gè)FFE抽頭的FFE 210和具有512個(gè)DFE抽頭的DFE216。DFE的各抽頭由抽頭索引來(lái)引用。控制系統(tǒng)54校準(zhǔn)均衡器使均衡器200的輸出在時(shí)間上與FFE 210的第768個(gè)抽頭對(duì)準(zhǔn)。將虛中心712移至較后的時(shí)間點(diǎn)對(duì)于前重影信號(hào)改善了均衡器的性能。作為另一個(gè)非限制性例子，如圖20B中所示，同一個(gè)系統(tǒng)的一個(gè)實(shí)施例包括控制系統(tǒng)54，該控制系統(tǒng)將均衡器200與FFE 210的第512個(gè)抽頭對(duì)準(zhǔn)，使得FFE對(duì)于信道中的前重影和后重影分量都有較好的作用。
回到圖19B同時(shí)繼續(xù)參照?qǐng)D5，F(xiàn)FE 210最初被適配成根據(jù)接收的信號(hào)內(nèi)的各種同步信號(hào)的位置來(lái)導(dǎo)出以對(duì)應(yīng)于FFE抽頭ZOUT的所希望的虛中心位置712為中心的輸出。系統(tǒng)20的一些實(shí)施例被適配為作用于ATSC系統(tǒng)并根據(jù)段同步信號(hào)的預(yù)期抵達(dá)時(shí)間(SEGMENT_SYNC_OUT)來(lái)訓(xùn)練均衡器。當(dāng)SC＝SEGMENT_SYNC_OUT時(shí)，控制系統(tǒng)54生成段同步信號(hào)作為訓(xùn)練序列。將接收的信號(hào)與生成的訓(xùn)練序列作比較以產(chǎn)生誤差信號(hào)用于適配均衡器200的系數(shù)。又一些實(shí)施例根據(jù)ATSC幀或字段同步的預(yù)期抵達(dá)時(shí)間(FRAME_SYNC_OUT)訓(xùn)練均衡器200的系數(shù)。從而，與之前類似，當(dāng)SEGCNT＝FRAME_SYNC_OUT時(shí)，控制系統(tǒng)54生成幀同步信號(hào)作為訓(xùn)練序列。將接收的信號(hào)與生成的幀同步訓(xùn)練序列作比較以產(chǎn)生誤差信號(hào)用于適配均衡器200的系數(shù)。系統(tǒng)20的又一些實(shí)施例同時(shí)使用幀同步和段同步來(lái)適配均衡器200的系數(shù)。
作為例示，給出所需的均衡器輸出位置ZOUT，控制系統(tǒng)54將從ATSC段同步得出的訓(xùn)練信號(hào)的相對(duì)預(yù)期定時(shí)設(shè)置在碼元計(jì)數(shù)器時(shí)間SEGMENT_SYNC_OUT＝(ZOUT+CDE)mod 832。類似地，控制系統(tǒng)54計(jì)算碼元計(jì)數(shù)器316和段計(jì)數(shù)器318的值，以確定從ATSC幀/字段同步得出的訓(xùn)練信號(hào)的相對(duì)定時(shí)的位置?？刂葡到y(tǒng)54導(dǎo)致在碼元計(jì)數(shù)器316的輸出SC滿足SEGMENT_SYNC_OUT＝(ZOUT+CDE)mod 832且段計(jì)數(shù)器318的輸出SEGCNT滿足FRANE_SYNC_OUT＝FSEG mod 313個(gè)段時(shí)間時(shí)，基于訓(xùn)練信號(hào)的幀/字段同步出現(xiàn)。舉例來(lái)說(shuō)，系統(tǒng)20的一個(gè)適合ATSC標(biāo)準(zhǔn)廣播的實(shí)施例具有1024個(gè)采樣長(zhǎng)度的相關(guān)緩沖器514，并同時(shí)使用字段/幀同步和段同步來(lái)適配均衡器200的系數(shù)。假設(shè)所希望的FFE 210中的輸出延遲是ZOUT＝768且CDE＝800、FSEG＝312，控制系統(tǒng)計(jì)算出SEGMENT_SYNC_OUT＝736而FRANE_SYNC_0UT＝312。
另外，在系統(tǒng)20的一些實(shí)施例中，控制系統(tǒng)54隨時(shí)間的流逝適配均衡器200的濾波器系數(shù)，以創(chuàng)建根據(jù)改變的信道條件而移動(dòng)的虛中心(代表FFE 210的延遲)。均衡器構(gòu)建了虛信道或由幾個(gè)信號(hào)傳輸路徑或重影信號(hào)所組成的信號(hào)，且不必與一個(gè)重影信號(hào)對(duì)準(zhǔn)。從而，均衡器200的穩(wěn)定性并不依賴于單個(gè)主重影信號(hào)。這在任一多徑貢獻(xiàn)信號(hào)的添加或刪除不導(dǎo)致均衡器變得不穩(wěn)定或相反需要信號(hào)的重新初始化或重新獲取方面提供了額外的健壯性。
如圖19B中所示，在均衡器200的一些實(shí)施例中，F(xiàn)FE 210和DFE 216作用于一個(gè)重疊區(qū)域，其中FEE 216和DFE 216中的一部分采樣在時(shí)間上相關(guān)。均衡器200的一些可選的實(shí)施例包括微小間隔的FFE。在任一情況下，F(xiàn)FE 210和DFE 216中的采樣是實(shí)踐上相關(guān)的，但非必需地在時(shí)間上對(duì)準(zhǔn)于同一采樣空間。在均衡器200的其它實(shí)施例中，如圖19C中所示，均衡器200的一些實(shí)施例包括一個(gè)重疊區(qū)域，其中DFE 216中的所有采樣與FFE 210中的采樣在時(shí)間上相關(guān)。
如圖19B中所示，一些實(shí)施例控制均衡器操作，借此將均衡器系數(shù)初始設(shè)置為預(yù)先確定的值，且FFE 210的系數(shù)被適配為去除一部分信道失真。一旦均衡器達(dá)到所希望的性能狀態(tài)，DFE 216的系數(shù)被自由地適配。如圖19C中所示，DFE 216的系數(shù)開始增加，這通常產(chǎn)生FFE 210的一個(gè)或多個(gè)系數(shù)的大小中的減小。在一些實(shí)施例中，如圖19D中所示，當(dāng)在重疊區(qū)域中的FFE 210的系數(shù)趨向于零大小時(shí)，DFE 216的系數(shù)增加。然而，在其它實(shí)施例中，F(xiàn)FE 210的系數(shù)在重疊區(qū)域中有一些余留的大小。正如可以被本領(lǐng)域的技術(shù)人員所理解的那樣，該作用作為均衡器200的設(shè)計(jì)的結(jié)果自動(dòng)產(chǎn)生并允許控制系統(tǒng)54平衡均衡器200的噪聲和重影性能。
控制系統(tǒng)54使用本領(lǐng)域技術(shù)人員所熟知各種的誤差估計(jì)技術(shù)來(lái)適配均衡器系數(shù)以進(jìn)一步移除信道失真。作為例示，某些實(shí)施例使用簡(jiǎn)化構(gòu)象算法(Reduced Constellation Algorithm，RCA)誤差運(yùn)算結(jié)合LMS算法以適配均衡器系數(shù)。RCA-LMS算法檢測(cè)信道均衡誤差，并發(fā)展出改進(jìn)的均衡器隨時(shí)間的響應(yīng)。其它實(shí)施例使用數(shù)據(jù)導(dǎo)向(data directed)技術(shù)結(jié)合LMS算法來(lái)適配均衡器系數(shù)。還有些其它實(shí)施例使用其它盲均衡(blind equalization)技術(shù)來(lái)適配均衡器200的系數(shù)。作為例示，一些實(shí)施例使用恒定模數(shù)算法(CMA)用于對(duì)均衡器系數(shù)進(jìn)行盲適配。
正如之后將更詳細(xì)地描述的那樣，控制系統(tǒng)54最初適配(即確定)FFE系數(shù)。一旦均衡器200的FFE 210運(yùn)行，系統(tǒng)啟用DFE 216并進(jìn)一步適配均衡器系數(shù)以移除任何殘留信道失真，并響應(yīng)于信道條件的改變。所有的DFE系數(shù)都被初始化設(shè)置為零，且至少一部分DFE 216的系數(shù)演變成非零值。
在其它實(shí)施例中，F(xiàn)FE 210使用微小間隔采樣，且系統(tǒng)包括用于二次采樣(sub-sampling)或采樣率轉(zhuǎn)換FFE輸出的技術(shù)，以向判決設(shè)備216提供適當(dāng)?shù)臅r(shí)間上對(duì)準(zhǔn)的數(shù)據(jù)。作為例示，在一些實(shí)施例中，采樣率轉(zhuǎn)換過程發(fā)生在FFE輸出端。在某些實(shí)施例中，F(xiàn)FE被微小的分隔并為每個(gè)判決設(shè)備輸出產(chǎn)生“n”個(gè)輸出采樣。以n∶1抽取FFE輸出以保持合適的采樣數(shù)據(jù)對(duì)準(zhǔn)?？蛇x地，在其它實(shí)施例中，均衡器對(duì)判決設(shè)備的輸入端的數(shù)據(jù)進(jìn)行向下采樣。這允許系統(tǒng)20的其它元件利用與微小間隔的采樣相關(guān)聯(lián)的增加的帶寬。
在某些其它的實(shí)施例中，F(xiàn)FE輸出率并不通過簡(jiǎn)單整數(shù)多重關(guān)系與判決設(shè)備碼元率有關(guān)。作為非限制性例子，F(xiàn)FE輸出可提供判決設(shè)備碼元率的4/3倍的采樣數(shù)。在某些實(shí)施例中，選擇最接近于判決設(shè)備碼元采樣時(shí)間的采樣對(duì)FFE輸出進(jìn)行了分樣。在其它實(shí)施例中，采樣率轉(zhuǎn)換器被用于向下采樣FFE輸出。作為非限制性示例，采樣率轉(zhuǎn)換過程可發(fā)生在FFE輸出端、加法器輸入端或加法器輸出端。從而，雖然在圖5中未示出，但可以理解的是均衡器200的一些實(shí)施例包括微小分隔的FFE，其中FFE 210和DFE 216中的采樣在時(shí)間上相關(guān)，但非必需地在時(shí)間上與同一個(gè)采樣間隔對(duì)準(zhǔn)。
FFE 210和DFE 216中具有時(shí)間上相關(guān)的采樣的均衡器的又一些實(shí)施例，將系數(shù)值從FFE 210傳送至DFE 216以改善最初的DFE啟動(dòng)和收斂。作為例子，一些系統(tǒng)最初啟用FFE 210并適配FFE系數(shù)以減少信道失真。在FFE系數(shù)相對(duì)穩(wěn)定或位誤差率被降低至所希望的閾值水平之后，系統(tǒng)啟用DFE 216且FFE 210和DFE 216的系數(shù)在之后被共同地適配。然后系統(tǒng)根據(jù)信道延遲確定FFE 210和DFE 216應(yīng)當(dāng)使用哪個(gè)時(shí)間相關(guān)采樣。FFE 210和DFE 216將使用的采樣在信道延遲移動(dòng)時(shí)被調(diào)整。
本發(fā)明的一些實(shí)施例自適應(yīng)地改變用于演算均衡器抽頭系數(shù)的技術(shù)，以去除信道干擾和重影。作為例示，某些實(shí)施例適配FFE 210和DFE 216中的均衡器抽頭系數(shù)以最小化均衡器輸出和判決設(shè)備輸出之間的最小均方(LMS)誤差。這種技術(shù)演算出響應(yīng)于變化的信道或系統(tǒng)條件的隨時(shí)間變化的均衡器抽頭系數(shù)。作為例示，一些適配算法最初使用RCA技術(shù)來(lái)驅(qū)動(dòng)LMS適配算法，接著在應(yīng)用判決導(dǎo)向均衡器系數(shù)適配過程之前，根據(jù)信道條件轉(zhuǎn)到判決導(dǎo)向技術(shù)或不同的適配策略的組合。
均衡器200的一些實(shí)施例通過限制某些DFE系數(shù)的大小改進(jìn)了均衡器的穩(wěn)定性。繼續(xù)參照?qǐng)D19C，控制系統(tǒng)54(圖5)按照系數(shù)與之相關(guān)聯(lián)的抽頭的抽頭索引來(lái)限制DFE系數(shù)的大小。在一些實(shí)施例中，DFE系數(shù)的值的范圍被分為多個(gè)區(qū)域。那些具有較小抽頭索引(即最接近于ZOUT)的抽頭具有第一預(yù)設(shè)范圍的大小限制。第二組DFE抽頭具有允許的大小的第二預(yù)設(shè)范圍。最后，那些具有最大抽頭索引(即離ZOUT最遠(yuǎn))的抽頭具有大小限制的第三預(yù)設(shè)范圍。作為第一非限制性例子，假設(shè)系數(shù)具有最大大小為1，那些最接近于ZOUT的抽頭具有最大的系數(shù)大小為0.85。第二組DFE抽頭(離ZOUT遠(yuǎn)一些)具有最大的系數(shù)大小為0.95。最后，那些離ZOUT最遠(yuǎn)的DFE抽頭具有最大的系數(shù)大小為1。
在一些實(shí)施例中，那些最接近于ZOUT的抽頭的最大系數(shù)大小可有0.75至0.85的范圍。在其它實(shí)施例中，第二組抽頭(位于最遠(yuǎn)離和最接近ZOUT的抽頭之間)的最大系數(shù)大小可有0.925至0.95的范圍。在另一些實(shí)施例中，那些離ZOUT最遠(yuǎn)的DFE抽頭可有范圍在0.95至1的最大系數(shù)大小。
可以理解的是DFE抽頭可以分成更少或更多的組，并且相對(duì)最大系數(shù)大小取決于DFE抽頭數(shù)和它們的抽頭索引(相對(duì)于ZOUT的位置)。作為例示，在一些實(shí)施例中，只有一部分DFE抽頭受限制?？梢岳斫獾氖牵谀切?shí)施例中，限制具有較小抽頭索引的DFE系數(shù)的大小降低了網(wǎng)格譯碼器造成的判定誤差的影響。
均衡器200的其它實(shí)施例將消耗函數(shù)(drain function)應(yīng)用于FFE和DFE的系數(shù)。在一些實(shí)施例中，消耗函數(shù)是常數(shù)消耗并以規(guī)則的方式按照一受控量降低系數(shù)的大小。在其它實(shí)施例中，消耗函數(shù)是非線性的并趨向于相對(duì)于較大系數(shù)值能更快地消除較小的系數(shù)值。在又一些實(shí)施例中，消耗函數(shù)是比例的并以規(guī)則的方式微小地降低系數(shù)大小。
均衡器200的一些實(shí)施例應(yīng)用消耗函數(shù)，其中受控量根據(jù)抽頭索引而變化，從而例如相對(duì)于具有較小抽頭索引的抽頭的系數(shù)的大小，以更快的速率(或，可選地，以更大的量)降低具有較大抽頭索引的DFE抽頭的系數(shù)的大小。受控量的變化可以是抽頭索引的函數(shù)，或者抽頭可按照抽頭索引范圍來(lái)分組，且可對(duì)每個(gè)組運(yùn)用單獨(dú)的受控量。在均衡器200的其它實(shí)施例中，受控量可以根據(jù)均衡器的運(yùn)行階段而改變，使得例如在均衡器啟動(dòng)時(shí)將系數(shù)的大小減小一個(gè)較小的受控量，而在均衡器運(yùn)行在穩(wěn)定狀態(tài)模式后再減去一個(gè)較大的受控量。類似地，受控量可根據(jù)均衡器的性能而改變。在這種情況下，例如，較小的受控量可用于在SNR相對(duì)低時(shí)減小系數(shù)的大小，而當(dāng)SNR增加時(shí)可使用較大的受控量。在又一些實(shí)施例中，離FFE的虛中心更遠(yuǎn)的抽頭以比離虛中心較近的FFE抽頭更快速率地被吸收。
作為非限制性例子，同時(shí)參照?qǐng)D5、6和21，系統(tǒng)20的一些實(shí)施例包括系統(tǒng)740實(shí)施的(其操作示于圖21)用于產(chǎn)生重疊均衡器結(jié)構(gòu)或不具備基準(zhǔn)或中心抽頭的均衡器的技術(shù)。在742，“初始化”，控制系統(tǒng)54初始化系統(tǒng)20的各部分，如本領(lǐng)域技術(shù)人員所理解的那樣。控制系統(tǒng)54接著將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到744。
在744，“CDE估計(jì)”，系統(tǒng)20估計(jì)與傳輸信道相關(guān)聯(lián)的延遲并確定SEGMENT_SYNC_OUT和FRAME_SYNC_OUT的值。系統(tǒng)20相對(duì)于它自身的系統(tǒng)時(shí)鐘、碼元計(jì)數(shù)器316以及序列計(jì)數(shù)器318固定訓(xùn)練序列的延遲偏移。作為非限制性例子，在一些實(shí)施例中，系統(tǒng)20使用段同步技術(shù)以確定CDE。在其它實(shí)施例中，系統(tǒng)20使用幀同步技術(shù)以確定CDE。在又一些實(shí)施例中，系統(tǒng)20使用段同步和幀同步技術(shù)的組合以確定CDE?？刂葡到y(tǒng)54接著將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到746。
在746，“FFE啟用”，控制系統(tǒng)54啟用系統(tǒng)20的均衡器的FFE部分。系統(tǒng)20的均衡器的DFE部分被禁用?？刂葡到y(tǒng)54通過使用根據(jù)嵌入于傳輸中的同步信號(hào)的所希望的或預(yù)期的到達(dá)而產(chǎn)生的適配誤差信號(hào)以動(dòng)態(tài)地產(chǎn)生FFE系數(shù)。作為例示，在系統(tǒng)20的一些實(shí)施例中，這些實(shí)施例包括均衡器200A，控制系統(tǒng)54根據(jù)CDE的CDEU 230估計(jì)在所希望的或預(yù)期的時(shí)間位置上生成(或?qū)е律?同步信號(hào)。作為例示，控制系統(tǒng)54在SC＝SEGMENT_SYNC_OUT時(shí)生成段同步訓(xùn)練信號(hào)以適配均衡器20。
控制系統(tǒng)54隨即通過從由控制系統(tǒng)54生成的同步信號(hào)中減去經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88來(lái)生成適配誤差信號(hào)。控制系統(tǒng)54根據(jù)窗技術(shù)選擇部分適配誤差以適配均衡器的系數(shù)。被選擇的窗取決于系統(tǒng)20的運(yùn)行狀態(tài)。例如，在一些實(shí)施例中，控制系統(tǒng)54使用段同步信號(hào)在初始化系統(tǒng)啟動(dòng)期間適配FFE系數(shù)。在其它實(shí)施例中，控制系統(tǒng)54使用字段/幀同步信號(hào)在初始化系統(tǒng)啟動(dòng)期間適配FFE系數(shù)。在又一些實(shí)施例中，控制系統(tǒng)54首先使用段同步信號(hào)適配FFE系數(shù)，而之后轉(zhuǎn)而結(jié)合段同步信號(hào)使用字段/幀同步信號(hào)。
正如之后將要討論的那樣，一旦獲得可靠的同步，控制系統(tǒng)54就根據(jù)由CDE的CDEU估計(jì)所確定的同步信號(hào)所希望的或預(yù)期的時(shí)間位置來(lái)適配FFE系數(shù)?？刂葡到y(tǒng)54根據(jù)CDE的CDEU估計(jì)在所希望的或預(yù)期的時(shí)間位置上生成同步信號(hào)。然后控制系統(tǒng)54通過從生成的同步信號(hào)中減去接收的信號(hào)來(lái)生成適配誤差信號(hào)。接著控制系統(tǒng)54用適配誤差信號(hào)來(lái)基于適配誤差信號(hào)適配FFE的系數(shù)。
作為例示，在一些實(shí)施例中，控制系統(tǒng)54通過從接收機(jī)生成的段同步信號(hào)中減去接收信號(hào)來(lái)生成適配差異信號(hào)。一些實(shí)施例通過從接收機(jī)生成的幀同步信號(hào)減去接收信號(hào)來(lái)生成適配差異信號(hào)。又一些實(shí)施例首先根據(jù)段同步信號(hào)的預(yù)期到達(dá)來(lái)適配FFE系數(shù)。在達(dá)到一定性能程度之后，如檢測(cè)到可靠的幀同步信號(hào)的存在，控制系統(tǒng)54使用段同步和字段/幀同步信號(hào)來(lái)生成差異信號(hào)。
在一些實(shí)施例中，如果在某一段時(shí)間之后沒有檢測(cè)到可靠的同步信號(hào)，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740操作轉(zhuǎn)到742。類似地，在一些實(shí)施例中，如果檢測(cè)到字段/幀同步信號(hào)的丟失，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到742。其它情況下，當(dāng)均衡器輸出SNR性能(基于接收的同步信號(hào)的SNR)大于預(yù)定的DFE_ENB閾值時(shí)，控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到748。通過選擇DFE_ENB閾值＞RETURN_FFE閾值，可能會(huì)產(chǎn)生滯后作用。
在748，“DFE啟用”，控制系統(tǒng)54啟用均衡器200的DFE部分216，該部分充當(dāng)無(wú)限脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器?？刂葡到y(tǒng)54使用根據(jù)段同步信號(hào)和字段/幀同步信號(hào)所生成的適配誤差信號(hào)來(lái)適配均衡器的FFE和DFE系數(shù)。適配誤差信號(hào)生成類似于“FFE允許”746中所用的過程。輸入至DFE的數(shù)據(jù)被量化成取決于DFE延遲路徑上可用的精度的電平。
如果檢測(cè)到字段/幀同步信號(hào)的丟失，控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到742。否則，當(dāng)均衡器輸出SNR性能大于預(yù)定的RCA_ENB閾值時(shí)，控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到750，其中信號(hào)對(duì)噪聲性能基于接收的同步信號(hào)的SNR。然而，在一些實(shí)施例中，當(dāng)均衡器輸出SNR性能落在RETURN_FFE閾值下時(shí)，控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到746。通過選擇RCA_ENB閾值＞RETUREN_DFE閾值＞DFE_ENB閾值，可能會(huì)引入滯后作用。一些實(shí)施例使用本領(lǐng)域熟知的其它技術(shù)，例如平均值濾波器和連續(xù)性計(jì)數(shù)器，來(lái)改善系統(tǒng)性能。
在750，“RCA”，使用基于簡(jiǎn)化構(gòu)象算法(RCA)的適配誤差信號(hào)更新FFE和DFE系數(shù)。RCA假設(shè)輸入數(shù)據(jù)是2級(jí)的(2-leveled)，那么本地生成的參考信號(hào)是輸入數(shù)據(jù)的二元限幅。作為例示，在系統(tǒng)20的一些包括均衡器200A的實(shí)施例中，控制系統(tǒng)54通過從判決設(shè)備214的自適應(yīng)碼元判決94中減去經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88生成適配誤差信號(hào)。控制系統(tǒng)54配置自適應(yīng)碼元判決94以提供來(lái)自經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88的輸入數(shù)據(jù)的二元限幅。二元限幅器將具有標(biāo)準(zhǔn)化電平-7，-5，-3，-1，+1，+3，+5，+7的8-VSB信號(hào)映射到-5.25至+5.25。在一些實(shí)施例中，限幅是在兩級(jí)方式完成的。在其它實(shí)施例中，限幅在四級(jí)方式完成的。又一些實(shí)施例如CMA使用信號(hào)構(gòu)象的峰度(kurtosis)。最后，其它實(shí)施例使用本領(lǐng)域技術(shù)人員熟知的其它簡(jiǎn)化構(gòu)象技術(shù)。適配誤差信號(hào)被用于更新FFE和DFE系數(shù)。如前文所述，進(jìn)入DFE的數(shù)據(jù)被量化成經(jīng)限幅的數(shù)據(jù)(8或16級(jí)判決限幅器)且DFE充當(dāng)IIR濾波器。
在一些實(shí)施例中，控制系統(tǒng)54在接收的數(shù)據(jù)上僅使用RCA算法來(lái)適配FFE和DFE系數(shù)。在其它實(shí)施例中，控制系統(tǒng)將接收的同步信號(hào)與那些由控制系統(tǒng)54所生成的信號(hào)進(jìn)行比較。在又一些實(shí)施例中，控制系統(tǒng)54根據(jù)系統(tǒng)性能或運(yùn)行狀態(tài)，為RCA和基于同步信號(hào)的適配技術(shù)的效果加權(quán)重。
如果控制系統(tǒng)54檢測(cè)到字段/幀同步信號(hào)的丟失，控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到742。否則，當(dāng)均衡器輸出SNR性能變得大于DATA_DIRECTED閾值時(shí)，控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到752。在一些實(shí)施例中，計(jì)算SNR的技術(shù)包括檢查接收的同步信號(hào)和數(shù)據(jù)信號(hào)。如果，而不是改進(jìn)，系統(tǒng)SNR性能落在RETURN_DFE閾值之下，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到748。通過選擇DATA_DIRECTED閾值＞RCA_ENB閾值＞RETURN_RCA閾值，可能引入滯后作用。
在752，“網(wǎng)格編碼器啟用”，使用根據(jù)網(wǎng)格編碼器輸出生成的經(jīng)適配的誤差信號(hào)更新FFE和DFE抽頭。與之前類似，控制系統(tǒng)54配置自適應(yīng)碼元判決94從網(wǎng)格編碼器提供輸出?？刂葡到y(tǒng)54使用判決導(dǎo)向LMS技術(shù)來(lái)適配均衡器系數(shù)。在一些實(shí)施例中，通過查看8-VSB信號(hào)的網(wǎng)格譯碼器輸出來(lái)確定自適應(yīng)誤差信號(hào)。在其它實(shí)施例中，通過檢查網(wǎng)格譯碼器階段中的一級(jí)的輸出來(lái)確定自適應(yīng)誤差信號(hào)。與之前類似，輸入至DFE的數(shù)據(jù)是經(jīng)量化限幅至一個(gè)預(yù)定數(shù)目的電平的數(shù)據(jù)，且DFE充當(dāng)IIR濾波器。
如上所述，如果檢測(cè)到字段/幀同步信號(hào)的丟失，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到742。否則，當(dāng)均衡器輸出SNR性能變得大于DFU_UPDATE閾值時(shí)，控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到754。如果而不是改進(jìn)，系統(tǒng)的SNR性能落在RETURN_RCA之下，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到752。通過選擇DFE_UPDATE閾值＞RETURN_RCA閾值＞RCA_ENB閾值，可能引入滯后作用。
在754，“DFE判決更新”，系統(tǒng)控制器54使用根據(jù)網(wǎng)格譯碼的輸出所生成的適配誤差信號(hào)來(lái)更新FFE和DFE系數(shù)。另外，控制器54配置均衡器的判決設(shè)備以將經(jīng)網(wǎng)格譯碼的數(shù)據(jù)提供至DFE 216中。作為例示，在系統(tǒng)20的一些包括均衡器200A的實(shí)施例中，控制系統(tǒng)54選擇性地控制均衡器反饋信號(hào)92以向DFE 216提供經(jīng)網(wǎng)格譯碼器校正的數(shù)據(jù)。在其它實(shí)施例中，控制系統(tǒng)54選擇性地控制均衡器反饋信號(hào)92以用來(lái)自網(wǎng)格譯碼器的各級(jí)的經(jīng)校正的數(shù)據(jù)來(lái)更新DFE 216。從而，DFE 216最初接收判決設(shè)備214的判決限幅器輸出。然后判決設(shè)備214的網(wǎng)格譯碼器部分在校正變得可行時(shí)更新DFE接收的判決。又一些實(shí)施例的運(yùn)作是通過向DFE的各級(jí)提供來(lái)自網(wǎng)格譯碼器的中間級(jí)的經(jīng)網(wǎng)格譯碼器更新的值來(lái)進(jìn)行的，如在共同待批的第10/407610號(hào)、題為“Transposed Structure for a Decision Feedback Equalizer Combined witha Trellis Decoder”，以及第09/884256號(hào)，題為“Combined Trellis Decoderand Decision Feedback Equalizer”的美國(guó)專利申請(qǐng)中所描述的那樣。
如上所述，如果檢測(cè)到字段/幀同步信號(hào)的丟失，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到742。否則，如果均衡器輸出SNR性能落在RETURN_TRELLIS_ENABLED閾值之下，則控制系統(tǒng)54將系統(tǒng)740轉(zhuǎn)到752。
系統(tǒng)20的一些實(shí)施例使用適配誤差信號(hào)的平均導(dǎo)向代替SNR。系統(tǒng)20的其它實(shí)施例使用網(wǎng)格譯碼器所檢測(cè)到的位差錯(cuò)率。系統(tǒng)20的又一些實(shí)施例使用FEC碼元判決80的位差錯(cuò)率。還有些實(shí)施例，類似于第6829297號(hào)美國(guó)專利，還根據(jù)由網(wǎng)絡(luò)譯碼器導(dǎo)出的性能量度來(lái)修改適配過程?？梢岳斫獾氖窍到y(tǒng)740可通過省略某些步驟來(lái)適用于不具備網(wǎng)格譯碼的系統(tǒng)。同樣地，轉(zhuǎn)換點(diǎn)可根據(jù)運(yùn)行條件和應(yīng)用來(lái)調(diào)整為最佳性能。除了轉(zhuǎn)換閾值電平產(chǎn)生的滯后之外，系統(tǒng)20的一些實(shí)施例還包括置信度計(jì)數(shù)器、平均值濾波器、或類似的轉(zhuǎn)換平滑技術(shù)，來(lái)改善穩(wěn)定性并消除系統(tǒng)性能中的瞬時(shí)偏移。
可以理解的是在一些實(shí)施例中，可以通過消除746和754之間的中間階段來(lái)簡(jiǎn)化系統(tǒng)740。作為例示，不具有網(wǎng)格譯碼器或不將網(wǎng)絡(luò)譯碼器更新DFE內(nèi)的采樣的網(wǎng)格譯碼器的能力包含在內(nèi)作為特征的實(shí)施例不需要步驟752或754。
均衡器46的另一個(gè)實(shí)施例，如圖22中的均衡器200A所示，在形式上和功能上類似于均衡器200，除了在FFE 210的輸出和加法器212的第一輸入之間添加了相位跟蹤器240。如圖22中所示，相位跟蹤器240接收來(lái)自FFE 210的輸入和反饋信號(hào)246，并向加法器212提供輸出。如稍后將詳細(xì)描述的那樣，相位跟蹤器240接收各種反饋信號(hào)246。反饋信號(hào)246可包括一個(gè)或多個(gè)由系統(tǒng)20或在系統(tǒng)20內(nèi)生成的感興趣的信號(hào)。作為例示，在系統(tǒng)20的一些實(shí)施例中，反饋信號(hào)246包括經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88。在另一些實(shí)施例中，反饋信號(hào)246包括經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88和同步碼元判決86。在又一些實(shí)施例中，反饋信號(hào)246包括中間均衡器信號(hào)90、經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88以及均衡器反饋信號(hào)92。如后所述，相位跟蹤器240使用反饋信號(hào)來(lái)導(dǎo)出用于校正FFE 210的輸出的相位糾正向量。
均衡器200A中的相位跟蹤器240的一個(gè)實(shí)施例是如圖23所示的相位跟蹤器800A，它接收來(lái)自FFE 210的輸入信號(hào)242和反饋信號(hào)246A和246B。反饋信號(hào)246A是存在于接收信號(hào)中的估計(jì)的相位誤差的正弦(即sinθ)。類似地，反饋信號(hào)246B是存在于接收信號(hào)中的估計(jì)的相位誤差的余弦(即cosθ)。相位跟蹤器800A的輸出是均衡器200A的加法器212的一個(gè)輸入。
相位跟蹤器800A包括延遲線810、相移濾波器812、旋轉(zhuǎn)器814、積分器816、減法器818以及乘法器822、824和826。相位跟蹤器800A通過取判決設(shè)備214的輸出與對(duì)應(yīng)的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88間的差異來(lái)產(chǎn)生相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248。如圖23中所示，至少一個(gè)實(shí)施例包括減法器830和延遲元件832。延遲元件832的輸入接收經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88，信號(hào)88是加法器212的輸出。減法器830的負(fù)和正輸入端分別接收來(lái)自延遲元件832的延遲的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88和判決設(shè)備214的輸出。減法器830的輸出是相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248。從而，相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248是通過取判決設(shè)備214的輸出與適當(dāng)延遲的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88的差異而導(dǎo)出的。如此，相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248是判決輸出和產(chǎn)生該輸出的輸入之間的誤差。延遲元件832提供足夠的信號(hào)傳播延遲以允許校正減法器830的輸入的正確的時(shí)間對(duì)準(zhǔn)，并隨著判決設(shè)備214的輸出的性質(zhì)而改變。
如圖所示，一些實(shí)施例通過從判決設(shè)備214的判決限幅器輸出中減去適當(dāng)延遲的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88來(lái)導(dǎo)出相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248。其它實(shí)施例通過從判決設(shè)備214的網(wǎng)格譯碼器輸出中減去適當(dāng)延遲的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88來(lái)導(dǎo)出相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248。又一些實(shí)施例通過從判決設(shè)備214的網(wǎng)格譯碼器中的中間輸出級(jí)中減去適當(dāng)延遲的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88來(lái)導(dǎo)出相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248。某些實(shí)施例通過從判決設(shè)備214的自適應(yīng)碼元判決94中減去適當(dāng)延遲的經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88來(lái)導(dǎo)出相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248。還有些其它實(shí)施例，控制系統(tǒng)52根據(jù)系統(tǒng)狀態(tài)、均衡器和/或系統(tǒng)條件選擇用于產(chǎn)生相位跟蹤器判決誤差信號(hào)248的判決設(shè)備214的輸出。
正如本領(lǐng)域技術(shù)人員可理解的那樣，相位跟蹤器800A導(dǎo)出相位誤差反饋信號(hào)。延遲線810和相移濾波器812接收輸入信號(hào)242，該輸入信號(hào)是FEE 210的輸出。延遲線810向旋轉(zhuǎn)器814的同相信號(hào)輸入和乘法器826提供輸出。乘法器826還接收反饋信號(hào)246A(sinθ)。相移濾波器812向旋轉(zhuǎn)器814的正交信號(hào)輸入和乘法器824提供輸出。乘法器824還接收反饋信號(hào)246B(cosθ)。
在一些實(shí)施例中，相移濾波器812包括90度相移濾波器或正交濾波器。在其它實(shí)施例中，相移濾波器812包括希爾伯特濾波器或截?cái)嗟?truncated)希爾伯特濾波器。在又一些實(shí)施例中，相移濾波器812是某一所希望的長(zhǎng)度的FIR濾波器，該FIR濾波器的濾波器抽頭系數(shù)被最優(yōu)化以使得對(duì)于90度相移的信道和某一接收機(jī)獲取閾值，濾波器輸出的均方誤差(MMSE)最小。作為例示，相移濾波器812的一些實(shí)施例是具有31個(gè)采樣長(zhǎng)度的FIR濾波器，具有對(duì)VSB或15.1dB的偏移QAM接收機(jī)獲取SNR閾值的MMSE優(yōu)化的濾波器抽頭系數(shù)。相移濾波器812的其它實(shí)施例包括對(duì)于小于15.1dB的接收機(jī)獲取SNR閾值優(yōu)化的濾波器抽頭系數(shù)。本發(fā)明的至少一個(gè)實(shí)施例包括對(duì)15dB的獲取SNR閾值優(yōu)化的相移濾波器812系數(shù)。
減法器818的負(fù)和正輸入端分別接收乘法器826和乘法器824的輸出。減法器818向乘法器822提供相位誤差估計(jì)，乘法器822還接收來(lái)自減法器830的相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248。積分器816接收乘法器822的輸出，并向旋轉(zhuǎn)器814的輸入提供相位校正信號(hào)θ。最后，旋轉(zhuǎn)器814向均衡器200A的加法器212提供經(jīng)相位校正的輸出。
在一些實(shí)施例中，相位跟蹤器800A接收FFE 210的輸出作為實(shí)信號(hào)或同相信號(hào)IFFE。FFE 210的輸出通過相移濾波器812以產(chǎn)生相應(yīng)的虛信號(hào)或正交信號(hào)QFFE。
FFE 210的輸出還通過延遲線810以確保IFFE和QFFE在時(shí)間上對(duì)準(zhǔn)且對(duì)應(yīng)于相同的FFE 210輸出。IFFE和QFFE可以看成是具有大小和相位的向量對(duì)。然而，可以理解的是FFE 210的一些接收IFFE和QFFE的實(shí)施例會(huì)輸出實(shí)的和相位正交分量而無(wú)需延遲線810和相移濾波器812。相位跟蹤器800A通過旋轉(zhuǎn)IFFE和QFFE來(lái)最小化存在于均衡器200A的輸出端處的相位誤差?；谟煞e分器816提供的相位校正信號(hào)θ，旋轉(zhuǎn)器814將IFFE和QFFE乘以相位校正向量ejθ，其中積分器816的輸入是EPTD·(QFFEcosθ-IFFEsinθ)，而EPTD是在時(shí)間上與反饋信號(hào)246A和246B相關(guān)的相位跟蹤器判決誤差信號(hào)。從而，積分器的輸入是與FFE 210的某一輸出有關(guān)的判決導(dǎo)向相位誤差信號(hào)。如此，積分器816的輸出是相位校正信號(hào)0，其中在采樣索引i，θi＝θi-1+μEPTD·(QFFEcosθi-1-IFFEsinθi-1)，其中μ是某個(gè)更新步長(zhǎng)參數(shù)?？梢岳斫獾氖窃谝恍?shí)施例中，θ的值域是有限的。
旋轉(zhuǎn)器814使用相位校正信號(hào)θ旋轉(zhuǎn)向量對(duì)IFFE和QFFE。在一些實(shí)施例中，旋轉(zhuǎn)器814包括復(fù)乘法器、正弦查詢表以及余弦查詢表。旋轉(zhuǎn)器814將接收的相位校正信號(hào)θ轉(zhuǎn)化成相位校正向量ejθ，該向量被用于旋轉(zhuǎn)IFFE和QFFE。旋轉(zhuǎn)器814產(chǎn)生經(jīng)相位校正的同相或?qū)嵭盘?hào)IPT。在一些實(shí)施例中，旋轉(zhuǎn)器814也產(chǎn)生正交或虛信號(hào)QPT(未示出)。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解的是，這些例示是用作舉例，而圖23中未示出的其它延遲元件也可以包含在一些實(shí)施例中來(lái)保持各信號(hào)間的正確的時(shí)間關(guān)系。
相位誤差反饋信號(hào)是通過估計(jì)存在于均衡器200A(參見圖22)中的某一級(jí)中的相位誤差來(lái)創(chuàng)建的。相位跟蹤器800A的一些實(shí)施例根據(jù)均衡器的運(yùn)行模式來(lái)估計(jì)存在于均衡器的一個(gè)輸出信號(hào)中的相位誤差。作為例示，在一些實(shí)施例中，相位誤差估計(jì)來(lái)源于FFE 210的輸出。在其它實(shí)施例中，相位誤差估計(jì)來(lái)源于均衡器200A的加法器212的輸出。在另一些實(shí)施中，相位誤差估計(jì)來(lái)源于相位跟蹤器800A的輸出。在又一些實(shí)施例中，用于得出相位誤差估計(jì)的信號(hào)由控制系統(tǒng)54根據(jù)均衡器性能來(lái)選擇。
在圖24中顯示的相位跟蹤器240的另一個(gè)實(shí)施例是800B。相位跟蹤器800B在運(yùn)行上類似于相位跟蹤器800A，除了信號(hào)IFFE和QFFE首先被乘以相位跟蹤器判決誤差信號(hào)248。如此，相位跟蹤器800B包括不同位置上的乘法器822，并進(jìn)一步包括額外的乘法器828。
乘法器826接收IFFE和相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248作為輸入。乘法器822接收反饋信號(hào)246A(sinθ)和乘法器826的輸出作為輸入。乘法器828接收QFFE和相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248作為輸入。乘法器824接收反饋信號(hào)246B(cosθ)和乘法器828的輸出作為輸入。減法器818的負(fù)和正輸入端分別接收乘法器822和824的輸出，并提供兩個(gè)信號(hào)的差作為對(duì)積分器816的輸出。如相位跟蹤器800A中一樣，積分器816接收減法器818的輸出，并向旋轉(zhuǎn)器814的輸入端提供相位校正信號(hào)θ。最后，旋轉(zhuǎn)器814向均衡器200A的加法器212提供經(jīng)相位校正的輸出。
相位跟蹤器800B的相位校正信號(hào)θ對(duì)于采樣索引i為θi＝θi-1+μ·EPTD·(QFFEcosθi-1-IFFEsinθi-1)，其中反饋信號(hào)246A、sinθ，以及反饋信號(hào)246B、cosθ與相位跟蹤器判決誤差信號(hào)EPTD有關(guān)。如之前所述，旋轉(zhuǎn)器814將輸入數(shù)據(jù)向量IFFE和QFFE乘以相位校正向量ejθ并由此校正了FFE 210的輸出的相位。正如本領(lǐng)域的技術(shù)人員能理解的那樣，這些例示僅用作舉例，圖24中未示出的其它延遲元件也可以包含在各個(gè)實(shí)施例中來(lái)保持各信號(hào)間的正確的時(shí)間關(guān)系。
在均衡器200A中的相位跟蹤器240的另一個(gè)實(shí)施例是適用于VSB和偏移QAM調(diào)制系統(tǒng)的相位跟蹤器800C。如圖25中所示，相位跟蹤器800C接收來(lái)自FFE 210的輸入信號(hào)242，以及相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248。相位跟蹤器800C的輸出連接至均衡器200A的加法器212的輸入端。如圖25中所示，相位跟蹤器800C使用類似于相位跟蹤器800A中使用的技術(shù)來(lái)生成相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)249。
類似于相位跟蹤器800A，相位跟蹤器800C也包括延遲線810、相移濾波器812、旋轉(zhuǎn)器814、積分器816和乘法器822。輸入線810和相移濾波器812的輸入端接收來(lái)自FFE 210的輸入信號(hào)242并分別產(chǎn)生IFFE和QFFE作為輸出。延遲線810的輸出向旋轉(zhuǎn)器814的同相信號(hào)輸入端提供IFFE，IFFE是輸入信號(hào)242的延遲版本。相移濾波器812的輸出向旋轉(zhuǎn)器814的正交信號(hào)輸入端和乘法器822提供QFFE結(jié)果，QFFE被用作為相位誤差信號(hào)。乘法器822還接收相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248并將乘積提供給積分器816作為輸入。積分器816向旋轉(zhuǎn)器814的輸入端提供相位校正信號(hào)θ。
與之前描述的相位跟蹤器類似，F(xiàn)FE 210的輸出通過延遲線810和相移濾波器812后產(chǎn)生了信號(hào)IFFE和QFFE。乘法器822將QFFE乘以相位跟蹤器判決誤差信號(hào)248來(lái)產(chǎn)生判決定向相位誤差估計(jì)，該估計(jì)隨后由積分器816積分以形成相位校正信號(hào)，在采樣索引為i時(shí)θi＝θi-1+μ·(QFFE)·(EPTD)。旋轉(zhuǎn)器814接收θ并推導(dǎo)出相位校正向量ejθ。旋轉(zhuǎn)器814將向量對(duì)IFFE和QFFE乘以相位校正向量ejθ以產(chǎn)生經(jīng)相位校正的實(shí)或同相輸出。正如本領(lǐng)域技術(shù)人員所理解的那樣，這些例示只是舉例。其它的延遲元件(圖25中未示出)也可用于一些備選的實(shí)施例中以根據(jù)在推導(dǎo)相位跟蹤器判決誤差信號(hào)時(shí)的等待時(shí)間保持各信號(hào)問的正確的時(shí)間關(guān)系。作為例示，可以理解的是相位誤差估計(jì)和相位跟蹤器判決誤差信號(hào)248對(duì)應(yīng)于FFE 210的輸出。然而，由于乘法器822的輸出被積分以獲取平均相位校正信號(hào)，在一些實(shí)施例中，應(yīng)用于IFFE(n)和QFFE(n)的相位校正向量ejθ可不包括來(lái)自IFFE(n)和QFFE(n)的貢獻(xiàn)；可以理解的是IFFE(n)和QFFE(n)是第n個(gè)IFFE和QFFE采樣。
均衡器200A中的相位跟蹤器的另一個(gè)實(shí)施例是相位跟蹤器800D，其也適用于VSB和偏移QAM調(diào)制系統(tǒng)。如圖26中所示，相位跟蹤器800D接收來(lái)自FFE210的輸入信號(hào)242以及相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248并產(chǎn)生對(duì)均衡器200A的加法器212的輸出。如圖26中所示，相位跟蹤器800D使用與之前關(guān)于相位跟蹤器800A的描述所類似的技術(shù)來(lái)生成相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248。相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248，顯示為相位跟蹤器800D的一部分，在形式上和功能上類似于相位跟蹤器800A中所使用的信號(hào)。
類似于相位跟蹤器800C，相位跟蹤器800D也包括延遲線810、相移濾波器812、旋轉(zhuǎn)器814、積分器816和乘法器822。如之前對(duì)于相位跟蹤器的描述，延遲線810和相移濾波器812的輸入端接收來(lái)自FFE 210的輸入信號(hào)242并分別在它們各自的輸出端產(chǎn)生IFFE和QFFE。旋轉(zhuǎn)器814分別在它的同相和正交輸入端接收IFFE和QFFE。旋轉(zhuǎn)器814產(chǎn)生經(jīng)相位校正的同相或?qū)嵭盘?hào)IPT以及正交或虛信號(hào)QPT。均衡器200A的加法器212接收實(shí)信號(hào)IPT作為輸出。乘法器822接收旋轉(zhuǎn)器814的正交QPT以及相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248。乘法器822將QPT和(EPTD)248的積提供給積分器816。積分器816對(duì)乘法器822的輸出求積分產(chǎn)生相位校正信號(hào)θ，作為對(duì)旋轉(zhuǎn)器814的校正向量輸入端的輸出。
相位跟蹤器800D使用EPTD和QPT的積作為旋轉(zhuǎn)器814的輸出端的相位誤差估計(jì)。乘法器822將QPT乘以相位跟蹤器判決誤差信號(hào)248來(lái)產(chǎn)生判決導(dǎo)向相位誤差估計(jì)，該估計(jì)接著由積分器816積分形成相位校正信號(hào)θi＝θi-1+μ·(QPT)·(EPTD)。旋轉(zhuǎn)器814接收θ并導(dǎo)出相位校正向量ejθ。在一些實(shí)施例中，最大相位校正被限制在一個(gè)所希望的范圍內(nèi)。作為非限制性的例子，一些實(shí)施例中，最大相位校正信號(hào)將旋轉(zhuǎn)器814提供的相位校正限制到±45度。然后旋轉(zhuǎn)器814將向量對(duì)IFFE和QFFE乘以相位校正向量ejθ以產(chǎn)生經(jīng)相位校正的實(shí)或同相輸出IPT正如本領(lǐng)域技術(shù)人員所理解的，這些說(shuō)明只是舉例。其它的延遲元件(圖26中未示出)也可用于某些實(shí)施例中以保持相位誤差估計(jì)QPT與相位跟蹤器判決誤差信號(hào)EPTD間的正確的時(shí)間關(guān)系，使乘法器822的輸出是對(duì)應(yīng)于來(lái)自FFE 201的輸出(輸入信號(hào)242)的判決導(dǎo)向相位誤差估計(jì)。
均衡器200A中的相位跟蹤器240的另一個(gè)實(shí)施例是相位跟蹤器800E，其也適用于VSB和偏移QAM調(diào)制系統(tǒng)。如圖27中所示，相位跟蹤器800D接收來(lái)自FFE 210的輸入信號(hào)，并向均衡器200A的加法器212提供經(jīng)相位校正的實(shí)或同相輸出IPT。與上述討論的實(shí)施例類似，如圖27中所示，相位跟蹤器800E使用與之前關(guān)于相位跟蹤器800A的描述類似的技術(shù)來(lái)生成相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248。相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248，顯示為相位跟蹤器800E的一部分，在形式上和功能上類似于相位跟蹤器800A中所使用的信號(hào)。
與相位跟蹤器800D一樣，相位跟蹤器800E也包括延遲線810、相移濾波器812、旋轉(zhuǎn)器814、積分器816和乘法器822。延遲線810和相移濾波器812的輸入端接收來(lái)自FFE 210的輸入信號(hào)242。延遲線810和相移濾波器812然后分別向旋轉(zhuǎn)器814的同相和正交輸入端提供IFFE和QFFE。旋轉(zhuǎn)器814接收來(lái)自積分器816的相位校正信號(hào)θ并提供經(jīng)相位校正的同相或?qū)嵭盘?hào)IPT至均衡器200A的加法器212。
相位跟蹤器800E進(jìn)一步包括與相移濾波器812具有類似功能和特性的相移濾波器840。在某些實(shí)施例中，如圖27所示，相移濾波器840接收經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88。在某些其它實(shí)施例中，未示出，相移濾波器840的輸入端接收來(lái)自判決設(shè)備214的輸出。作為例示，在一些實(shí)施例中，相移濾波器840接收判決設(shè)備中的判決限幅器的輸出。在其它實(shí)施例中，相移濾波器840接收判決設(shè)備214中的網(wǎng)格譯碼器的輸出。在又一些實(shí)施例中，相移濾波器840接收判決設(shè)備214中的網(wǎng)格譯碼器的一級(jí)的輸出?？蛇x地，在800E的一些實(shí)施例中(未示出)，相移濾波器840接收IPT而不是經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88。
乘法器822的輸入端接收相移濾波器840的輸出和相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248。如圖27中所示，相移濾波器840接收經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88并提供虛或正交信號(hào)QEQ作為對(duì)乘法器822的輸出。QEQ是提供給相移濾波器840的對(duì)均衡器輸出的相位誤差估計(jì)。乘法器822通過將QEQ乘以相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248來(lái)產(chǎn)生判決導(dǎo)向相位誤差估計(jì)。積分器816對(duì)乘法器822的輸出積分，形成相位校正信號(hào)θi＝θi-1+μ·(QEQ)·(EPTD)。旋轉(zhuǎn)器814接收相位校正信號(hào)θ并導(dǎo)出相位校正向量ejθ。旋轉(zhuǎn)器814接著將向量對(duì)IFFE和QFFE乘以相位校正向量ejθ以產(chǎn)生經(jīng)相位校正的實(shí)或同相輸出IFFE。正如本領(lǐng)域技術(shù)人員所理解的那樣，這些例示只是舉例。其它的延遲元件(圖27中未示出)用于某些實(shí)施例中以保持相位誤差估計(jì)QEQ與EPTD間的正確的時(shí)間關(guān)系，使乘法器822的輸出是對(duì)應(yīng)于某一恢復(fù)的碼元的判決導(dǎo)向相位誤差估計(jì)。
均衡器200A中的相位跟蹤器240的一個(gè)額外的實(shí)施例是相位跟蹤器800F，如圖28中所示，其包括第一延遲線810、相移濾波器812、旋轉(zhuǎn)器814以及積分器816。相位跟蹤器800F在延遲線810和相移濾波器812處接收來(lái)自FFE 210的輸入信號(hào)242。延遲線810和相移濾波器812分別向旋轉(zhuǎn)器814的同相和正交輸入端提供IFFE和QFFE。
相位跟蹤器800F進(jìn)一步包括減法器818、乘法器822、乘法器824、延遲線836、相移濾波器840以及延遲線842。延遲線836和838分別接收IFFE和QFFE。延遲線836向乘法器822的輸入端提供IFFE的延遲版本。延遲線838向乘法器824的一個(gè)輸入端提供QFFE的延遲版本。如圖28中所示，在一些實(shí)施例中，延遲線842和相移濾波器840接收來(lái)自判決設(shè)備214的輸出。作為例示，在一些實(shí)施例中，判決設(shè)備214的判決限幅器向延遲線842和相移濾波器840提供輸出。在其它實(shí)施例中，判決設(shè)備214的網(wǎng)格譯碼器向延遲線842和相移濾波器840提供輸出。在又一些實(shí)施例中，判決設(shè)備214的網(wǎng)格譯碼器的一級(jí)向延遲線842和相移濾波器840提供輸出。還有其它的實(shí)施例可選擇地在判決設(shè)備214的輸入端提供經(jīng)均衡的數(shù)據(jù)信號(hào)88作為延遲線842和相移濾波器840的輸入。另外，相位跟蹤器800F的某些其它的實(shí)施例根據(jù)系統(tǒng)20的均衡器200A的運(yùn)行狀態(tài)來(lái)選擇對(duì)延遲線842和相移濾波器840的輸入。
相移濾波器840產(chǎn)生正交輸出QDD。延遲線842提供延遲版的同相輸入作為輸出IDD?？梢岳斫獾氖?，延遲線842補(bǔ)償由相移濾波器840引入的延遲，并在時(shí)間上對(duì)準(zhǔn)QDD和IDD。
可以理解的是，延遲線836和838補(bǔ)償由均衡器200A中的信號(hào)處理引入的延遲，并在時(shí)間上將延遲版的IDD和QDD與IDD和QDD對(duì)準(zhǔn)。從而，乘法器822分別從相移濾波器840和延遲線836接收QDD和延遲版的IDD。類似地，乘法器824分別從延遲線842和延遲線838接收IDD和延遲版的QDD。延遲線836和838提供的延遲對(duì)準(zhǔn)乘法器822和824的輸入，使得它們對(duì)應(yīng)于同一個(gè)接收的碼元。
減法器818的負(fù)和正輸入端分別接收乘法器822和乘法器824的輸出，并且減法器818提供判決導(dǎo)向相位誤差輸出給積分器816。與之前的相位跟蹤器實(shí)施例類似，積分器816向旋轉(zhuǎn)器814提供相位校正信號(hào)θ，其中θi＝θi-1+μ·[(QFFE·IDD)-(IFFE·QDD)]。
旋轉(zhuǎn)器接收θ并導(dǎo)出相位校正向量ejθ。旋轉(zhuǎn)器814將向量對(duì)IFFE和QFFE乘以相位校正向量ejθ以產(chǎn)生經(jīng)相位校正的實(shí)或同相輸出。正如本領(lǐng)域技術(shù)人員所理解的那樣，這些例示只是舉例。圖28中未示出的其它的延遲元件用于某些實(shí)施例中以保持在乘法器822和824處的IFFE，QFFE，IDD和QDD間的時(shí)間關(guān)系，使得減法器818的輸出是對(duì)應(yīng)于某一接收的碼元的判決導(dǎo)向相位誤差估計(jì)。
雖然相位跟蹤器800和具體實(shí)施例800A-800F顯示了FFE 210只接收IF，但是，可以理解的是相位跟蹤器800的有些實(shí)施例被適配成FEE 210的實(shí)施例接收IF和QF，并提供IFFE和QFFE作為直接從FEE 210至旋轉(zhuǎn)器814的輸出。同樣地，在一些實(shí)施例中，最大相位校正范圍是有限的。作為非限制性的例子，一些實(shí)施例將旋轉(zhuǎn)器814提供的最大相位校正限制到±45度。在另一些實(shí)施例中，θ的值被限制于控制相位校正信號(hào)的范圍。此外，雖然是關(guān)于ATSC系統(tǒng)進(jìn)行的描述，但是，可以理解的是相位跟蹤器800中所含的技術(shù)和設(shè)備可以適用于其它調(diào)制技術(shù)和數(shù)據(jù)構(gòu)象。
類似地，可以理解的是相位跟蹤器800的一些實(shí)施例被適配為用于FFE 210的具有微小間隔采樣的實(shí)施例。最后，可以理解的是相位跟蹤器800的一些實(shí)施例被適配接收實(shí)和正交輸入信號(hào)作為來(lái)自FFE 210的輸入；因此FFE 210直接提供IFFE和QFFE而無(wú)需延遲線810和相移器812。
圖3的系統(tǒng)20的另一個(gè)實(shí)施例是圖29中所示的系統(tǒng)900。根據(jù)一方面，系統(tǒng)900使用一種用于導(dǎo)出載波跟蹤反饋環(huán)和定時(shí)同步反饋環(huán)的技術(shù)。系統(tǒng)900包括同步910、數(shù)字解調(diào)器929、均衡器930、判決導(dǎo)向控制(DDC)940、非相干控制(NCC)950以及控制系統(tǒng)954，它們分別在形式和功能上類似于系統(tǒng)20的元件40、42、46、52、50和54(參見圖3)。類似于系統(tǒng)20，系統(tǒng)900導(dǎo)出之前所描述的信號(hào)段同步96、字段/幀同步98、SNR 100、VCXO鎖定102、以及NCO鎖定104。如同系統(tǒng)20的控制系統(tǒng)54，控制系統(tǒng)954接收段同步96、字段/幀同步98、SNR 100、VCXO鎖定102、以及NCO鎖定104。同樣可以理解的是均衡器930的各種實(shí)施例包括之前描述的均衡器48、200和200A的實(shí)施例。類似地，均衡器930的一些實(shí)施例包括之前描述的相位跟蹤器800、800A、800B、800C、800D、800E和800F的實(shí)施例。
另外，信號(hào)64A、66A、72A和74A在形式上和功能上類似于圖3的信號(hào)64、66、72和74?？梢岳斫獾氖菫榱撕?jiǎn)化，數(shù)字解調(diào)器輸出的奈奎斯特濾波沒有顯示在系統(tǒng)900中；然而，這是為了簡(jiǎn)單且并非限制。本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以理解奈奎斯特濾波可以任何形式出現(xiàn)在本發(fā)明的各種實(shí)施例中。
如圖29中所示，系統(tǒng)900從前端接收機(jī)(例如，圖3中的接收機(jī)30)接收近基帶信號(hào)60A并向數(shù)字解調(diào)器920提供數(shù)字化的近基帶信號(hào)62A。數(shù)字解調(diào)器920的輸出提供基帶信號(hào)920A作為均衡器930的輸入。均衡器930提供輸出930A、930B、930C和930D給判決導(dǎo)向控制940。DDC 940包括減法器942、載波偏移后置濾波器944、定時(shí)偏移后置濾波器946、乘法器948以及乘法器950。DDC 940提供判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66A給同步910，并進(jìn)一步提供判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號(hào)74A給數(shù)字解調(diào)器920。
在一些實(shí)施例中，均衡器930是重疊均衡器。在其它實(shí)施例中，均衡器930不具有預(yù)定義或固定的中心抽頭。均衡器930的某些實(shí)施例還包括相位跟蹤器。從而，如下文將要更詳細(xì)地描述的那樣，在一些實(shí)施例中，輸出930A和930B是部分均衡的信號(hào)。作為例示，在一些實(shí)施例中，均衡器輸出930A和930B是均衡器930的FFE部分的輸出。在其它實(shí)施例中，均衡器輸出930A和930B是均衡器的相位跟蹤器部分的輸出。在又一些實(shí)施例中，均衡器輸出930A和930B是均衡器的判決設(shè)備的輸入信號(hào)。在還有些其它的實(shí)施例中，均衡器輸出930A和930B是由不同源提供的。作為非限制性例子，在一些實(shí)施例中，均衡器輸出930A還是均衡器的判決設(shè)備的輸入信號(hào)，而均衡器輸出930B是均衡器的相位跟蹤器的輸出。
系統(tǒng)900的另一方面是類似于相位跟蹤器判決誤差信號(hào)(EPTD)248的判決誤差信號(hào)的導(dǎo)出。從而，在一些實(shí)施例中，均衡器輸出930C和930D分別是均衡器930的判決設(shè)備的輸入信號(hào)和對(duì)應(yīng)于輸入信號(hào)930C的判決設(shè)備輸出。在某些實(shí)施例中，均衡器輸出930D是判決設(shè)備的判決限幅器的輸出。在其它實(shí)施例中，均衡器輸出930D是網(wǎng)格譯碼器的輸出。在又一些實(shí)施例中，均衡器輸出930D是網(wǎng)格譯碼器中間級(jí)的輸出。
使用一個(gè)或多個(gè)延遲元件(未示出)，系統(tǒng)900應(yīng)用本領(lǐng)域技術(shù)人員可使用的技術(shù)來(lái)在時(shí)間上對(duì)準(zhǔn)呈現(xiàn)給減法器942的數(shù)據(jù)。從而，減法器942產(chǎn)生誤差反饋信號(hào)942A，該信號(hào)是均衡器930的判決設(shè)備輸出與對(duì)應(yīng)的判決設(shè)備的輸入信號(hào)的差。類似地，系統(tǒng)900也在時(shí)間上對(duì)準(zhǔn)呈現(xiàn)給乘法器948和950的輸入。從而，乘法器948的輸入對(duì)應(yīng)于同一個(gè)基帶信號(hào)920A。同樣地，乘法器950的輸入對(duì)應(yīng)于同一個(gè)基帶信號(hào)920A。最后，雖然圖29顯示乘法器948和950接收相同的誤差反饋信號(hào)920A，但是，可以理解的是這是舉例而非限制。從而，在一些實(shí)施例中，用于載波跟蹤的誤差信號(hào)以用于同步的誤差信號(hào)不同地被計(jì)算。作為例示，在一些實(shí)施例中，用于載波跟蹤的誤差反饋信號(hào)942A由均衡器930的限幅器形成，而用于同步的誤差反饋信號(hào)942A由均衡器930的網(wǎng)格譯碼器輸出形成。
載波偏移后置濾波器944和定時(shí)偏移后置濾波器946分別接收均衡器輸出930A和930B。減法器942的負(fù)和正輸入端分別接收均衡器輸出930C和930D，并產(chǎn)生誤差反饋信號(hào)942A。乘法器948接收載波偏移后置濾波器944的輸出和誤差反饋信號(hào)942A。乘法器948提供判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號(hào)74A給環(huán)路濾波器926。類似地，乘法器950接收定時(shí)偏移后置濾波器946的輸出和誤差反饋信號(hào)942A。乘法器950提供判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66A給環(huán)路濾波器916。
載波偏移后置濾波器944檢測(cè)存在于均衡器輸出930A的載波頻率和相位偏移。在一些實(shí)施例中，載波偏移后置濾波器944是提供相位誤差估計(jì)的相位誤差檢測(cè)器。在其它實(shí)施例中，載波偏移后置濾波器944是在形式和功能上類似于相移濾波器812的移相或正交濾波器。從而，載波偏移后置濾波器944的一些實(shí)施例包括希爾伯特濾波器或截?cái)嗟南柌貫V波器。在又一些實(shí)施例中，載波偏移后置濾波器944是希望長(zhǎng)度的FFE，其濾波器抽頭系數(shù)對(duì)于90度相移的信道和具有預(yù)定的獲取閾值的接收機(jī)最優(yōu)化以使得濾波器輸出的均方誤差(MMSE)最小。
作為例示，如之前關(guān)于相移濾波器812的描述，載波偏移后置濾波器944的一些實(shí)施例是具有31個(gè)采樣長(zhǎng)度的FIR濾波器，濾波器抽頭系數(shù)MMSE對(duì)于VSB或15.1dB的偏移QAM接收機(jī)獲取SNR閾值最優(yōu)化。以此產(chǎn)生的濾波器定性地如圖36B所示。載波偏移后置濾波器944的其它實(shí)施例包括對(duì)于小于15.1dB的接收機(jī)獲取SNR閾值優(yōu)化的濾波器抽頭值。載波跟蹤反饋環(huán)的至少一個(gè)實(shí)施例包括載波偏移后置濾波器944，具有對(duì)于15dB的獲取SNR閾值優(yōu)化的系數(shù)。在其它實(shí)施例中，載波偏移后置濾波器944導(dǎo)出其輸出端的相位誤差估計(jì)，類似于相位跟蹤器800A、800C、800D和800E的實(shí)施例中所導(dǎo)出的相位誤差估計(jì)。
乘法器948通過將載波偏移后置濾波器944的輸出乘以誤差反饋信號(hào)942A來(lái)形成判決導(dǎo)向跟蹤反饋信號(hào)74A。可以理解的是在各種實(shí)施例中使用一個(gè)或多個(gè)延遲元件以在時(shí)間上對(duì)準(zhǔn)對(duì)乘法器948的輸入。
定時(shí)偏移后置濾波器946對(duì)均衡器輸出930B進(jìn)行濾波以檢測(cè)定時(shí)或同步偏移。在一些實(shí)施例中，定時(shí)偏移后置濾波器946是被最優(yōu)化為檢測(cè)任意小的分?jǐn)?shù)的定時(shí)偏移的相關(guān)濾波器。在其它實(shí)施例中，定時(shí)偏移后置濾波器946將定時(shí)超前濾波器和定時(shí)滯后濾波器的輸出相組合，其中定時(shí)超前濾波器檢測(cè)正的定時(shí)偏移，定時(shí)滯后濾波器檢測(cè)負(fù)的定時(shí)偏移。定時(shí)偏移后置濾波器946的其它實(shí)施例將定時(shí)超前濾波器和定時(shí)滯后濾波器的輸出相加以在定時(shí)偏移后置濾波器946的輸出產(chǎn)生對(duì)稱的定時(shí)偏移誤差信號(hào)。定時(shí)偏移后置濾波器946的還有些實(shí)施例對(duì)FIR濾波器的系數(shù)進(jìn)行MMSE最優(yōu)化，以在帶有白噪聲的情況下對(duì)給定的接收機(jī)獲取閾值產(chǎn)生脈沖響應(yīng)。作為例示，在一些實(shí)施例中，濾波器系數(shù)是通過一種包括將第一濾波器和第二濾波器的系數(shù)進(jìn)行相加的技術(shù)導(dǎo)出的，其中第一和第二濾波器被最優(yōu)化以分別檢測(cè)超前定時(shí)偏移和滯后定時(shí)偏移。在其它實(shí)施例中，定時(shí)偏移后置濾波器946的系數(shù)的導(dǎo)出還包括對(duì)第一和第二濾波器的系數(shù)求平均。
在某些實(shí)施例中，定時(shí)偏移后置濾波器946的系數(shù)的導(dǎo)出包括對(duì)兩個(gè)濾波器的系數(shù)相加或求平均。每個(gè)濾波器都進(jìn)行MMSE最優(yōu)化，以產(chǎn)生用于在SNR小于或等于接收機(jī)獲取閾值時(shí)、在存在白噪聲的情況下檢測(cè)任意小的分?jǐn)?shù)的定時(shí)偏移的脈沖響應(yīng)。兩個(gè)濾波器的系數(shù)被最優(yōu)化以檢測(cè)相反方向的定時(shí)偏移。作為例示，在一些實(shí)施例中，第一濾波器被最優(yōu)化以檢測(cè)1/10th碼元定時(shí)偏移(超前)，第二濾波器被最優(yōu)化為檢測(cè)-1/10th碼元定時(shí)偏移(滯后)，并且第一和第二濾波器系數(shù)是非對(duì)稱的。隨后通過對(duì)第一和第二濾波器的系數(shù)求平均或相加來(lái)獲得濾波器946的系數(shù)。產(chǎn)生的濾波器是對(duì)稱濾波器，如圖36A中定性地所示的那樣，它在SNR小于或等于接收機(jī)獲取閾值時(shí)在存在白噪聲的情況下檢測(cè)任意小的分?jǐn)?shù)的定時(shí)偏移。
對(duì)第一和第二濾波器的系數(shù)相加或求平均產(chǎn)生濾波器946的系數(shù)，這些系數(shù)是對(duì)稱且相關(guān)的超前以及滯后定時(shí)偏移。作為例示，濾波器946的一些實(shí)施例經(jīng)MMSE最優(yōu)化，以在具有15.1dB SNR的信道中在存在白噪聲的情況下產(chǎn)生脈沖響應(yīng)。濾波器946的還有些實(shí)施例對(duì)于1/10th碼元定時(shí)偏移產(chǎn)生最大相關(guān)。
定時(shí)偏移后置濾波器946的還有些實(shí)施例包括有31個(gè)采樣長(zhǎng)度的FFE，該FFE的濾波器抽頭系數(shù)對(duì)于VSB或15.1dB的偏移QAM接收機(jī)獲取SNR閾值進(jìn)行MMSE最優(yōu)化。定時(shí)偏移后置濾波器946的其它實(shí)施例包括對(duì)小于15.1dB的接收機(jī)獲取SNR閾值最優(yōu)化的濾波器抽頭值。本發(fā)明的至少一個(gè)實(shí)施例包括對(duì)15dB的獲取SNR閾值最優(yōu)化的定時(shí)偏移后置濾波器946系數(shù)。
回到圖29，乘法器950將定時(shí)偏移后置濾波器946的輸出乘以誤差反饋信號(hào)942A來(lái)產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于某一接收的碼元的判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66A。可以理解的是在一些實(shí)施例中使用延遲元件來(lái)在時(shí)間上對(duì)準(zhǔn)對(duì)乘法器950的輸入。
由系統(tǒng)900接收到的數(shù)據(jù)被提供給A/D 912，A/D 912以由受控反饋VCXO 914支配的時(shí)鐘率對(duì)接收的近基帶信號(hào)60A進(jìn)行采樣。數(shù)字混頻器922基于受控反饋NCO 924生成的本地載波頻率對(duì)來(lái)自A/D 912的數(shù)字化的近基帶信號(hào)62A進(jìn)行下調(diào)制。數(shù)字混頻器922的輸出被濾波(出于簡(jiǎn)潔的目的沒有示出)以產(chǎn)生數(shù)字化的基帶信號(hào)920A。在一些實(shí)施例中，如圖3所示，奈奎斯特濾波器對(duì)數(shù)字混頻器的輸出進(jìn)行濾波。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解也可以使用其它濾波器對(duì)數(shù)字混頻器922的輸出進(jìn)行濾波?；氐綀D29，均衡器930接收數(shù)字化的基帶信號(hào)920A并從其上去除任何殘留信道失真以及多徑干擾。均衡器930的一些實(shí)施例還包括相位跟蹤器以去除殘留的載波相位誤差。
如下所述，根據(jù)系統(tǒng)900的運(yùn)行狀態(tài)，同步910的操作由非相干同步反饋信號(hào)64A或判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66A進(jìn)行選擇性地支配。類似地，根據(jù)系統(tǒng)900的運(yùn)行狀態(tài)，數(shù)字解調(diào)器920的操作由非相干載波跟蹤反饋信號(hào)72A或判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號(hào)74A選擇性地支配。
NCC 950接收數(shù)字混頻器922的輸出，并導(dǎo)出非相干同步反饋信號(hào)64A和載波跟蹤反饋信號(hào)72A。NCC 950以通過被引用而結(jié)合在此的共同待批的申請(qǐng)美國(guó)申請(qǐng)序列號(hào)10/408,053和美國(guó)申請(qǐng)序列號(hào)10/407,634中所描述的方式，使用上奈奎斯特斜率和下奈奎斯特斜率上的導(dǎo)頻信號(hào)和冗余信息的組合，來(lái)導(dǎo)出非相干載波跟蹤反饋信號(hào)72A和非相干同步反饋信號(hào)64A。通過NCC 950對(duì)這些信號(hào)的導(dǎo)出較佳地不依賴于均衡器930的輸出。
如前所述，均衡器930向減法器942提供均衡輸出930C和930D，減法器942形成誤差反饋信號(hào)942A。均衡器930還向載波偏移后置濾波器944提供均衡器輸出930A。載波偏移后置濾波器944對(duì)均衡器輸出930A進(jìn)行濾波以檢測(cè)載波頻率或相位誤差。乘法器948通過將載波偏移后置濾波器944的輸出乘以誤差反饋信號(hào)942A來(lái)形成判決導(dǎo)向跟蹤反饋信號(hào)74A。類似地，定時(shí)偏移后置濾波器946對(duì)均衡器輸出930B進(jìn)行濾波以檢測(cè)定時(shí)和同步誤差，隨后乘法器950通過將定時(shí)偏移后置濾波器944的輸出乘以誤差反饋信號(hào)942A來(lái)形成判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66A。如前所述，可以理解的是在圖29中沒有示出的延遲被設(shè)置在各種信號(hào)路徑中以在時(shí)間上對(duì)準(zhǔn)各信號(hào)，這樣，誤差反饋信號(hào)942A分別對(duì)應(yīng)于載波偏移后置濾波器944以及定時(shí)偏移后置濾波器946的輸出。
通過將非相干載波跟蹤反饋信號(hào)72A和判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號(hào)74A反饋給環(huán)路濾波器926，形成控制數(shù)字解調(diào)器920的反饋環(huán)路。如下文所述，根據(jù)系統(tǒng)900的運(yùn)行狀態(tài)，控制系統(tǒng)954選擇性地控制環(huán)路濾波器926來(lái)使用非相干載波跟蹤反饋信號(hào)72A或判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號(hào)74A。環(huán)路濾波器926對(duì)所選擇的反饋信號(hào)進(jìn)行濾波并向NCO 924提供控制信號(hào)。NCO 924向數(shù)字混頻器922提供本地載波的數(shù)字表示以對(duì)數(shù)字化的近基帶信號(hào)62A進(jìn)行下調(diào)制。在一些實(shí)施例中，環(huán)路濾波器926對(duì)所選擇的反饋信號(hào)進(jìn)行低通濾波。在其它實(shí)施例中，環(huán)路濾波器926對(duì)所選擇的反饋信號(hào)進(jìn)行積分，并隨后對(duì)積分輸出進(jìn)行低通濾波。作為例示，在某些實(shí)施例中，所選擇的反饋信號(hào)在被低通濾波并被提供給NCO 924之前通過理想積分器。在某些其它實(shí)施例中，所選擇的反饋信號(hào)在被低通濾波并被提供給NCO 924之前通過“漏”積分器。
類似地，通過將非相干同步反饋信號(hào)64A和判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66A反饋給環(huán)路濾波器916，形成控制同步910的反饋環(huán)路。如下文所述，根據(jù)系統(tǒng)900的運(yùn)行狀態(tài)，控制系統(tǒng)970選擇性地控制環(huán)路濾波器916來(lái)使用非相干同步反饋信號(hào)64A或判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66A。環(huán)路濾波器916對(duì)所選擇的反饋信號(hào)進(jìn)行濾波并向VCXO 914提供控制信號(hào)。A/D 912從VCXO 914接收受控反饋采樣時(shí)鐘，這使得均衡器930輸出中的同步引入的誤差最小。
系統(tǒng)900的另一個(gè)實(shí)施例(通過繼續(xù)參考圖29的系統(tǒng)，其操作示于圖30中)包括用于控制均衡器最優(yōu)化處理操作以及同步和解調(diào)控制反饋環(huán)路的系統(tǒng)1000。在1010，“初始化獲取模式”，控制系統(tǒng)954初始化系統(tǒng)900。均衡器930還沒有運(yùn)行。均衡器的相位跟蹤器和CDEU還沒有發(fā)揮功能或保持在復(fù)位狀態(tài)。NCC 950是運(yùn)行的。控制系統(tǒng)954將同步器910和數(shù)字解調(diào)器920設(shè)置在獲取模式并選擇性地控制環(huán)路濾波器916和環(huán)路濾波器926來(lái)選擇NCC 950的非相干同步反饋信號(hào)64A和非相干載波跟蹤反饋信號(hào)72A。經(jīng)過一段時(shí)間后，控制系統(tǒng)954從VCXO鎖定102和NCO鎖定104接收肯定聲明同步910和數(shù)字解調(diào)器920被鎖定至進(jìn)入的信號(hào)。在聲明VCXO鎖定和BCO鎖定后，控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運(yùn)行從狀態(tài)1010轉(zhuǎn)換為1012。
在1012，“計(jì)算信道延遲估計(jì)”，控制系統(tǒng)954打開均衡器930的CDEU部分。均衡器930的其它部分仍為非運(yùn)行的。控制系統(tǒng)954繼續(xù)將同步910和數(shù)字解調(diào)器920保持在獲取模式。NCC 950的非相干反饋信號(hào)繼續(xù)管理系統(tǒng)900的同步和解調(diào)操作。一旦均衡器930的CDEU部分計(jì)算出信道延遲估計(jì)并確定FFE輸出上的段同步和幀同步的期望定時(shí)，控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運(yùn)行從狀態(tài)1012轉(zhuǎn)換為1014。
在1014，“均衡器使用段同步進(jìn)行訓(xùn)練”，控制系統(tǒng)954啟用均衡器930的FFE部分，并將均衡器930的DFE部分設(shè)置為IIR模式。在IIR模式中，DFE從均衡器930的判決設(shè)備中接收限幅數(shù)據(jù)。在那些帶有相位跟蹤器的實(shí)施例中，相位跟蹤器被配置為旁通模式?？刂葡到y(tǒng)954使用段同步作為訓(xùn)練信號(hào)以適配FFE系數(shù)。在控制系統(tǒng)954從字段/幀同步98中接收到關(guān)于檢測(cè)到字段/幀同步的至少一個(gè)肯定指示后，控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運(yùn)行從狀態(tài)1014轉(zhuǎn)換為1016。然而，在一些實(shí)施例中，系統(tǒng)900包括超時(shí)特征，由此，當(dāng)接收到非足夠數(shù)量的字段/幀同步指示以指示向適當(dāng)?shù)剡m配均衡器系數(shù)進(jìn)展時(shí)，控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運(yùn)行從狀態(tài)1012返回至1010。
在一些實(shí)施例中，段同步來(lái)自均衡器930的CDEU。在其它實(shí)施例中，當(dāng)CDEU根據(jù)進(jìn)入信號(hào)與字段/幀同步序列的相關(guān)來(lái)計(jì)算信道延遲估計(jì)時(shí)，幀同步信號(hào)來(lái)自均衡器930的CDEU。另外，均衡器930的一部分基于衡器的中間經(jīng)均衡的信號(hào)或均衡器輸出生成幀同步(類似于圖5的中間經(jīng)均衡的信號(hào)90或均衡器輸出88)。
在1016，“均衡器使用段同步以及字段/幀同步進(jìn)行訓(xùn)練”，控制系統(tǒng)954使用字段/幀同步和段同步作為訓(xùn)練信號(hào)導(dǎo)出均衡器930的FFE部分的系數(shù)。均衡器930的DFE部分繼續(xù)運(yùn)行在IIR模式。類似地，均衡器930的相位跟蹤部分繼續(xù)運(yùn)行在旁通模式?？刂葡到y(tǒng)954監(jiān)視字段/幀同步98和SNR 100，并且當(dāng)所測(cè)得的信號(hào)有大于預(yù)定的RCA_ENB閾值的估計(jì)SNR時(shí)，將系統(tǒng)900的運(yùn)行從狀態(tài)1016轉(zhuǎn)換為1018。然而，如果控制系統(tǒng)954檢測(cè)到字段/幀同步指示的丟失時(shí)，控制系統(tǒng)954則改為將系統(tǒng)900的運(yùn)行從狀態(tài)1016轉(zhuǎn)換為1010。
在1018，“均衡器在RCA模式下進(jìn)行訓(xùn)練”，控制系統(tǒng)954啟用系統(tǒng)900的均衡器的DFE部分。控制系統(tǒng)954在所接收的數(shù)據(jù)上使用基于RCA的LMS算法來(lái)適配FFE和DFE系數(shù)。在其它實(shí)施例中，控制系統(tǒng)54還包括將所接收的同步信號(hào)與控制系統(tǒng)54所產(chǎn)生的同步信號(hào)進(jìn)行比較的技術(shù)。在其它實(shí)施例中，控制系統(tǒng)54基于取決于系統(tǒng)性能或運(yùn)行狀態(tài)的適配技術(shù)來(lái)加權(quán)RCA和同步信號(hào)的效果。當(dāng)所測(cè)得的信號(hào)有超過預(yù)定的判決導(dǎo)向閾值(如，12dB)的估計(jì)SNR時(shí)，控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運(yùn)行從狀態(tài)1018轉(zhuǎn)換為1020。相反，如果估計(jì)SNR落在預(yù)定的Return_Sync_Tranining閾值(如，6dB)以下，則控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運(yùn)行從狀態(tài)1018傳遞至1016。類似地，如果控制系統(tǒng)954檢測(cè)到字段/幀同步指示的丟失時(shí)，控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運(yùn)行從狀態(tài)1018轉(zhuǎn)換為1010。
在1020，“判決導(dǎo)向模式”，控制系統(tǒng)954在所接收的數(shù)據(jù)和同步信號(hào)上使用判決導(dǎo)向LMS技術(shù)來(lái)適配FFE和DFE系數(shù)。此外，控制系統(tǒng)954選擇性地控制環(huán)路濾波器916和環(huán)路濾波器926來(lái)分別選擇判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66A和判決導(dǎo)向載波跟蹤信號(hào)74A。只要估計(jì)SNR保持在預(yù)定的RETURN_RCA_MODE閾值之上，控制系統(tǒng)954就將系統(tǒng)900的運(yùn)行保持在1020，但如果估計(jì)SNR降低至RETURN_RCA_MODE閾值以下，則控制系統(tǒng)954就將系統(tǒng)900的運(yùn)行從狀態(tài)1020傳遞至1018。如果控制系統(tǒng)954檢測(cè)到字段/幀同步指示的丟失時(shí)，控制系統(tǒng)954將系統(tǒng)900的運(yùn)行從狀態(tài)1020轉(zhuǎn)換為1010。
系統(tǒng)900的另一個(gè)實(shí)施例，示為圖31的系統(tǒng)900A，包括用于將判決導(dǎo)向相位跟蹤環(huán)路和載波跟蹤反饋環(huán)路進(jìn)行相互關(guān)聯(lián)的組件。系統(tǒng)900A形式和功能上類似于圖27中的均衡器200A，其包括相位跟蹤器800E。可以理解的是系統(tǒng)900A的其它實(shí)施例使用相位跟蹤器800的其它實(shí)施例。然而，系統(tǒng)900A還包括解調(diào)器920，解調(diào)器920接收數(shù)字化的近基帶信號(hào)62A并將數(shù)字化的基帶信號(hào)920A作為輸入提供給FFE 210。環(huán)路濾波器926從積分器816接收相位校正信號(hào)θ(74B)，而在系統(tǒng)900中，環(huán)路濾波器926接收判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號(hào)74A(見圖29)。
系統(tǒng)900A將判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋和判決導(dǎo)向相位誤差信號(hào)連接。積分器816的輸出是類似于判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號(hào)74A的判決導(dǎo)向相位誤差信號(hào)843。在一些實(shí)施例中，判決導(dǎo)向相位誤差信號(hào)843和判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號(hào)74A是等價(jià)的。積分器816對(duì)鑒相器841的輸出上的判決導(dǎo)向相位誤差信號(hào)843進(jìn)行積分以提供相位校正信號(hào)θ(74B)。鑒相器841可被實(shí)現(xiàn)為任何本領(lǐng)域技術(shù)人員已知的形式；例如，圖23-28中所示的任何方法都可使用。例如，可通過圖27的相移濾波器840和乘法器822實(shí)現(xiàn)鑒相器841。環(huán)路濾波器926進(jìn)一步對(duì)相位校正信號(hào)θ進(jìn)行低通濾波并向NCO 924提供控制信號(hào)。這有效地連接了相位跟蹤器反饋環(huán)路和載波跟蹤環(huán)路。因此，旋轉(zhuǎn)器814對(duì)由載波跟蹤誤差產(chǎn)生的更多的瞬時(shí)相位誤差進(jìn)行校正，同時(shí)，數(shù)字解調(diào)器920導(dǎo)出長(zhǎng)期載波跟蹤誤差。此外，相位跟蹤器和數(shù)字解調(diào)器反饋環(huán)路的交互確保相位跟蹤器運(yùn)行不飽和。此外，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解的是相似的技術(shù)可結(jié)合上文所述的其它相位跟蹤器實(shí)施例。
在系統(tǒng)900的某些其它實(shí)施例中，如圖32所示的系統(tǒng)900B，判決導(dǎo)向載波跟蹤和相位跟蹤反饋環(huán)路是相互關(guān)聯(lián)的。系統(tǒng)900B在形式和功能上類似與圖31的系統(tǒng)900A并包括圖27中的帶有相位跟蹤器800E和數(shù)字解調(diào)器920的均衡器200A。數(shù)字解調(diào)器920接收數(shù)字化的近基帶信號(hào)62A并將數(shù)字化的基帶信號(hào)920A作為輸入提供給FFE 210。然而，來(lái)自鑒相器841的輸出的判決導(dǎo)向相位誤差信號(hào)843(積分器816的輸入)取代了來(lái)自積分器816的輸出的相位校正信號(hào)θ被用作為判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號(hào)74B’。環(huán)路濾波器926接收鑒相器841的輸出并對(duì)其進(jìn)行低通濾波，以向NCO 924提供控制信號(hào)。這有效地連接了相位跟蹤器反饋和載波跟蹤環(huán)路。因此，旋轉(zhuǎn)器814對(duì)由載波跟蹤誤差產(chǎn)生的更多的瞬時(shí)相位誤差進(jìn)行校正，同時(shí)，數(shù)字解調(diào)器920導(dǎo)出長(zhǎng)期載波跟蹤誤差。相位跟蹤器和數(shù)字解調(diào)器反饋環(huán)路的交互允許載波跟蹤反饋環(huán)路對(duì)可能的相位跟蹤器飽和進(jìn)行補(bǔ)償。本領(lǐng)域技術(shù)人員能夠在不做出過度實(shí)驗(yàn)的情況下將該技術(shù)用于上文所述的其它相位跟蹤器實(shí)施例。
還有系統(tǒng)900的其它實(shí)施例，如圖33所示的系統(tǒng)900C，使用均衡器判決設(shè)備的輸出來(lái)導(dǎo)出載波跟蹤反饋信號(hào)74C以及同步反饋信號(hào)66C。系統(tǒng)900C在形式和功能上類似于系統(tǒng)900，除了將判決導(dǎo)向控制(DDC)940替換為判決導(dǎo)向控制940C。均衡器930將經(jīng)均衡的輸出930E和網(wǎng)格譯碼器輸出930F作為輸入提供給DDC 940C。
判決導(dǎo)向控制940C將判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66C代替判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66A提供給同步器910。判決導(dǎo)向控制940C將判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號(hào)74C代替判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號(hào)74A(見圖29)提供給數(shù)字解調(diào)器920。
判決導(dǎo)向控制940C包括脈沖整形濾波器960和962、共軛964、延遲線966、雙碼元時(shí)鐘延遲968、減法器970、單碼元時(shí)鐘延遲972、復(fù)數(shù)乘法器974以及復(fù)數(shù)乘法器976。濾波器960接收經(jīng)均衡的輸出930E并向延遲線966提供復(fù)數(shù)信號(hào)輸出Y(n+n0)，其中n0是均衡器930的網(wǎng)格譯碼器和共軛964引入的碼元時(shí)鐘延遲。延遲線966引入n0碼元時(shí)鐘延遲并將Y(n)作為輸出提供給雙碼元時(shí)鐘延遲968、減法器970的正輸入端以及復(fù)數(shù)乘法器976。雙碼元時(shí)鐘延遲968引入額外的雙碼元時(shí)鐘延遲并將Y(n-2)提供給減法器970。類似地，脈沖整形濾波器962接收網(wǎng)格譯碼器輸出930F并將復(fù)數(shù)信號(hào)輸出A(n)提供給共軛964。可以理解的是在一些實(shí)施例中，脈沖整形濾波器962和共軛964的功能被組合在一起。共軛964將A*(n)提供給單碼元時(shí)鐘延遲972，單碼元時(shí)鐘延遲972經(jīng)一個(gè)碼元時(shí)中延遲的輸出A*(n-1)作為輸入提供給復(fù)數(shù)乘法器974。共軛964還將A*(n)提供給復(fù)數(shù)乘法器976。
脈沖整形濾波器960接收沒有經(jīng)過糾錯(cuò)的均衡器判決限幅器輸出。脈沖整形濾波器960提供判決限幅器輸出的復(fù)數(shù)值形式的同相/正交對(duì)表示Y(n+n0)＝IS(n+n0)+jQS(n+n0)。IS(n+n0)是脈沖整形濾波器960的實(shí)值輸入的延遲形式。QS(n+n0)是脈沖整形濾波器960的實(shí)值輸入的90度相移或正交濾波后的輸出。
類似地，脈沖整形濾波器962從均衡器930中的網(wǎng)格譯碼器接收均衡器判決限幅器輸出的校正形式。脈沖整形濾波器962提供判決限幅器輸出的復(fù)數(shù)值形式的同相/正交對(duì)表示A(n)＝IT(n)+jQT(n)。IT(n)是脈沖整形濾波器962的實(shí)值輸入的延遲形式。QT(n)是脈沖整形濾波器962的實(shí)值輸入的90度相移或正交濾波后的輸出。
在一些實(shí)施例中，脈沖整形濾波器960和962都類似于希耳伯特變換濾波器，并包括相移或正交濾波器以產(chǎn)生復(fù)數(shù)對(duì)QS(n)和QT(n)的正交部分，并且包括延遲線以分別提供實(shí)值輸出IS(n)和IT(n)。在一些實(shí)施例中，相移或正交濾波器形式和功能上類似于上述關(guān)于圖23-28所討論的相移濾波器812。
延遲線966補(bǔ)償均衡輸出930E與網(wǎng)格譯碼器輸出930F和共軛964之間的傳播延遲Z″0。這樣，延遲線966的輸出Y(n)＝IS(n)+jQS(n)以及共軛964的輸出A*(n)＝IT(n)-jQT(n)在實(shí)踐上與同一判決限幅器輸出相關(guān)。減法器970的輸出是差值Y(n)-Y(n-2)并且與共軛964的經(jīng)一個(gè)碼元時(shí)鐘延遲的輸出A*(n-1)相乘。這實(shí)際上是基于前一和下一譯碼碼元的經(jīng)校正的判決限幅器輸出的投影，并表示了同步相關(guān)的ISI。乘法器974的輸出F66C的實(shí)部是被提供給環(huán)路濾波器916的判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66CF66C＝IT(n-1)·[IS(n)-IS(n-2)]+QT(n-1)·[QS(n)-QS(n-2)]在一些實(shí)施例中，環(huán)路濾波器916對(duì)判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66C求積分并隨后對(duì)其低通濾波以產(chǎn)生控制信號(hào)來(lái)管理NCO 924的運(yùn)行。在其它實(shí)施例中，環(huán)路濾波器916僅僅對(duì)判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66C進(jìn)行低通濾波以產(chǎn)生控制信號(hào)來(lái)管理NCO 924的運(yùn)行。
類似地，乘法器976執(zhí)行復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算。乘法器976的輸出F74C的虛部是在輸出到環(huán)路濾波器926的F74C＝IT(n)·QS(n)-QT(n)·IS(n)上提供的判決導(dǎo)向載波反饋信號(hào)74C。
在一些實(shí)施例中，環(huán)路濾波器926對(duì)判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號(hào)74C求積分并隨后對(duì)其低通濾波以產(chǎn)生控制信號(hào)來(lái)管理VCXO 914的運(yùn)行。在其它實(shí)施例中，環(huán)路濾波器926僅僅對(duì)判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號(hào)74C進(jìn)行低通濾波以產(chǎn)生控制信號(hào)來(lái)管理VCXO 914的運(yùn)行。
還有系統(tǒng)900的其它實(shí)施例，如圖34所示的系統(tǒng)900D，使用均衡器的判決設(shè)備的輸出來(lái)導(dǎo)出判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66D。功能上，系統(tǒng)900D在形式和功能上類似于系統(tǒng)900，除了將判決導(dǎo)向控制940替換為判決導(dǎo)向控制940D。如圖34所示，系統(tǒng)900D類似于系統(tǒng)900C也生成判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)74C。然而，在系統(tǒng)900D中，延遲線966向單碼元時(shí)鐘延遲972提供輸出，而在系統(tǒng)900C中延遲線966接收共軛964的輸出。類似地，在系統(tǒng)900D中，雙碼元時(shí)鐘延遲968和減法器970的正輸入端接收共軛964的輸出，而在系統(tǒng)900C中延遲線966向雙碼元時(shí)鐘延遲968和減法器970的正輸入端提供輸出。
類似于系統(tǒng)900C，脈沖整形濾波器960從均衡器930接收沒有經(jīng)過糾錯(cuò)的經(jīng)均衡的輸出930E。脈沖整形濾波器960提供判決限幅器輸出的復(fù)數(shù)值形式的同相/正交對(duì)表示Y(n+n0)＝IS(n+n0)+jQS(n+n0)。如前所述，IS(n+n0)是到脈沖整形濾波器960的實(shí)值輸入的延遲形式，而QS(n+n0)是脈沖整形濾波器960的實(shí)值輸入的90度相移或正交濾波后的輸出。延遲線966對(duì)均衡器930的網(wǎng)格譯碼器和共軛964引入的延遲進(jìn)行補(bǔ)償，并將判決設(shè)備判決限幅器輸出的延遲的復(fù)數(shù)表示提供給單碼元時(shí)鐘延遲972和乘法器976的輸入。單碼元時(shí)鐘延遲972的輸出提供了延遲線966的輸出和乘法器974的輸入之間的額外的碼元時(shí)鐘延遲。
脈沖整形濾波器962形式和功能上類似于脈沖整形濾波器960并接收均衡器930的網(wǎng)格譯碼器輸出930F。脈沖整形濾波器962將網(wǎng)格譯碼器輸出的復(fù)數(shù)表示提供給共軛964。共軛964將所接收的輸入的共軛提供給乘法器976、雙碼元時(shí)鐘延遲968以及減法器970的正輸入端。雙碼元時(shí)鐘延遲968將共軛964輸出的經(jīng)雙碼元時(shí)鐘延遲提供給減法器970的負(fù)輸入端。乘法器974接收減法器970的輸出。乘法器974執(zhí)行對(duì)所接收的輸入的復(fù)數(shù)乘法并在輸出產(chǎn)生實(shí)分量F66D作為判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66DF66D＝IS(n-1)·[IT(n)-IT(n-2)]+QS(n-1)·[QS(n)-QS(n-2)]雖然沒有示出，但類似于系統(tǒng)900C，系統(tǒng)900D將判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)F66D提供給環(huán)路濾波器916，環(huán)路濾波器916對(duì)判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66D求積分并對(duì)其進(jìn)行低通濾波以產(chǎn)生控制信號(hào)來(lái)管理VCXO 914的運(yùn)行。在系統(tǒng)900D的其它實(shí)施例中，環(huán)路濾波器916僅僅對(duì)判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66D進(jìn)行低通濾波以產(chǎn)生控制信號(hào)來(lái)管理VCXO 914的運(yùn)行。
還有系統(tǒng)900的其它實(shí)施例，繼續(xù)參考圖33的系統(tǒng)900C，圖35示出系統(tǒng)900E，使用均衡器930的輸出來(lái)導(dǎo)出判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66E。功能上，系統(tǒng)900E在形式和功能上類似于系統(tǒng)900C和900D，除了在提供給圖33所示的環(huán)路濾波器916的判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66E的形成上有所不同。如圖35所示，系統(tǒng)900E包括均衡器930、延遲線966、雙碼元時(shí)中延遲968、減法器970、乘法器974、乘法器976、四碼元時(shí)鐘延遲978、雙碼元時(shí)鐘延遲980、四碼元時(shí)鐘延遲982、減法器984，以及減法器986。
均衡器930將經(jīng)均衡的輸出930E(也稱為Y(n+na))提供給延遲線966。延遲線966引入na碼元時(shí)鐘延遲以對(duì)均衡器930的網(wǎng)格譯碼器的延遲做出補(bǔ)償。延遲線966將Y(n)作為輸出提供給雙碼元時(shí)鐘延遲968、減法器970的正輸入以及四碼元時(shí)鐘延遲978。四碼元時(shí)鐘延遲978引入額外的四碼元時(shí)鐘延遲并將Y(n-4)提供給減法器970的負(fù)輸入。減法器970將差信號(hào)Y(n)-Y(n-4)提供給乘法器974。
網(wǎng)格譯碼器輸出930F(在下文也稱為A(n))被提供給雙碼元時(shí)鐘延遲980、四碼元時(shí)鐘延遲982和減法器984的正輸入。四碼元時(shí)鐘延遲982將網(wǎng)格譯碼器輸出930F的四碼元時(shí)鐘延遲副本A(n-4)提供給減法器984的負(fù)輸入。
乘法器976從雙碼元時(shí)鐘延遲968接收Y(n-2)并從減法器984接收差A(yù)(n)-A(n-4)。乘法器976將乘積Y(n-2)[A(n)-A(n-4)]提供給減法器986的正輸入。類似地，乘法器974從減法器970接收差Y(n)-Y(n-4)并從雙碼元時(shí)鐘延遲980接收A(n-2)。乘法器974將乘積A(n-2)[Y(n)-Y(n-4)]提供給減法器986的負(fù)輸入。減法器986的輸出導(dǎo)出判決導(dǎo)向同步控制信號(hào)F66E＝Y(jié)(n-2)[A(n)-A(n-4)]-A(n-2)[Y(n)-Y(n-4)]在一些實(shí)施例中，在每次均衡器適配過程的開始時(shí)計(jì)算一次CDE估計(jì)，例如，每當(dāng)接收機(jī)被調(diào)諧至不同的信號(hào)源時(shí)。在其它實(shí)施例中，按照進(jìn)行中的過程來(lái)重新計(jì)算CDE估計(jì)，以在信道條件變化時(shí)尋找到最佳虛中心位置。根據(jù)更新的虛中心位置，在維持系統(tǒng)的完整性的同時(shí)通過在一段時(shí)間上緩慢改變采樣時(shí)鐘頻率或重新定位訓(xùn)練信號(hào)來(lái)移位虛中心。
如圖37所示，系統(tǒng)20的另一個(gè)實(shí)施例是相關(guān)導(dǎo)向控制(CDC)1100。類似圖14的CDEU 230C，CDC 1100包括碼元計(jì)數(shù)器316、段計(jì)數(shù)器318、相關(guān)器510和512、大小計(jì)算器392A、相關(guān)緩沖器514A、閾值檢測(cè)器516A、控制器520和存儲(chǔ)器530。CDC 1100還包括質(zhì)心加權(quán)函數(shù)(CWF)1102、開關(guān)1104、1106和1108、濾波器1110，以及加法器1120。
雖然沒有示出，但是控制器520還包括對(duì)CDC1100的諸元件的配置和控制接口。例如，這包括復(fù)位和使能信號(hào)、讀寫寄存器的能力、發(fā)送和接收來(lái)往于其它元件或在其它元件之間的指示的設(shè)備。CDC1100的一些實(shí)施例還包括質(zhì)心估計(jì)器，其在形式和功能上類似于前文圖14所述的質(zhì)心估計(jì)器340A。
相關(guān)導(dǎo)向控制1100接收經(jīng)濾波的基帶信號(hào)IF76和QF78并分別作為相關(guān)器510和512的輸入。在一些實(shí)施例中，CDC1100適用于接收IF和QF的雙倍時(shí)間(2x)過采樣表示。在其它實(shí)施例中，CDC1100適用于接收IF和QF的碼元率表示。還有CDC1100的其它實(shí)施例適用于輸入信號(hào)的其它過采樣表示。相關(guān)器510和512運(yùn)行在IF和QF上以產(chǎn)生幀同步相關(guān)信號(hào)SCVI(i)和SCVQ(i)，SCVI(i)和SCVQ(i)被提供給大小計(jì)算器392A。類似于大小計(jì)算器392，大小計(jì)算器392A計(jì)算MAGFS(i)。在一些實(shí)施例中，MAGFS(i)＝|SCVI(i)|+|SCVQ(i)|。在其它實(shí)施例中，MAGFS(i)=SCVI2(i)+SCVQ2(i).]]>大小計(jì)算器392A的輸出是幀同步相關(guān)大小FSCM(i)。在一些實(shí)施例中，F(xiàn)SCM(i)就是MAGFS(i)。在其它實(shí)施例中，大小計(jì)算器392A對(duì)MAGFS(i)進(jìn)行低通濾波以產(chǎn)生FSCM(i)。相關(guān)緩沖器514A和閾值檢測(cè)器516A從大小計(jì)算器392A接收MAGFS(i)。例如，一些接收IF和QF的2x過采樣表示的大小計(jì)算器392A的實(shí)施例包括三抽頭FIR濾波器。這允許FIR濾波器無(wú)視采樣階段而捕捉單個(gè)字段/幀同步相關(guān)脈沖的大部分功率。抽頭數(shù)和濾波器復(fù)雜程度基于過采樣率和降噪的需要。
相關(guān)緩沖器514A被縮放成接收大小計(jì)算器392A所產(chǎn)生的采樣。例如，在一些實(shí)施例中，相關(guān)緩沖器514A被縮放成接收FSCM(i)的2049個(gè)值。還有其它實(shí)施例包括1025個(gè)FSCM(i)采樣?？梢岳斫獾氖牵恍?shí)施例的相關(guān)緩沖器514A被縮放成與微小間隔間隔的采樣接口?？刂破?20與存儲(chǔ)器530對(duì)接，并從碼元計(jì)數(shù)器316和段計(jì)數(shù)器318分別接收SC和SEGCNT的值。如上文實(shí)施例所述，控制器520還提供信道延遲估計(jì)84并連接到控制系統(tǒng)54(見圖3)。
類似于圖14的CDEU 230C，系統(tǒng)1100檢測(cè)存在于所接收的信號(hào)中的幀/字段同步的位置。如下文詳細(xì)描述的那樣，閾值檢測(cè)器516A接收FSCM(i)值并將它們與檢測(cè)閾值TDET進(jìn)行比較，閾值TDET是用于在進(jìn)入的數(shù)據(jù)流中檢測(cè)幀同步序列的最小FSCM(i)值。當(dāng)檢測(cè)到幀同步序列時(shí)，控制器520分配值WINCENT＝i，F(xiàn)SYM＝SC，以及FSEG＝SEGCNT?？刂破?20隨后計(jì)算搜索窗口變量WINSTART和WINEND，搜索窗口變量WINSTART和WINEND對(duì)應(yīng)于相關(guān)緩沖器514A中期望的窗口的最初和最后的存儲(chǔ)器單元。
最終，類似于尋找圖17所示的區(qū)域GMAX、GPRE和GPOST，控制器520在WINSTART和WINEND所定義的窗口中定義區(qū)域R0、R1和R2。作為非限制性示例，如圖38A所示，P0、P1和P2對(duì)應(yīng)于在各自區(qū)域R0、R1和R2中帶有最大同步相關(guān)值或功率的重影信號(hào)。P0、P1和P2各自位于索引I0、I1和I2。在一些實(shí)施例中，R0、R1和R2跨WINSTART和WINEND之間的整個(gè)窗口。在其它實(shí)施例中，如圖38A中所示，R0、 R1和R2僅僅跨窗口的一部分。如圖38A中所示，窗口WFS跨2M+1個(gè)碼元時(shí)間，在P0的碼元時(shí)間之前和之后都有M個(gè)碼元時(shí)間。這使得CDC1100選擇第一個(gè)最大值FSCM(i)作為P0。還有其它實(shí)施例重新配置閾值檢測(cè)器516A來(lái)定位FSCM(i)≥P0。結(jié)果，CDC1100選擇整個(gè)窗口跨度中的最后一個(gè)最大值FSCM(i)作為P0。
在定位初始P0后，控制器520重新配置閾值檢測(cè)器516A來(lái)定位FSCM(i)＞P0。如果閾值檢測(cè)器516A檢測(cè)到FSCM(i)＞P0，控制器520通過設(shè)置WINCENT＝i、FSYM＝SC、FSEG＝SEGCNT、P0＝FSCM(i)以及IMAX＝i來(lái)重新定位搜索窗口的中心。控制器520隨后重新計(jì)算WINSTART和WINEND的值。該處理繼續(xù)直到i＝WINEND為止?？刂破?20根據(jù)WINCENT的最終值選擇區(qū)域R0、R1和R2。控制器520隨后搜索相關(guān)緩沖器514A來(lái)尋找區(qū)域R1和R2中各自的區(qū)域最大值P1和P2。
質(zhì)心加權(quán)函數(shù)1102從相關(guān)緩沖器514A接收FSCM(i)并計(jì)算加權(quán)平均以驅(qū)動(dòng)濾波器1110。在一些實(shí)施例中，CWF 1102使用與P0、P1和P2相關(guān)聯(lián)的FSCM(i)值；CWF1102隨后輸出
CWFOUT=Σi=I0,I1,I2FCW(i)·FSCM(i)]]>在其它實(shí)施例中，CWF 1102計(jì)算區(qū)域R0、R1和R2中所有相關(guān)值的加權(quán)平均。
CWFOUT=Σ∀i∈R0,R1,R2FCW(i)·FSCM(i)]]>如圖38B所示，窗函數(shù)FCW(i)的一個(gè)實(shí)施例是一組分段線性斜坡函數(shù)。FCW(i)的其它實(shí)施例是定義為在區(qū)域R0、R1和R2之外有零值的奇函數(shù)。一些實(shí)施例在區(qū)域R0、R1和R2之內(nèi)有零值。如圖38C中所示，CDC1100的一些實(shí)施例包括基于窗口化的正弦函數(shù)的FCW(i)。
質(zhì)心加權(quán)函數(shù)1102向開關(guān)1104的第一輸入提供CWFOUT。開關(guān)1104的第二輸入接收數(shù)字零。開關(guān)1106的第一和第二輸入分別接收數(shù)字零和開關(guān)1108的輸出(SLEW)?？刂破?20向開關(guān)1104和1106提供控制信號(hào)SLEW ENABLE1112。聲明SLEW ENABLE1112就選擇了開關(guān)1104和1106的第二輸入。這允許控制器520通過選擇開關(guān)1114的輸出來(lái)控制VCXO的輸出。否則，開關(guān)1104和1106分別向?yàn)V波器1110的輸入和加法器1120提供CWFOUT和數(shù)字零。開關(guān)1108接收偏移值+FOFFSET1116和-FOFFSET1118。在一些實(shí)施例中，如果確定需要更大的值，可以通過控制器520中的積分器動(dòng)態(tài)增大FOFFSET。在其它實(shí)施例中，在此積分器上有限制以將FOFFSET保持在最大值之下。來(lái)自控制器520的信號(hào)SLEW CONTROL1114選擇被提供給開關(guān)1106的第二輸入的SLEW的值?？刂破?20通過選擇+FOFFSET1116或-FOFFSET1118回轉(zhuǎn)(slew)VCXO的輸出頻率。開關(guān)1104提供輸出給濾波器1110。濾波器1110和開關(guān)1106向加法器1120提供輸入，加法器1120產(chǎn)生VCXOCONTROL1140。
在一些實(shí)施例中，濾波器1110是低通濾波器。例如，一些濾波器1110的實(shí)施例被配置為超前滯后濾波器。如圖37中所示，濾波器1110包括標(biāo)量1122、1124和1126、加法器1128和1130、以及延遲元件1132。標(biāo)量1122和1124都接收開關(guān)1104的輸出作為輸入。標(biāo)量1122將所接收的輸入乘以標(biāo)量值C1并將輸出提供給加法器1130。延遲元件1132接收加法器1130的輸出并將(FLOW)提供給加法器1130。FLOW表示相對(duì)于所接收的信號(hào)時(shí)基的VCXO頻率偏移的低頻分量。在一些實(shí)施例中，F(xiàn)LOW在每個(gè)字段/幀同步周期被更新。在其它實(shí)施例中，如下文所述，F(xiàn)LOW在每個(gè)段同步周期被更新。標(biāo)量1124將開關(guān)1104的輸出乘以標(biāo)量值C2。加法器1128接收標(biāo)量1124和加法器1130的輸出。標(biāo)量1126將加法器1128的輸出乘以標(biāo)量值C3并將輸出提供給加法器1120。
如圖37中所示，開關(guān)1104和1106形成由控制器520信號(hào)SLEW ENABLE 1112選擇性控制的雙極雙擲結(jié)構(gòu)。當(dāng)沒有聲明SLEW ENABLE信號(hào)1112時(shí)，濾波器1110接收CWFOUT，并且濾波器傳遞函數(shù)為H(z)＝C3[C1(1+Z-1)+C2]。這樣，VCXOCONTROL＝C3[(C1+C2)CWFOUT+FLOW]，其中FLOW是存儲(chǔ)在延遲元件1132中的系統(tǒng)的低頻VCXO偏移。
當(dāng)使能SLEW ENABLE信號(hào)1112時(shí)，加法器1120的輸出為VCXOCDONTROL＝C3FLOW+SLEW，其中SLEW等于+FOFFSET或-FOFFSET。延遲元件1132的輸出FLOW在聲明SLEW ENABLE信號(hào)1112時(shí)保持不變。這保存了低頻偏移信息直到SLEWENABLE 1112被解除聲明為止。
如圖39中所示，系統(tǒng)20的一個(gè)實(shí)施例(包括相關(guān)導(dǎo)向同步控制環(huán)路1150)含有同步910A、解調(diào)器920以及相關(guān)導(dǎo)向控制(CDC)1100。同步910A類似于前文實(shí)施例中所述的系統(tǒng)900的同步910；但是同步910A包括環(huán)路濾波器916A而不是環(huán)路濾波器916。
如圖39中所示，相關(guān)導(dǎo)向同步控制環(huán)路1150的一些實(shí)施例包括CDC 1100，CDC 1100接收IF和QF，而其它實(shí)施例(類似于圖6的CDEU 230A或圖41的CDC1250)僅僅接收IF?；氐綀D39，環(huán)路濾波器916A含有三個(gè)反饋輸入。類似于環(huán)路濾波器916，環(huán)路濾波器916A接收非相干同步反饋信號(hào)64和判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66。環(huán)路濾波器916A還包括用于從CDC 1100接收VCXOCONTROL的接口。環(huán)路濾波器916A也包括用于在各種被提供給它的輸入的反饋控制信號(hào)之間切換的設(shè)備和技術(shù)。環(huán)路濾波器916A的一些實(shí)施例也包括用于對(duì)所接收的反饋控制信號(hào)進(jìn)行加權(quán)的技術(shù)。例如，環(huán)路濾波器916A的一些實(shí)施例基于系統(tǒng)20的運(yùn)行狀態(tài)對(duì)判決導(dǎo)向同步反饋信號(hào)66和VCXOCONTROL之間的轉(zhuǎn)變使用加權(quán)平均。
如圖39中所示，同步器910A接收模擬近基帶信號(hào)60并向解調(diào)器和奈奎斯特濾波器塊920提供數(shù)字化的近基帶信號(hào)62。解調(diào)器和奈奎斯特濾波器塊920向CDC 1100提供IF76。在一些實(shí)施例中解調(diào)器921還向CDC 1100提供QF78。
CDC 1100產(chǎn)生VCXOCONTROL作為輸入給環(huán)路濾波器916A。環(huán)路濾波器916A對(duì)所接收的控制信號(hào)進(jìn)行濾波并向VCXO 914提供控制信號(hào)。A/D 912接收由VCXO914生成的時(shí)鐘并對(duì)所接收的模擬近基帶信號(hào)60進(jìn)行采樣。系統(tǒng)20的一些實(shí)施例只依靠CDC1100來(lái)向同步910A提供控制反饋信號(hào)。類似地，系統(tǒng)20的其它實(shí)施例可包括一些非相干同步反饋控制信號(hào)64、判決導(dǎo)向反饋信號(hào)66和相關(guān)導(dǎo)向控制信號(hào)VCXOCONTROL的子組合。
現(xiàn)在將繼續(xù)參考圖37和39的元件討論另一個(gè)適合用于ATSC廣播的CDC1100的實(shí)施例，其操作由圖40中的系統(tǒng)1200所實(shí)現(xiàn)。在圖40中的1202，“初始化”，正如本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解的那樣，初始化CDC1100的各個(gè)元件。例如，控制器520復(fù)位CDC 1100的各個(gè)元件；初始化存儲(chǔ)器530中的寄存器、碼元計(jì)數(shù)器316、段計(jì)數(shù)器318、大小計(jì)算器392A、相關(guān)器510、相關(guān)器512、相關(guān)緩沖器514A、CWF1102以及濾波器1110；并且配置所示出的和沒有示出的各種控制信號(hào)。例如，包含P0值的寄存器被設(shè)置為TDET。此外，初始化SC、SEGCNT以及索引變量i。系統(tǒng)1200隨后進(jìn)行到1204。
在1204，“相關(guān)”，相關(guān)器510和512分別接收最近濾波的同相和正交基帶信號(hào)IF76和QF78。類似于圖14的CDEU 230C，相關(guān)器510和512將IF76和QF78與幀同步序列相關(guān)。如上文所述的實(shí)施例中那樣，大小計(jì)算器392A分別從相關(guān)器510和512接收SCVI(i)和SCVQ(i)，并計(jì)算相關(guān)大小MAGFS(i).大小計(jì)算器392A對(duì)MAGFS(i)進(jìn)行低通濾波，以產(chǎn)生FSCM(i)，F(xiàn)SCM(i)被提供給相關(guān)緩沖器514A和閾值檢測(cè)器516A。相關(guān)緩沖器514A將FSCM(i)存儲(chǔ)在陣列M(i)中。如上所述，大小計(jì)算器的一些實(shí)施例不包括低通濾波功能；FSCM(i)＝MAGFS(i)。系統(tǒng)1200進(jìn)行到1206。
在1206，“檢測(cè)幀同步”，如果FSCM(i)＜TDET并且FSCM(i)＜P0(否定結(jié)果)，閾值檢測(cè)器516A向控制器520發(fā)送否定指示沒有檢測(cè)到幀同步或最大值重影信號(hào)?？刂破?20隨后將系統(tǒng)1200分支到1212。否則，如果FSCM(i)≥TDET并且FSCM(i)≥P0(1206的肯定結(jié)果)，閾值檢測(cè)器516A向控制器520發(fā)送肯定指示檢測(cè)到有效的最大值重影信號(hào)?；叵氲阶畛醯腜0＝TDET，第一個(gè)指示為第一個(gè)檢測(cè)到的字段/幀同步。因?yàn)楝F(xiàn)在P0≥TDET，隨后的設(shè)置P0＝FSCM(I0)使系統(tǒng)1200檢測(cè)最大幀同步相關(guān)。系統(tǒng)1200的操作隨后分支到1208。
在1208，“存儲(chǔ)中心”，控制器520設(shè)置FSYM＝SC和FSEG＝SEGCNT，它保存數(shù)據(jù)分組字段/幀結(jié)構(gòu)中檢測(cè)到的最大幀同步相關(guān)的時(shí)間位置。控制器520還設(shè)置WINCENT＝i并計(jì)算搜索窗口變量WINSTART和WINEND，WINSTART和WINEND對(duì)應(yīng)于相關(guān)緩沖器514A中的期望窗口的最初和最后的存儲(chǔ)器單元。最終，控制器520存儲(chǔ)I0＝i和P0＝FSCM(I0)?？刂破?20隨后將系統(tǒng)1200的操作分支到1212。
在1212，“繼續(xù)”，控制器520確定是否繼續(xù)到1216“尋找區(qū)域最大值”。如果系統(tǒng)1200沒有在先前檢測(cè)到字段/幀同步或i≠WINEND(否)，系統(tǒng)1200分支到1214。否則，如果系統(tǒng)1200已經(jīng)檢測(cè)到字段/幀同步或i＝WINEND(是)，則控制器520將系統(tǒng)1200的操作分支到1216。
在1214，“遞增”，碼元計(jì)數(shù)器316和段計(jì)數(shù)器318的值被更新。索引變量i也遞增。系統(tǒng)1200運(yùn)行繼續(xù)到1204。
在1216，“尋找區(qū)域最大值”，控制器520定義區(qū)域R0、R1和R2?？刂破?20隨后分別搜索區(qū)域R1和R2以定位P1和P2。如上所述，在一些實(shí)施例中，CDC1100也基于相同的字段/幀同步相關(guān)結(jié)果來(lái)估計(jì)信道延遲。系統(tǒng)1200繼續(xù)到1218。
在1218，“P0＞4P1”，如果P0＞4P1，系統(tǒng)1200繼續(xù)到1222。否則，系統(tǒng)1200繼續(xù)到1220。
在1220，“選擇新的P0”，控制器520選擇P1作為新的P0。這可能導(dǎo)致P0不對(duì)應(yīng)于帶有最大幀同步序列的重影信號(hào)。在對(duì)新P0的選擇之后，控制器520重新定義區(qū)域R0、R1和R2?？刂破?20隨后分別搜索區(qū)域R1和R2以重新定位P1和P2。最終，系統(tǒng)1200繼續(xù)到1222。
在1222，“P0＞P2/9”，如果P0＞P2/9，系統(tǒng)1200通過繼續(xù)到1224進(jìn)入VCXO回轉(zhuǎn)控制環(huán)路。否則，系統(tǒng)1200繼續(xù)到1230。
在1224，“-EOFFSET”，控制器520聲明回轉(zhuǎn)使能信號(hào)1212。這使加法器1120的輸出提供VCXOCONTROL＝C3·FLOW-FOFFSET。這樣，對(duì)所接收的信號(hào)進(jìn)行采樣的VCXO時(shí)鐘頻率上減少。這有效地將重影信號(hào)P2向R0區(qū)域移動(dòng)。離發(fā)射機(jī)碼元時(shí)基的VCXO長(zhǎng)期頻率偏移FLOW被保存在延遲元件1132中并由C3·FLOW表示。然而，用于演算均衡器系數(shù)的訓(xùn)練信號(hào)(幀同步和段同步)保持著基于先前所計(jì)算出的信道延遲的相同定時(shí)。這樣，虛中心相對(duì)于出現(xiàn)在信道中的重影在時(shí)間上移動(dòng)，而不要求對(duì)均衡器結(jié)構(gòu)的重新初始化或?qū)π盘?hào)延遲估計(jì)的重新計(jì)算。系統(tǒng)1200隨后進(jìn)行到1226。
從那以后，在1226，“更新相關(guān)”，當(dāng)SEGCNT＝FSEG時(shí)，系統(tǒng)控制器配置CDC1100來(lái)導(dǎo)出由WINSTART、WINEND、FSYM以及FSEG所定義的窗口WFS中的FSCM(i)的新值。相關(guān)值FSCM(i)以幀或字段同步速率進(jìn)行更新。如圖38A中所示的，帶有2m+1個(gè)采樣的窗口WFS在SC＝FSYM和SEGCNT＝FSEG之前開始了m個(gè)碼元時(shí)間。通常窗口WFS是基于由CDC 1100檢測(cè)到的第一個(gè)超過閾值TDET的FSCM(i)的值。這樣，后續(xù)的相關(guān)更新會(huì)使P0不位于WFS的中心。其它實(shí)施例允許WFS隨著時(shí)間移動(dòng)來(lái)保證P0在平均意義上是位于WFS的中心。還有其它實(shí)施例在P0的相對(duì)位置隨著時(shí)間而移動(dòng)時(shí)重新定位WFS的中心。當(dāng)已更新的FSCM(i)值被放置在相關(guān)緩沖器514A中之后，控制器520在先前定義的區(qū)域R0、R1和R2中定位P0、P1和P2的新位置。系統(tǒng)1200隨后進(jìn)行到1228。
在1228，“P0＞P2/2”，如果P0≤P2/2(否定結(jié)果)，系統(tǒng)1200繼續(xù)到1224。這形成了增量調(diào)節(jié)VCXO定時(shí)并將P2向區(qū)域R0移動(dòng)的控制環(huán)路。一旦P0＞P2/2(肯定結(jié)果)，系統(tǒng)1200離開該環(huán)路并且控制進(jìn)行至1230。
在1230，“P0＞2P1”，如果P0＞2P1，系統(tǒng)1200進(jìn)行到1238。否則，如果P0≤2P1，系統(tǒng)1200通過進(jìn)行到1232進(jìn)入VCXO回轉(zhuǎn)控制模式。
在1232，“+FOOFFSET”，VCXOCONTROL＝C3·FLOW+FOFFSET。VCXO時(shí)鐘頻率增加并在時(shí)間上減少產(chǎn)生相關(guān)P1的信號(hào)延遲。這使得P1向R0區(qū)域移動(dòng)。類似之前，延遲元件1132保留FLOW的值，并且C3·FLOW保存離發(fā)射機(jī)時(shí)基的VCXO低頻偏移。然而，用于演算均衡器系數(shù)的訓(xùn)練脈沖(幀同步/段同步)的定時(shí)不變。這樣，虛中心在時(shí)間上相對(duì)于出現(xiàn)在信道中的重影信號(hào)移動(dòng)，而不要求均衡器結(jié)構(gòu)的重新初始化或信號(hào)延遲估計(jì)的重新計(jì)算。
然后在1234，“更新相關(guān)”，控制器520配置CDC 1100來(lái)導(dǎo)出FSCM(i)的新值，類似于“更新相關(guān)”1236?？刂破?20搜索相關(guān)緩沖器514A以在WFS中定位P0、P1以及P2。
在1236，“P0＞3P1”，如果P0≤3P1(否定結(jié)果)，系統(tǒng)1200繼續(xù)到1232。這形成增量調(diào)節(jié)VCX0定時(shí)并將P2向區(qū)域P0移動(dòng)的環(huán)路。然而，一旦P0＞3P1(肯定結(jié)果)，系統(tǒng)1200離開該環(huán)路并返回1222。
在1238，“CWFOUT”，控制器520取消聲明SLEW ENABLE，并且VCXOCONTROL＝C3[(C1+C2)CWFOUT+FLOW]。
在1240，“更新相關(guān)”，系統(tǒng)1100導(dǎo)出對(duì)應(yīng)于窗口WFS的FSCM(i)的新值。控制器520搜索相關(guān)緩沖器514A以將P0、P1以及P2更新為與在R0、R1以及R2中找到的一樣。延遲元件1132更新FLOW＝CWFOUTC1+FLOW。系統(tǒng)1200隨后返回1222。在一些實(shí)施例中，一個(gè)或多個(gè)判決塊1212、1218、1222、1228、1230以及1236可含有某些類型的置信度計(jì)數(shù)器，置信度計(jì)數(shù)器被用于設(shè)置判決轉(zhuǎn)換的條件。
如圖41中的CDC 1250所示，另一個(gè)適合用于ATSC標(biāo)準(zhǔn)廣播的系統(tǒng)20的實(shí)施例包括CDEU 230A、質(zhì)心加權(quán)函數(shù)1102、開關(guān)1104、1106和1108、濾波器1110、加法器1120、以及相關(guān)緩沖器1134。
類似于圖6中的CDEU 230A，系統(tǒng)1250接收經(jīng)濾波的基帶信號(hào)IF76作為到相關(guān)器310的輸入。雖然沒有示出，系統(tǒng)1250的一些實(shí)施例類似于CDEU 230B，并且如前文所述，計(jì)算IF76和QF78與段同步序列的相關(guān)大小。在一些實(shí)施例中，類似于CDC1100，系統(tǒng)1250接收IF和QF的2x過采樣表示。在其它實(shí)施例中，系統(tǒng)1250適用于接收IF和QF的碼元率表示。還有系統(tǒng)1250的其它實(shí)施例包括IF76和QF78的另一過采樣表示。
如圖41中所示，相關(guān)器310運(yùn)行在IF76上以產(chǎn)生碼元相關(guān)值SCV(i)。積分器312接收SCV(i)并產(chǎn)生INT(i)，INT(i)存儲(chǔ)在相關(guān)緩沖器314的存儲(chǔ)器單元M(i)中。然而，如下文所述，雖然前文所述的CDEU 230A的實(shí)施例在N個(gè)段同步周期上計(jì)算碼元同步相關(guān)以導(dǎo)出信道延遲估計(jì)，系統(tǒng)1250繼續(xù)更新存儲(chǔ)在相關(guān)緩沖器314中的相關(guān)值INT(i)。這允許對(duì)相關(guān)導(dǎo)向控制信號(hào)1252的繼續(xù)更新，相關(guān)導(dǎo)向控制信號(hào)1252在下文中還被稱為VCXOCONTROL信號(hào)1252。相關(guān)濾波器1134對(duì)從相關(guān)緩沖器314接收到的INT(i)的值進(jìn)行低通濾波。系統(tǒng)1250的一些實(shí)施例(類似圖13中的CDEU 230B)在進(jìn)行低通濾波操作之前計(jì)算MAG(i)。例如，在一些實(shí)施例中，MAG(i)＝|INT(i)|。在系統(tǒng)1250的實(shí)施例中，MAG(i)＝INT(i)2。在IF76和QF78都被處理的實(shí)施例中，MAG(i)＝|INTI(i)|+|INTQ(i)|或MAG(i)＝+[INTI(i)2+INTQ(i)2]。還有1250的其它實(shí)施例(沒有示出)不包括相關(guān)濾波器1134并依靠積分器314提供所需的時(shí)間濾波。
質(zhì)心加權(quán)函數(shù)1102經(jīng)縮放來(lái)接收合適數(shù)量的由相關(guān)濾波器1134產(chǎn)生的采樣。例如，在一些實(shí)施例中，質(zhì)心加權(quán)函數(shù)1102縮放成接收1664個(gè)采樣。還有其它的實(shí)施例包括832個(gè)采樣。控制器320與存儲(chǔ)器330對(duì)接并分別從碼元計(jì)數(shù)器316和段計(jì)數(shù)器318接收SC和SEGCNT的值。類似于圖6中的控制器320，控制器320與控制系統(tǒng)54(見圖3)對(duì)接。控制器320還包括(雖然沒有示出)對(duì)系統(tǒng)1250的元件的配置和控制所需的接口。
類似于圖6中的CDEU 230A，系統(tǒng)1250檢測(cè)存在于所接收的信號(hào)中的段同步的位置并確定CIR估計(jì)。信道延遲是從CIR估計(jì)中估計(jì)的，并被用于定位重疊均衡器的虛中心。類似于圖37中CDC1100的控制器520，控制器320搜索相關(guān)緩沖器314以定位P0，P0對(duì)應(yīng)于MAG(i)的最大值?？刂破?20將區(qū)域R0居中于PD?？刂破?20隨后搜索相關(guān)緩沖器314以分別尋找區(qū)域R1和R2中的MAG(i)的局部最大值P1和P2中。如圖38A中所示，P0、P1和P2被定以為各自區(qū)域R0、R1和R2中的帶有最大相關(guān)值或功率的重影信號(hào)。P0、P1和P2分別位于I0、I1和I2。在一些實(shí)施例中，R0、R1和R2跨整個(gè)段同步周期。在其它實(shí)施例中，R0、R1和R2跨段同步周期的僅僅一部分。
相關(guān)濾波器1134對(duì)提供給CWF 1102的MAG(i)值進(jìn)行低通濾波。在一些實(shí)施例中，CWF1102僅僅使用P0、P1和P2的值；CWF1102輸出CWFOUT=Σi=I0,I1,I2FCW(i)·MAG(i)]]>在其它實(shí)施例中，CWF1102計(jì)算區(qū)域R0、R1和R2中的所有重影的加權(quán)平均CWFOUT=Σ∀i∈R0,R1,R2FCW(i)·MAG(i)]]>類似于圖37的CDC1100，一些CDC 1250的實(shí)施例含有類似于圖38B的分段線性斜坡函數(shù)的適用于適當(dāng)?shù)牟蓸勇实拇昂瘮?shù)FCW(i)。其它FCW(i)的實(shí)施例是定義為在區(qū)域R0、R1和R2之外有零值的奇函數(shù)。CDC 1250的一些實(shí)施例包括基于窗口化的正弦函數(shù)的FCW(i)，也適合該采樣率，類似于圖38C。
另外，系統(tǒng)1250運(yùn)行實(shí)質(zhì)上類似于CDC 1100，以在加法器1120的輸出上創(chuàng)建相關(guān)導(dǎo)向控制信號(hào)VCXOCONTROL1252。質(zhì)心加權(quán)函數(shù)1102將它的輸出提供為開關(guān)1104的第一輸入。開關(guān)1104的第二輸入是數(shù)字零。開關(guān)1106的第一輸入是數(shù)字零。開關(guān)1106的第二輸入是來(lái)自開關(guān)1108的信號(hào)SLEW。開關(guān)1108接收偏移值+FOFFSET1116和-FOFFSET1118。類似于CDC1100的控制器520，控制器320向開關(guān)1108提供SLEW CONTROL信號(hào)，并且如下文所述地通過選擇+FOFFSET1116或-FOFFSET1118回轉(zhuǎn)相關(guān)導(dǎo)向控制信號(hào)125的輸出。開關(guān)1104提供輸出給濾波器1110。濾波器1110和開關(guān)1106提供輸入給加法器1120。加法器1120的輸出是相關(guān)導(dǎo)向控制信號(hào)VCXOCONTROL1252。
類似于圖37的CDC 1100，開關(guān)1104和1106形成雙極雙擲結(jié)構(gòu)。當(dāng)控制器320沒有聲明SLEW ENABLE 1112時(shí)，加法器1120的輸出為VCXOCONTROL＝C3[(C1+C2)CWFOUT+FLOW]，其中FLOW是存儲(chǔ)在延遲元件1132中的系統(tǒng)的低頻偏移。濾波器1110的傳遞函數(shù)為H(z)＝C3[C1(1+Z-1)+C2]。
當(dāng)使能SLEW ENABLE信號(hào)1112時(shí)，加法器1120的輸出為VCXOCONTROL＝C3·FLOW+SLEW，其中SLEW為+FOFFFSET或-FOFFSET。延遲元件1132的輸出FLOW在聲明SLEW ENABLE信號(hào)1112時(shí)保持不變。這保存了低頻偏移信息直到SLEWENABLE 1112被解除聲明為止，因此重新使能濾波器1110的正常運(yùn)行。在一些實(shí)施例中，如果確定需要更大的值，可以通過控制器520中的積分器動(dòng)態(tài)增大FOFFSET。在其它實(shí)施例中，在此積分器上有限制以將FOFFSET保持在最大值之下。
現(xiàn)在將繼續(xù)參考圖41的元件討論另一個(gè)系統(tǒng)1250的實(shí)施例，其被示為系統(tǒng)1300，系統(tǒng)1300的操作在圖42中示出，它也適合用于ATSC廣播和碼元采樣率。在1302，“初始化”，控制器320初始化系統(tǒng)1250的各個(gè)元件。例如，控制器320初始化存儲(chǔ)器330中的寄存器、碼元計(jì)數(shù)器316、段計(jì)數(shù)器318、大小計(jì)算器392、相關(guān)器310、相關(guān)緩沖器314、CWF 1102、濾波器1110、相關(guān)濾波器1134、以及各種控制信號(hào)。此外，初始化SC、SEGCNT以及索引變量i。系統(tǒng)1300初始化以后，進(jìn)行繼續(xù)到1304。
在1304，“SCV”，類似于圖12中的系統(tǒng)400，相關(guān)器310從經(jīng)濾波的同相基帶信號(hào)IF76接收數(shù)據(jù)的新的碼元時(shí)間，并計(jì)算對(duì)應(yīng)于碼元計(jì)數(shù)器316所產(chǎn)生的碼元計(jì)數(shù)的SCV(i)的值。系統(tǒng)1304轉(zhuǎn)到1306。
在1306，“積分”，類似于CDEU 230A，積分器312從相關(guān)器310接收SCV(i)并計(jì)算INT(i)值，INT(i)將要被存儲(chǔ)在相關(guān)緩沖器314的陣列M(i)中。系統(tǒng)1300隨后繼續(xù)到1308。
在1308，“SC＝831”，類似于圖12中系統(tǒng)400的410，控制器320確定SC是否等于碼元計(jì)數(shù)器316的最大輸出。例如，在SC＝831時(shí)產(chǎn)生肯定的結(jié)果，其中SC范圍為0到831，并且系統(tǒng)1300轉(zhuǎn)到1312。否則，在1308產(chǎn)生否定結(jié)果，使得系統(tǒng)1300轉(zhuǎn)到1310，這樣碼元計(jì)數(shù)器316遞增SC的值，并且控制器320遞增索引變量i?？刂齐S后返回到1304。
在1312，“SEGCNT＜N”，控制器320將段計(jì)數(shù)器318的輸出SEGCNT與存儲(chǔ)在段計(jì)數(shù)寄存器338中的值N進(jìn)行比較。如果SEGCNT＜N，控制器320將系統(tǒng)1300的操作分支到1314，碼元計(jì)數(shù)器316設(shè)置SC＝0，并且段計(jì)數(shù)器318遞增SEGCNT。但是，如果SEGCNT＝N，則系統(tǒng)1300的操作轉(zhuǎn)到1316。
在1316，類似于圖40中系統(tǒng)1200的1216，“尋找區(qū)域最大值”，控制器320定義區(qū)域R0、R1和R2?？刂破?20隨后分別搜索區(qū)域R1和R2以定位P1和P2。在一些實(shí)施例中，控制器320與質(zhì)心估計(jì)器(示作為圖41中的質(zhì)心估計(jì)器340)交互操作以確定合適的CDE值。系統(tǒng)1300繼續(xù)到1318。
在1318，“P0＞4P1”，如果P0＞4P1，系統(tǒng)1300繼續(xù)到1322。否則，系統(tǒng)1300繼續(xù)到1320。
在1320，“選擇新的P0”，類似于圖40中系統(tǒng)1200的1220，控制器320選擇P1作為新的P0。在某些情況下，這導(dǎo)致P0不對(duì)應(yīng)于相關(guān)緩沖器314中的MAG(i)的最大值。隨著該選擇，控制器320基于新的P0的位置重新定義區(qū)域R0、R1和R2?？刂破?20隨后分別搜索區(qū)域R1和R2以定位P1和P2。最終，系統(tǒng)1300繼續(xù)到1324。
在1322，“P0＞P2/9”，類似于圖40中系統(tǒng)1200，當(dāng)P0≤P2/9時(shí)產(chǎn)生否定結(jié)果，系統(tǒng)1300通過繼續(xù)到1324進(jìn)入VCXO回轉(zhuǎn)控制環(huán)路。否則，當(dāng)P0＞P2/9時(shí)產(chǎn)生肯定結(jié)果，系統(tǒng)1300繼續(xù)到1330。
在1324，“-FOFFSET”，類似于圖40中系統(tǒng)1200的1224，控制器320聲明信號(hào)SLEW ENABLE 1112。這使加法器1120的輸出提供VCXOCONTROL＝C3·FLOW-FDFFSET。這樣，類似于CDC 1100，延遲元件1132保存濾波器1110的低頻偏移FLOW。
在1326，“更新相關(guān)”，系統(tǒng)1300更新存儲(chǔ)在相關(guān)緩沖器314中的相關(guān)值。在一些實(shí)施例中，系統(tǒng)1250對(duì)最近段同步周期中生成的SCV(i)進(jìn)行積分。在其它實(shí)施例中，系統(tǒng)1250在若干段同步周期上重新初始化部分230A并導(dǎo)出新的一組INT(i)和MAG(i)值?？刂破?20搜索相關(guān)緩沖器314以定位位于現(xiàn)有R0、R1和R2所創(chuàng)建的窗口內(nèi)的已更新的P0、P1和P2。相關(guān)濾波器1134接收已更新的相關(guān)緩沖器314輸出并將已更新的經(jīng)低通濾波的MAG(i)提供給CWF 1102。CWF 1102隨后計(jì)算出更新的CWFOUT。如前所述，系統(tǒng)1250的一些實(shí)施例僅僅使用已更新的P0、P1和P2來(lái)生成更新的CWFOUT。然而，類似于CDC 1100，系統(tǒng)1250的一些實(shí)施例響應(yīng)P0位置的改變而移動(dòng)區(qū)域R0、R1和R2。
在1328，“P0＞P2/2”，當(dāng)P0≤P2/2時(shí)產(chǎn)生否定結(jié)果，系統(tǒng)1300通過返回到1324而保持在VCXO回轉(zhuǎn)控制環(huán)路中。這形成增量調(diào)節(jié)VCXOCONTROL的環(huán)路。當(dāng)P0＞P2/2時(shí)產(chǎn)生肯定結(jié)果，系統(tǒng)1300離開VCXO回轉(zhuǎn)控制環(huán)路；并且系統(tǒng)1300最終繼續(xù)到1330。
在1330，“P0＞2P1”，當(dāng)P0＞2P1時(shí)產(chǎn)生肯定結(jié)果，系統(tǒng)1300進(jìn)行到1338。否則，當(dāng)P0≤2P1時(shí)產(chǎn)生否定結(jié)果，系統(tǒng)1300通過進(jìn)行到1332進(jìn)入VCXO回轉(zhuǎn)控制環(huán)路。
在1332，“+FOFFSET”，類似于系統(tǒng)1200，控制器320聲明信號(hào)SLEW ENABLE1112并選擇SLEW＝+FOFFSET。類似于系統(tǒng)1100，加法器1120的輸出1252變?yōu)閂CXOCDONTROL＝C3·FLOW+FOFFSET。其中延遲元件1132保存濾波器1110的低頻偏移FLOW。
然后在1334，“更新相關(guān)”，類似于前文所述的1326的操作，系統(tǒng)1300更新存儲(chǔ)在相關(guān)緩沖器314中的相關(guān)值。更新在最近段同步周期中生成的INT(i)值?？刂破?20搜索相關(guān)緩沖器314以定位位于現(xiàn)有R0、R1和R2所創(chuàng)建的搜索窗口內(nèi)的已更新P0、P1和P2。如圖41所示，相關(guān)濾波器1134接收已更新的相關(guān)緩沖器314輸出并將已更新的經(jīng)低通濾波的INT(i)提供給CWF 1102。CWF 1102隨后計(jì)算出更新的CWFOUT。系統(tǒng)1300繼續(xù)到1336。
在1336，“P0＞3P1”，當(dāng)P0≤3P1時(shí)產(chǎn)生否定結(jié)果，系統(tǒng)1300通過返回到1332而繼續(xù)在VCXO回轉(zhuǎn)控制環(huán)路中。這形成增量調(diào)節(jié)VCXOCONTROL的環(huán)路。當(dāng)P0＞3P1時(shí)在1336產(chǎn)生肯定結(jié)果，這樣系統(tǒng)1300離開VCXO回轉(zhuǎn)控制環(huán)路；并且系統(tǒng)1300返回1322。
在1338，“CWFOUT”，在1330的肯定結(jié)果之后，控制器320設(shè)置回轉(zhuǎn)控制信號(hào)1112以將CWFOUT傳送通過開關(guān)1104，并將零值傳送通過開關(guān)1106。CWFOUT被傳送通過濾波器1110。加法器1130形成輸出VCXOCONTROL＝C3[(C1+C2)CWFOUT+FLOW]，其中，如前所述，F(xiàn)LOW是存儲(chǔ)在延遲元件1132中的值。系統(tǒng)1338隨后繼續(xù)到1340。
在1340，“更新相關(guān)”，如前所述，系統(tǒng)1250更新存儲(chǔ)在相關(guān)緩沖器314中的相關(guān)值?？刂破?20在相關(guān)緩沖器314中搜索先前定義的區(qū)域R0、R1以及R2中P0、P1以及P2的已更新的值。延遲元件1132更新FLOW＝CWFOUTC1+FLOW。系統(tǒng)1300隨后返回1322。在一些實(shí)施例中，一個(gè)或多個(gè)判決塊1312、1318、1322、1328、1330以及1336可含有某些類型的置信度計(jì)數(shù)器，置信度計(jì)數(shù)器被用于設(shè)置判決轉(zhuǎn)換的條件。
如圖43中所示，系統(tǒng)20的還有另一個(gè)實(shí)施例包括相關(guān)導(dǎo)向載波跟蹤系統(tǒng)1350。相關(guān)導(dǎo)向載波跟蹤系統(tǒng)1350包括解調(diào)器920A以及相關(guān)導(dǎo)向控制1250A。解調(diào)器920A形式和功能上類似于系統(tǒng)900的解調(diào)器920；然而，環(huán)路濾波器926被替換為環(huán)路濾波器926A。如將在下文解釋的那樣，環(huán)路濾波器926A還包括用于接收相關(guān)導(dǎo)向跟蹤信號(hào)的第三反饋控制輸入1252A。相關(guān)導(dǎo)向控制1250A形式和功能上類似于相關(guān)導(dǎo)向控制1250；然而，類似于圖13中的CDEU230B，CDC 1250A適用于將IF76以及QF78與段同步序列都相關(guān)。
解調(diào)器920A接收數(shù)字化的近基帶信號(hào)62并將信號(hào)IF76和QF78作為輸出提供給CDC 1250A。解調(diào)器920A還接收非相干載波跟蹤反饋信號(hào)72和判決導(dǎo)向載波跟蹤反饋信號(hào)74。此外，解調(diào)器920A還從CDC 1250A接收相關(guān)導(dǎo)向載波跟蹤信號(hào)1252A。
如圖44中所示，系統(tǒng)20的另一個(gè)實(shí)施例包括信道延遲導(dǎo)向控制系統(tǒng)1360，它包括同步910、解調(diào)器920、CDEU 230E、減法器1360，以及延遲1362。
CIR導(dǎo)向控制系統(tǒng)1360在同步910接收模擬近基帶信號(hào)60。同步器910數(shù)字化模擬近基帶信號(hào)60，并將數(shù)字化的近基帶信號(hào)62提供給解調(diào)器920。解調(diào)器390解調(diào)數(shù)字化的近基帶信號(hào)62并將IF76和QF78作為輸入提供給CDEU230E。CDEU 230E對(duì)IF76和QF78作用以計(jì)算更新的信道延遲估計(jì)CDENEW。CDEU230E隨后將CDENEW作為輸入提供給延遲1362和減法器1360的正輸入。延遲1362將信道延遲估計(jì)的先前計(jì)算值CDEPREVIOUS作為輸出提供給減法器1360的負(fù)輸入。同步器40從減法器1360接收同步控制信號(hào)1364。
類似于CDEU 230的先前實(shí)施例，CDEU 230E通過檢測(cè)在CDEU 230E輸入上接收到的重影信號(hào)的相關(guān)強(qiáng)度和延遲，估計(jì)傳輸信道的信道脈沖響應(yīng)。CDEU230E的一些實(shí)施例形式和功能上類似于CDEU 230先前所述的實(shí)施例。例如，CDEU 230E的一些實(shí)施例適用于通過檢測(cè)所接收的重影信號(hào)幀同步序列PN511的相關(guān)強(qiáng)度來(lái)估計(jì)ATSC廣播系統(tǒng)中的信道延遲。同樣地，CDEU 230E的其它實(shí)施例類似于基于段同步的相關(guān)估計(jì)信道延遲的CDEU 230實(shí)施例。然而，CDEU230E適用于提供連續(xù)更新的信道延遲估計(jì)。例如，當(dāng)CDEU 230的一些實(shí)施例提供用于設(shè)置并適配重疊均衡器的單個(gè)信道延遲估計(jì)時(shí)，CDEU 230E的實(shí)施例提供連續(xù)的信道延遲估計(jì)更新。CDEU 230E的一些實(shí)施例在每個(gè)幀或字段同步周期提供更新的信道延遲估計(jì)?；趯?duì)段同步序列的接收來(lái)估計(jì)信道延遲的其它實(shí)施例在希望數(shù)目的段同步周期之后提供更新的信道延遲估計(jì)。此外，還有其它實(shí)施例在每個(gè)段同步周期提供更新的信道延遲估計(jì)。
在一些實(shí)施例中，延遲1362是用于存儲(chǔ)由CDEU 230E提供的先前已計(jì)算的信道延遲估計(jì)的鎖存器或寄存器。減法器1360通過從CDENEW中減去CDEPREVIOUS產(chǎn)生同步控制信號(hào)1364。同步控制信號(hào)1364表示由于虛中心的移動(dòng)而造成的信道延遲估計(jì)改變。同步910接收同步控制信號(hào)1364并控制用于采樣模擬近基帶信號(hào)60的時(shí)鐘頻率。這調(diào)節(jié)系統(tǒng)20的均衡器中引入的相對(duì)延遲，并對(duì)虛中心的移動(dòng)做出補(bǔ)償。
可以理解的是，正交和變換濾波器實(shí)現(xiàn)的長(zhǎng)度對(duì)于總反饋環(huán)路響應(yīng)被最優(yōu)化。例如，在執(zhí)行90度旋轉(zhuǎn)的變換濾波器是工作在所接收的同相信號(hào)上的希耳伯特濾波器的實(shí)施例中，希耳伯特濾波器的長(zhǎng)度將被調(diào)整以最優(yōu)化相位跟蹤器環(huán)路響應(yīng)。類似地，可以出于硬件的復(fù)雜度和所需的準(zhǔn)確度的目的來(lái)最優(yōu)化希耳伯特變換的分辨力。同樣地，相位誤差積分器812可被最優(yōu)化為在對(duì)更平滑和更準(zhǔn)確的相位誤差信息的需要和相位跟蹤器帶寬之間進(jìn)行平衡。
或者，在一些含有微小間隔的均衡器的實(shí)施例中，在均衡器判決設(shè)備之前對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行下采樣的點(diǎn)可以被移動(dòng)，以提供更大的控制環(huán)路帶寬。如圖29中所示，在一些系統(tǒng)900的實(shí)施例中，載波跟蹤后置濾波器944在下采樣之前從FFE 210接收微小間隔的采樣。判決設(shè)備212通過在碼元定時(shí)基礎(chǔ)上對(duì)均衡器輸出信號(hào)88進(jìn)行采樣來(lái)有效地對(duì)所接收到的數(shù)據(jù)進(jìn)行下采樣。在還有其它實(shí)施例中，微小間隔FFE采樣不是按照n∶1的整數(shù)關(guān)系相關(guān)，均衡器判決設(shè)備的輸入是轉(zhuǎn)換為合適采樣率的采樣率?？梢岳斫獾氖?，一些實(shí)施例將類似技術(shù)使用于判決導(dǎo)向相位跟蹤器和判決導(dǎo)向同步反饋環(huán)路。此外，某些實(shí)施例使用采樣率轉(zhuǎn)換器來(lái)對(duì)微小間隔的FFE的輸出進(jìn)行下采樣，并執(zhí)行相位跟蹤器功能。
可以理解的是，在此描述的技術(shù)和設(shè)備也可被應(yīng)用于含有任何一維構(gòu)象的調(diào)制技術(shù)。因此，本發(fā)明包括被改進(jìn)為對(duì)有多級(jí)的數(shù)據(jù)構(gòu)象起作用的實(shí)施例。類似地，在此描述的技術(shù)和設(shè)備可被應(yīng)用于VSB或偏移QAM調(diào)制，用于偏移QAM調(diào)制(其中簡(jiǎn)單90度相移足夠?qū)⑵芉AM基帶復(fù)信號(hào)轉(zhuǎn)換為類似VSB基帶的單獨(dú)實(shí)信號(hào))。
更有，在此描述的任何系統(tǒng)和/或方法可被用于任何廣播標(biāo)準(zhǔn)。例如，在此的系統(tǒng)和方法可適用于與ATSC標(biāo)準(zhǔn)(在文檔“ATSC Digital TelevisionStandard”，ATSC文檔A/53，1995年9月16日中規(guī)定)兼容的信號(hào)?；蛘撸鳛槭纠窍拗?，在此描述的任何系統(tǒng)和/或方法是/可適用于下述文檔中規(guī)定的標(biāo)準(zhǔn)(下文稱為“ADTB-T標(biāo)準(zhǔn)”)Zhang，W等人的“An Advanced DigitalTelevision Broadcasting System”，第七屆國(guó)際廣播技術(shù)座談會(huì)，會(huì)議增刊，2001年。
可以理解的是在一些實(shí)施例中，均衡器工作于同相和正交數(shù)據(jù)。類似地，雖然在此的實(shí)施例和附圖示出設(shè)置在接收機(jī)的基帶區(qū)域中的均衡器的FFE，其它接收機(jī)的實(shí)施例將FFE設(shè)置在通帶(或IF)區(qū)域中。例如，在一些實(shí)施例中，均衡器的FFE被設(shè)置在系統(tǒng)的同步和解調(diào)器組件之間。
本領(lǐng)域技術(shù)人員可想到本發(fā)明的各種實(shí)現(xiàn)。例如，可通過專用和/或通用集成電路、和/或離散組件、和/或軟件來(lái)執(zhí)行部分或全部的信號(hào)的生成和計(jì)算。在此援引的任何出版物、現(xiàn)有應(yīng)用、和其它文檔整體結(jié)合在此作為參考，如同每個(gè)都單獨(dú)結(jié)合在此作為參考并完全闡明的那樣。
雖然已經(jīng)通過附圖和前面的描述詳細(xì)示出并描述了本發(fā)明，所示出的可被認(rèn)為是示例性的且在特征上不作限制?？梢岳斫獾氖?，僅僅示出并描述了最佳實(shí)施例，所有在本發(fā)明精神范圍內(nèi)的改變和修改都希望被保護(hù)。
權(quán)利要求書(按照條約第19條的修改)1.一種控制采樣設(shè)備的采樣頻率的方法，其中所述采樣設(shè)備響應(yīng)于對(duì)一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號(hào)的接收而生成采樣，所述方法包括如下步驟從所述采樣估計(jì)信道的信道脈沖響應(yīng)；計(jì)算所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性；以及根據(jù)所述特性確定所述采樣頻率。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，計(jì)算特性的步驟還包括檢測(cè)所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性中的改變的步驟，確定所述采樣頻率的步驟還包括根據(jù)所述特性中的改變調(diào)整所述采樣頻率的步驟。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述一系列碼元包括預(yù)先確定的碼元序列，所述估計(jì)步驟包括識(shí)別對(duì)應(yīng)于所述預(yù)先確定的碼元序列的一部分采樣的步驟。
4.如權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于，所述識(shí)別步驟包括將所述一部分采樣與預(yù)先確定的值相關(guān)的步驟。
5.如權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于，所述預(yù)先確定的值包含同步序列。
6.如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，所述預(yù)先確定的值包含幀同步序列。
7.如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，所述預(yù)先確定的值包含段同步序列。
8.如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，所述預(yù)先確定的值與ATSC同步序列相一致。
9.如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，所述預(yù)先確定的值與ADTB-T同步序列相一致。
10.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述采樣設(shè)備運(yùn)行在初始化模式，并且所述計(jì)算步驟計(jì)算第一特性，所述確定步驟根據(jù)所述第一特性確定所述采樣頻率。
11.如權(quán)利要求10所述的方法，其特征在于，所述采樣設(shè)備運(yùn)行在穩(wěn)態(tài)模式，并且所述計(jì)算步驟計(jì)算第二特性，所述確定步驟根據(jù)所述第二特性確定所述采樣頻率。
12.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)由多個(gè)相關(guān)值表示。
13.如權(quán)利要求12所述的方法，其特征在于，所述特性是所述相關(guān)值的質(zhì)心。
14.如權(quán)利要求13所述的方法，其特征在于，所述計(jì)算步驟使用線性斜坡函數(shù)計(jì)算所述質(zhì)心。
15.如權(quán)利要求13所述的方法，其特征在于，所述計(jì)算步驟使用窗口化正弦函數(shù)計(jì)算所述質(zhì)心。
16.如權(quán)利要求13所述的方法，其特征在于，所述計(jì)算步驟使用奇函數(shù)計(jì)算所述質(zhì)心。
17.如權(quán)利要求12所述的方法，其特征在于，所述計(jì)算步驟包含選擇一部分相關(guān)值的步驟。
18.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于，所述選擇步驟選擇有比預(yù)先確定的值大的大小的相關(guān)值。
19.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，至少一個(gè)采樣含有非零虛部。
20.如權(quán)利要求12所述的方法，其特征在于，所述檢測(cè)步驟包括在檢測(cè)所述特性中的改變之前對(duì)所述相關(guān)值進(jìn)行低通濾波的步驟。
21.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述調(diào)整步驟使用積分器。
22.如權(quán)利要求21所述的方法，其特征在于，所述積分器是低通濾波器。
23.如權(quán)利要求21所述的方法，其特征在于，所述積分器是超前滯后濾波器。
24.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述調(diào)整步驟使用數(shù)字內(nèi)插濾波器。
25.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述調(diào)整步驟調(diào)整壓控晶體振蕩器的相位和頻率。
26.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述計(jì)算步驟包括計(jì)算多個(gè)候選特性的步驟，還包括從所述多個(gè)候選特性中選擇所述特性的步驟。
27.一種控制采樣設(shè)備的采樣頻率的方法，其中所述采樣設(shè)備響應(yīng)于對(duì)一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號(hào)的接收而生成采樣，所述一系列碼元包括預(yù)先確定的碼元序列，所述方法包括如下步驟從所述采樣估計(jì)信道脈沖響應(yīng)，包括識(shí)別對(duì)應(yīng)于所述預(yù)先確定的碼元序列的一部分采樣的步驟；計(jì)算所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性，包括檢測(cè)所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性中的改變的步驟；以及根據(jù)計(jì)算出的所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性確定所述采樣頻率，包括根據(jù)所述特性中的改變調(diào)整所述采樣頻率的步驟。
28.如權(quán)利要求27所述的方法，其特征在于，所述估計(jì)步驟包括將所述一部分采樣與預(yù)先確定的值進(jìn)行相關(guān)的步驟，所述預(yù)先確定的值包含同步序列。
29.如權(quán)利要求27所述的方法，其特征在于，所述特性是所述相關(guān)值的質(zhì)心。
30.如權(quán)利要求27所述的方法，其特征在于，所述計(jì)算步驟包括選擇一部分相關(guān)值的步驟，所選擇的相關(guān)值的大小可大于預(yù)先確定的值。
31.如權(quán)利要求27所述的方法，其特征在于，至少一個(gè)采樣含有非零虛部。
32.如權(quán)利要求29所述的方法，其特征在于，所述檢測(cè)步驟包括在檢測(cè)所述特性中的改變之前對(duì)所述相關(guān)值進(jìn)行低通濾波的步驟。
33.如權(quán)利要求27所述的方法，其特征在于，所述調(diào)整步驟使用數(shù)字內(nèi)插濾波器。
34.如權(quán)利要求27所述的方法，其特征在于，所述調(diào)整步驟使用積分器來(lái)調(diào)整壓控晶體振蕩器的采樣頻率和采樣相位。
35.一種控制采樣設(shè)備的采樣頻率的裝置，其中所述采樣設(shè)備響應(yīng)于對(duì)一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號(hào)的接收而生成采樣，所述一系列碼元包括預(yù)先確定的碼元序列，所述控制采樣設(shè)備的采樣頻率的裝置包括用于從所述采樣估計(jì)信道脈沖響應(yīng)的裝置，包括用于識(shí)別對(duì)應(yīng)于所述預(yù)先確定的碼元序列的一部分采樣的裝置；用于計(jì)算所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性的裝置，包括用于檢測(cè)所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性中的改變的裝置；以及用于根據(jù)計(jì)算出的所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性確定所述采樣頻率的裝置，包括用于根據(jù)所述特性中的改變調(diào)整所述采樣頻率的裝置。
36.如權(quán)利要求35所述的裝置，其特征在于，所述估計(jì)裝置包括用于將所述一部分采樣與預(yù)先確定的值進(jìn)行相關(guān)的裝置，所述預(yù)先確定的值包含同步序列。
37.如權(quán)利要求35所述的裝置，其特征在于，所述特性是所述相關(guān)值的質(zhì)心。
38.如權(quán)利要求35所述的裝置，其特征在于，所述用于計(jì)算的裝置包括用于選擇一部分相關(guān)值的裝置，所選擇的相關(guān)值的大小可大于預(yù)先確定的值。
39.如權(quán)利要求35所述的裝置，其特征在于，至少一個(gè)采樣含有非零虛部。
40.如權(quán)利要求37所述的裝置，其特征在于，包括在檢測(cè)所述特性中的改變之前對(duì)所述相關(guān)值進(jìn)行低通濾波的裝置。
41.如權(quán)利要求35所述的裝置，其特征在于，所述用于調(diào)整的裝置包括用于調(diào)整壓控晶體振蕩器的采樣頻率和采樣相位的積分器。
42.一種控制采樣設(shè)備的采樣頻率的裝置，其中所述采樣設(shè)備響應(yīng)于對(duì)一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號(hào)的接收而生成采樣，所述控制采樣設(shè)備的采樣頻率的裝置包括如下步驟用于從所述采樣估計(jì)信道的信道脈沖響應(yīng)的裝置；用于計(jì)算所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性的裝置；以及用于根據(jù)所述特性確定所述采樣頻率的裝置。
43.如權(quán)利要求42所述的裝置，其特征在于，所述一系列碼元包括預(yù)先確定的碼元序列，所述估計(jì)裝置包括用于識(shí)別對(duì)應(yīng)于所述預(yù)先確定的碼元序列的一部分采樣的裝置。
44.如權(quán)利要求42所述的裝置，其特征在于，包括用于將所述一部分碼元與預(yù)先確定的值相關(guān)的裝置。
45.如權(quán)利要求44所述的裝置，其特征在于，所述預(yù)先確定的值包含同步序列。
46.如權(quán)利要求42所述的裝置，其特征在于，所述采樣設(shè)備運(yùn)行在初始化模式，并且所述用于計(jì)算的裝置計(jì)算第一特性，所述用于確定的裝置根據(jù)所述第一特性確定所述采樣頻率，所述第一特性是相關(guān)值的質(zhì)心。
47.一種控制采樣設(shè)備的采樣頻率的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其中所述采樣設(shè)備響應(yīng)于對(duì)一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號(hào)的接收而生成采樣，所述介質(zhì)包括程序，用于實(shí)現(xiàn)用于從所述采樣估計(jì)信道的信道脈沖響應(yīng)的第一例程；
用于計(jì)算所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性的第二例程；以及用于根據(jù)所述特性確定所述采樣頻率的第三例程。
48.如權(quán)利要求47所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，所述一系列碼元包括預(yù)先確定的碼元序列，所述第一例程包括用于識(shí)別對(duì)應(yīng)于所述預(yù)先確定的碼元序列的一部分采樣的例程。
49.如權(quán)利要求47所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，所述識(shí)別例程包括用于將所述一部分部分與預(yù)先確定的值相關(guān)的例程。
50.如權(quán)利要求49所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，所述預(yù)先確定的值包含同步序列。
51.如權(quán)利要求41所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，所述采樣設(shè)備運(yùn)行在初始化模式，并且所述計(jì)算例程計(jì)算第一特性，所述用于確定的例程根據(jù)所述第一特性確定所述采樣頻率，所述第一特性是相關(guān)值的質(zhì)心。
52.一種控制采樣設(shè)備的采樣頻率的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其中所述采樣設(shè)備響應(yīng)于對(duì)一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號(hào)的接收而生成采樣，所述一系列碼元包括預(yù)先確定的碼元序列，所述介質(zhì)包括用于從所述采樣估計(jì)信道脈沖響應(yīng)的第一例程，包括用于識(shí)別對(duì)應(yīng)于所述預(yù)先確定的碼元序列的一部分采樣的例程；用于計(jì)算所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性的第二例程，包括用于檢測(cè)所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性中的改變的例程；以及用于根據(jù)計(jì)算出的所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性確定所述采樣頻率的第三例程，包括用于根據(jù)所述特性中的改變調(diào)整所述采樣頻率的例程。
53.如權(quán)利要求52所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，所述用于估計(jì)的例程包括將所述一部分采樣與預(yù)先確定的值進(jìn)行相關(guān)的例程，所述預(yù)先確定的值包含同步序列。
54.如權(quán)利要求52所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，所述特性是所述相關(guān)值的質(zhì)心。
55.如權(quán)利要求52所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，所述用于計(jì)算的例程包括用于選擇一部分相關(guān)值的例程，所選擇的相關(guān)值的大小可大于預(yù)先確定的值。
56.如權(quán)利要求52所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，至少一個(gè)采樣含有非零虛部。
57.如權(quán)利要求54所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，所述用于檢測(cè)的例程包括在檢測(cè)所述特性中的改變之前對(duì)所述相關(guān)值進(jìn)行低通濾波的例程。
58.如權(quán)利要求54所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，所述用于調(diào)整的例程包括用于調(diào)整壓控晶體振蕩器的采樣頻率和采樣相位的積分器。
權(quán)利要求
1.一種控制采樣設(shè)備的采樣頻率的方法，其中所述采樣設(shè)備響應(yīng)于對(duì)一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號(hào)的接收而生成采樣，所述方法包括如下步驟從所述采樣估計(jì)信道的信道脈沖響應(yīng)；計(jì)算所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性；以及根據(jù)所述特性確定所述采樣頻率。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，計(jì)算特性的步驟還包括檢測(cè)所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性中的改變的步驟，確定所述采樣頻率的步驟還包括根據(jù)所述特性中的改變調(diào)整所述采樣頻率的步驟。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述一系列碼元包括預(yù)先確定的碼元序列，所述估計(jì)步驟包括識(shí)別對(duì)應(yīng)于所述預(yù)先確定的碼元序列的一部分采樣的步驟。
4.如權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于，所述識(shí)別步驟包括將所述一部分采樣與預(yù)先確定的值相關(guān)的步驟。
5.如權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于，所述預(yù)先確定的值包含同步序列。
6.如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，所述預(yù)先確定的值包含幀同步序列。
7.如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，所述預(yù)先確定的值包含段同步序列。
8.如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，所述預(yù)先確定的值與ATSC同步序列相一致。
9.如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，所述預(yù)先確定的值與ADTB-T同步序列相一致。
10.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述采樣設(shè)備運(yùn)行在初始化模式，并且所述計(jì)算步驟計(jì)算第一特性，所述確定步驟根據(jù)所述第一特性確定所述采樣頻率。
11.如權(quán)利要求10所述的方法，其特征在于，所述采樣設(shè)備運(yùn)行在穩(wěn)態(tài)模式，并且所述計(jì)算步驟計(jì)算第二特性，所述確定步驟根據(jù)所述第二特性確定所述采樣頻率。
12.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，其中所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)由多個(gè)相關(guān)值表示。
13.如權(quán)利要求12所述的方法，其特征在于，所述特性是所述相關(guān)值的質(zhì)心。
14.如權(quán)利要求13所述的方法，其特征在于，所述計(jì)算步驟使用線性斜坡函數(shù)計(jì)算所述質(zhì)心。
15.如權(quán)利要求13所述的方法，其特征在于，所述計(jì)算步驟使用窗口化正弦函數(shù)以用于計(jì)算所述質(zhì)心。
16.如權(quán)利要求13所述的方法，其特征在于，所述計(jì)算步驟使用奇函數(shù)計(jì)算所述質(zhì)心。
17.如權(quán)利要求12所述的方法，其特征在于，所述計(jì)算步驟包含選擇一部分相關(guān)值的步驟。
18.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于，所述選擇步驟選擇有比預(yù)先確定的值大的大小的相關(guān)值。
19.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，至少一個(gè)采樣含有非零虛部。
20.如權(quán)利要求12所述的方法，其特征在于，所述檢測(cè)步驟包括在檢測(cè)所述特性中的改變之前對(duì)所述相關(guān)值進(jìn)行低通濾波的步驟。
21.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述調(diào)整步驟使用積分器。
22.如權(quán)利要求21所述的方法，其特征在于，所述積分器是低通濾波器。
23.如權(quán)利要求21所述的方法，其特征在于，所述積分器是超前滯后濾波器。
24.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述調(diào)整步驟使用數(shù)字內(nèi)插濾波器。
25.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述調(diào)整步驟調(diào)整壓控晶體振蕩器的相位和頻率。
26.如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述計(jì)算步驟包括計(jì)算多個(gè)候選特性的步驟，還包括從所述多個(gè)候選特性中選擇所述特性的步驟。
27.一種控制采樣設(shè)備的采樣頻率的方法，其中所述采樣設(shè)備響應(yīng)于對(duì)一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號(hào)的接收而生成采樣，所述一系列碼元包括預(yù)先確定的碼元序列，所述方法包括如下步驟從所述采樣估計(jì)信道脈沖響應(yīng)，包括識(shí)別對(duì)應(yīng)于所述預(yù)先確定的碼元序列的一部分采樣的步驟；計(jì)算所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性，包括檢測(cè)所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性中的改變的步驟；以及根據(jù)計(jì)算出的所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性確定所述采樣頻率，其中包括根據(jù)所述特性中的改變調(diào)整所述采樣頻率的步驟。
28.如權(quán)利要求27所述的方法，其特征在于，所述估計(jì)步驟包括將所述一部分采樣與預(yù)先確定的值進(jìn)行相關(guān)的步驟，所述預(yù)先確定的值包含同步序列。
29.如權(quán)利要求27所述的方法，其特征在于，所述特性是所述相關(guān)值的質(zhì)心。
30.如權(quán)利要求27所述的方法，其特征在于，所述計(jì)算步驟包括選擇一部分相關(guān)值的步驟，所選擇的相關(guān)值的大小可大于預(yù)先確定的值。
31.如權(quán)利要求27所述的方法，其特征在于，至少一個(gè)采樣含有非零虛部。
32.如權(quán)利要求29所述的方法，其特征在于，所述檢測(cè)步驟包括在檢測(cè)所述特性中的改變之前對(duì)所述相關(guān)值進(jìn)行低通濾波的步驟。
33.如權(quán)利要求27所述的方法，其特征在于，所述調(diào)整步驟使用數(shù)字內(nèi)插濾波器。
34.如權(quán)利要求27所述的方法，其特征在于，所述調(diào)整步驟使用積分器來(lái)調(diào)整壓控晶體振蕩器的采樣頻率和采樣相位。
35.一種控制采樣設(shè)備的采樣頻率的裝置，其中所述采樣設(shè)備響應(yīng)于對(duì)一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號(hào)的接收而生成采樣，所述一系列碼元包括預(yù)先確定的碼元序列，所述控制采樣設(shè)備的采樣頻率的裝置包括用于從所述采樣估計(jì)信道脈沖響應(yīng)的裝置，包括用于識(shí)別對(duì)應(yīng)于所述預(yù)先確定的碼元序列的一部分采樣的裝置；用于計(jì)算所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性的裝置，包括用于檢測(cè)所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性中的改變的裝置；以及用于根據(jù)計(jì)算出的所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性確定所述采樣頻率的裝置，包括用于根據(jù)所述特性中的改變調(diào)整所述采樣頻率的裝置。
36.如權(quán)利要求35所述的裝置，其特征在于，所述估計(jì)裝置包括用于將所述一部分采樣與預(yù)先確定的值進(jìn)行相關(guān)的裝置，所述預(yù)先確定的值包含同步序列。
37.如權(quán)利要求35所述的裝置，其特征在于，所述特性是所述相關(guān)值的質(zhì)心。
38.如權(quán)利要求35所述的裝置，其特征在于，所述用于計(jì)算的裝置包括用于選擇一部分相關(guān)值的裝置，所選擇的相關(guān)值的大小可大于預(yù)先確定的值。
39.如權(quán)利要求35所述的裝置，其特征在于，至少一個(gè)采樣含有非零虛部。
40.如權(quán)利要求37所述的裝置，其特征在于，包括在檢測(cè)所述特性中的改變之前對(duì)所述相關(guān)值進(jìn)行低通濾波的裝置。
41.如權(quán)利要求35所述的裝置，其特征在于，所述用于調(diào)整的裝置包括用于調(diào)整壓控晶體振蕩器的采樣頻率和采樣相位的積分器。
42.一種控制采樣設(shè)備的采樣頻率的裝置，其中所述采樣設(shè)備響應(yīng)于對(duì)一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號(hào)的接收而生成采樣，所述控制采樣設(shè)備的采樣頻率的裝置包括如下步驟用于從所述采樣估計(jì)信道的信道脈沖響應(yīng)的裝置；用于計(jì)算所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性的裝置；以及用于根據(jù)所述特性確定所述采樣頻率的裝置。
43.如權(quán)利要求42所述的裝置，其特征在于，所述一系列碼元包括預(yù)先確定的碼元序列，所述估計(jì)裝置包括用于識(shí)別對(duì)應(yīng)于所述預(yù)先確定的碼元序列的一部分采樣的裝置。
44.如權(quán)利要求42所述的裝置，其特征在于，包括用于將所述一部分碼元與預(yù)先確定的值相關(guān)的裝置。
45.如權(quán)利要求44所述的裝置，其特征在于，所述預(yù)先確定的值包含同步序列。
46.如權(quán)利要求42所述的裝置，其特征在于，所述采樣設(shè)備運(yùn)行在初始化模式，并且所述用于計(jì)算的裝置計(jì)算第一特性，所述用于確定的裝置根據(jù)所述第一特性確定所述采樣頻率，所述第一特性是相關(guān)值的質(zhì)心。
47.一種控制采樣設(shè)備的采樣頻率的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其中所述采樣設(shè)備響應(yīng)于對(duì)一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號(hào)的接收而生成采樣，所述介質(zhì)包括程序，用于實(shí)現(xiàn)用于從所述采樣估計(jì)信道的信道脈沖響應(yīng)的第一例程；用于計(jì)算所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性的第二例程；以及用于根據(jù)所述特性確定所述采樣頻率的第三例程。
48.如權(quán)利要求47所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，所述一系列碼元包括預(yù)先確定的碼元序列，所述第一例程包括用于識(shí)別對(duì)應(yīng)于所述預(yù)先確定的碼元序列的一部分采樣的例程。
49.如權(quán)利要求47所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，所述識(shí)別例程包括用于將所述一部分部分與預(yù)先確定的值相關(guān)的例程。
50.如權(quán)利要求49所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，所述預(yù)先確定的值包含同步序列。
51.如權(quán)利要求41所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，所述采樣設(shè)備運(yùn)行在初始化模式，并且所述計(jì)算例程計(jì)算第一特性，所述用于確定的例程根據(jù)所述第一特性確定所述采樣頻率，所述第一特性是相關(guān)值的質(zhì)心。
52.一種控制采樣設(shè)備的采樣頻率的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其中采樣設(shè)備的采樣率，其中所述采樣設(shè)備響應(yīng)于對(duì)一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號(hào)的接收而生成采樣，所述一系列碼元包括預(yù)先確定的碼元序列，所述介質(zhì)包括用于從所述采樣估計(jì)信道脈沖響應(yīng)的第一例程，包括用于識(shí)別對(duì)應(yīng)于所述預(yù)先確定的碼元序列的一部分采樣的例程；用于計(jì)算所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性的第二例程，包括用于檢測(cè)所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性中的改變的例程；以及用于根據(jù)計(jì)算出的所述信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性確定所述采樣頻率的第三例程，包括用于根據(jù)所述特性中的改變調(diào)整所述采樣頻率的例程。
53.如權(quán)利要求52所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，所述用于估計(jì)的例程包括將所述一部分采樣與預(yù)先確定的值進(jìn)行相關(guān)的例程，所述預(yù)先確定的值包含同步序列。
54.如權(quán)利要求52所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，所述特性是所述相關(guān)值的質(zhì)心。
55.如權(quán)利要求52所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，所述用于計(jì)算的例程包括用于選擇一部分相關(guān)值的例程，所選擇的相關(guān)值的大小可大于預(yù)先確定的值。
56.如權(quán)利要求52所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，至少一個(gè)采樣含有非零虛部。
57.如權(quán)利要求54所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，所述用于檢測(cè)的例程包括在檢測(cè)所述特性中的改變之前對(duì)所述相關(guān)值進(jìn)行低通濾波的例程。
58.如權(quán)利要求54所述的計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)，其特征在于，所述用于調(diào)整的例程包括用于調(diào)整壓控晶體振蕩器的采樣頻率和采樣相位的積分器。
全文摘要
一種控制采樣設(shè)備的采樣頻率的方法，其中采樣設(shè)備響應(yīng)于對(duì)一系列碼元通過信道的傳輸而產(chǎn)生的信號(hào)的接收而生成采樣，該方法包括如下步驟從所述采樣估計(jì)信道的信道脈沖響應(yīng)，計(jì)算信道脈沖響應(yīng)估計(jì)的特性，以及根據(jù)所述特性確定采樣頻率。
文檔編號(hào)H04L25/03GK1998133SQ200580012192
公開日2007年7月11日 申請(qǐng)日期2005年4月8日 優(yōu)先權(quán)日2004年4月9日
發(fā)明者X·楊, R·W·奇塔, S·M·洛珀斯托 申請(qǐng)人:上海奇普科技有限公司