專利名稱：信號(hào)轉(zhuǎn)換器、輸出放大設(shè)備聲頻裝置和發(fā)射與接收系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明的背景技術(shù)1.發(fā)明領(lǐng)域本發(fā)明涉及信號(hào)轉(zhuǎn)換器、輸出放大設(shè)備、聲頻裝置和發(fā)射與接收系統(tǒng)。
2.相關(guān)技術(shù)的描述揚(yáng)聲器陣列可用作適合家庭影院使用的揚(yáng)聲器系統(tǒng)或聲頻和視頻系統(tǒng)(AV)系統(tǒng)。波陣面合成應(yīng)用于這樣的揚(yáng)聲器陣列。這樣的揚(yáng)聲器陣列還能用于聲場(chǎng)的播放或控制。
圖22表示揚(yáng)聲器陣列10控制聲場(chǎng)的一個(gè)實(shí)例。揚(yáng)聲器陣列10包括許多揚(yáng)聲器(揚(yáng)聲器單元)SP1至SPn。在此情況下，例如，揚(yáng)聲器的數(shù)量為256個(gè)，這些揚(yáng)聲器的孔徑為幾厘米。揚(yáng)聲器SP1至SPn實(shí)際上在一個(gè)平面內(nèi)進(jìn)行二維排列。但是，在下面的解釋中，為了簡(jiǎn)化起見，它們?cè)谒椒较蛏吓帕谐梢粭l直線。
聲頻信號(hào)從信號(hào)源SC提供給延遲電路DL1至DLn以能被延遲預(yù)定的延遲時(shí)間τ1至τn。延遲過的聲頻信號(hào)經(jīng)過相應(yīng)的功率放大器PA1至PAn提供給相應(yīng)的揚(yáng)聲器SP1至SPn。下面將描述延遲電路DL1至DLn的延遲時(shí)間τ1至τn。
在任何點(diǎn)，揚(yáng)聲器SP1至SPn輸出的聲波經(jīng)過合成，能夠獲得對(duì)應(yīng)于該合成結(jié)果的聲壓。將由圖22所示的揚(yáng)聲器SP1至SPn限定的聲場(chǎng)中的所需點(diǎn)設(shè)定為升高聲壓點(diǎn)ptg的方法通常分為如圖22和23所示的兩種方法，其中升高升壓點(diǎn)ptg就是希望能夠聽到聲源SC聲音的點(diǎn)和聲壓高于周圍環(huán)境的點(diǎn)，換句話說，是聲壓升高的點(diǎn)。
如圖22所示的方法被稱為“聚焦型”。在此情況下，延遲電路DL1至DLn的延遲時(shí)間τ1至τn設(shè)定為τ1＝(Ln-L1)/s，τ2＝(Ln-L2)/s，
τ3＝(Ln-L3)/s，τn＝(Ln-Ln)/s＝0，這里，L1至Ln表示揚(yáng)聲器SP1至SPn到升高聲壓點(diǎn)ptg的距離，s表示聲速。
信號(hào)源SC輸出的聲頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為聲波，從揚(yáng)聲器SP1至SPn延遲輸出一段用上述方程式表示的時(shí)間τ1至τn。因此，所有聲波都在相同的時(shí)間內(nèi)到達(dá)升高的聲壓點(diǎn)ptg，升高聲壓點(diǎn)ptg的聲壓大于周圍環(huán)境的氣壓。
換句話說，在圖22的系統(tǒng)中，由揚(yáng)聲器SP1至SPn到升高聲壓點(diǎn)ptg的路徑長(zhǎng)度之間差距產(chǎn)生的聲波之間的時(shí)間差通過延遲電路DL1至DLn進(jìn)行補(bǔ)償，這樣聲音就能聚焦在升高聲壓點(diǎn)ptg上。
如圖23所示的方法稱之為方向型。在此情況下，延遲電路DL1至DLn的延遲時(shí)間τ1至τn的設(shè)定要使揚(yáng)聲器SP1至SPn輸出的行波(聲波)具有相同的相位波陣面。因此，對(duì)聲波設(shè)置方向性，該方向性位于升高聲壓點(diǎn)ptg的方向上。該系統(tǒng)還能被看成是在聚焦型的系統(tǒng)中距離L1至Ln是無窮大的一種情況。
揚(yáng)聲器陣列10使用的每個(gè)功率放大器PA1至Pan可以是D類功率放大器。每個(gè)D類功率放大器通過開關(guān)操作執(zhí)行功率放大，如圖24所示進(jìn)行排列。在圖24所示的D類功率放大器中，四個(gè)輸出開關(guān)元件與一個(gè)揚(yáng)聲器進(jìn)行橋接以便輸出級(jí)以全橋結(jié)構(gòu)排列。
話句話說，數(shù)字聲頻信號(hào)Pin經(jīng)過輸入端11提供給Δ∑調(diào)制電路12以能轉(zhuǎn)換為數(shù)字聲頻信號(hào)，其中在數(shù)字聲頻信號(hào)中能夠抑制可聽頻帶中的量化噪音和減少比特的數(shù)量，例如，量化比特的數(shù)量為六。如圖25所示，該數(shù)字聲頻信號(hào)提供給脈寬調(diào)制(PWM)電路13A和13B以能轉(zhuǎn)換為一對(duì)PWM信號(hào)PA和PB。
在此情況下，PWM信號(hào)PA和PB的脈寬根據(jù)用輸入信號(hào)Pin表示的電位(作為每次采樣信號(hào)Pin的模擬信號(hào)的電位，該電位適用于下面的描述)而變化。而且，如圖25所示，PWM信號(hào)PA的脈寬對(duì)應(yīng)于用輸入信號(hào)Pin表示的電位，PWM信號(hào)PB的脈寬對(duì)應(yīng)于用輸入信號(hào)Pin表示的電位的2的補(bǔ)碼。而且，PWM信號(hào)PA和PB的上升沿固定在PWM信號(hào)PA和PB的周期(參考周期)的起點(diǎn)上，PWM信號(hào)PA和PB的下降沿根據(jù)用輸入信號(hào)Pin表示的電位而變化。
每個(gè)PWM信號(hào)PA和PB的載頻fc(＝1/Tc)，例如，是輸入數(shù)字聲頻信號(hào)Pin的采樣頻率fs的16倍。如果采樣頻率為48kHz，就能獲得下面的載頻fc＝16fs＝16×48kHz＝768kHz.
PWM信號(hào)PA提供給驅(qū)動(dòng)放大器14A，如圖25和圖26的部分A所示，能夠生成一對(duì)與信號(hào)PA電位相同的驅(qū)動(dòng)電壓VA+和與信號(hào)PA電位相反的驅(qū)動(dòng)電壓VA-。驅(qū)動(dòng)電壓VA+和VA-分別提供給一對(duì)n溝道金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)管Q11和Q12(MOS-FETs)的柵極。FETs Q11和Q12組成推挽電路15A。FET Q11的漏極與正極電源電壓+VDD的電源線相連接，F(xiàn)ET Q11的源極與FET Q12的漏極相連接。FET Q12的源極與負(fù)極電源電壓-VDD的電源線相連接。
FET Q11的源極和FET Q12的漏極經(jīng)過低通濾波器16A與揚(yáng)聲器SP的一端連接。
而且，來自PWM電路13B的PWM信號(hào)PB的處理與PWM信號(hào)PA的處理過程相同。換句話說，PWM信號(hào)PB提供給驅(qū)動(dòng)電路14B時(shí)，如圖26的部分B所示，就能夠生成一對(duì)與信號(hào)PB電位相同的驅(qū)動(dòng)電壓VB+和與信號(hào)PB電位相反的驅(qū)動(dòng)電壓VB-。驅(qū)動(dòng)電壓VB+和VB-分別提供給組成推挽電路15B的一對(duì)n溝道MOS-FETs Q13和Q14的柵極。
FET Q13的源極和FET Q14的漏極經(jīng)過低通濾波器16B與揚(yáng)聲器SP的另一端連接。
因此，在電壓VA+是高電位(H)和電壓VA-是低電位(L)時(shí)，由于FETQ11被導(dǎo)通和FET Q12被截止，如圖26部分C所示，F(xiàn)ETs Q11和Q12之間節(jié)點(diǎn)的電壓VA就是+VDD。與此相反，在電壓VA+是低電位和電壓VA-是高電位時(shí)，由于FET Q11被截止和FET Q12被導(dǎo)通，電壓VA就是-VDD。
同樣，在電壓VB+是高電位和電壓VB-是低電位時(shí)，由于FET Q13被導(dǎo)通和FET Q14被截止，如圖26部分D所示，F(xiàn)ETs Q13和Q14之間節(jié)點(diǎn)的電壓VB就是+VDD。與此相反，在電壓VB+是低電位和電壓VB-是高電位時(shí)，由于FET Q13被截止和FET Q14被導(dǎo)通，電壓VB就是-VDD。
在電壓VA是+VDD和電壓VB是-VDD的周期過程中，電流i依次地經(jīng)過包括低通濾波器16A、揚(yáng)聲器SP和低通濾波器16B的線路從FETs Q11和Q12之間的節(jié)點(diǎn)流到FETs Q13和Q14之間的節(jié)點(diǎn)，如圖24和圖26中B部分所示。
在電壓VA是-VDD和電壓VB是+VDD的周期過程中，電流i依次地經(jīng)過包括低通濾波器16B的線路、揚(yáng)聲器SP和低通濾波器16A從FETs Q13和Q14之間的節(jié)點(diǎn)流到FETs Q11和Q12之間的節(jié)點(diǎn)。在電壓VA和VB是+VDD，和電壓VA和VB是-VDD的周期過程中，電流i不流通。換句話說，推挽電路15A和15B組成平衡無變壓器(BTL)電路。
電流i流通的周期根據(jù)PWM信號(hào)PA或PB增大時(shí)的周期而變化。而且，在電流i在揚(yáng)聲器SP中流通時(shí)，電流i使用低通濾波器16A和16B進(jìn)行積分。因此，在揚(yáng)聲器SP中流通的電流i是一個(gè)對(duì)應(yīng)于用輸入信號(hào)Pin表示的電位的模擬電流，并且是一個(gè)功率放大的電流。換句話說，功率放大的輸出提供給揚(yáng)聲器SP。
因此，如圖24所示的電流的操作要使輸出級(jí)用作D類全橋功率放大器。由于FETs Q11至Q14通過轉(zhuǎn)換+VDD和-VDD之間的電源電壓進(jìn)行功率放大，能夠?qū)崿F(xiàn)功率效率的提高。因此，在需要許多功率放大器PA1至PAn的揚(yáng)聲器陣列10中，如圖24所示的放大器適合用作功率放大器PA1至PAn。
圖27表示D類功率放大器的輸出級(jí)以半橋結(jié)構(gòu)排列的一種情況，其中一對(duì)開關(guān)元件相互串接以便從開關(guān)元件的連接中間點(diǎn)獲得輸出。在此情況下，在FETs Q11和Q12之間的節(jié)點(diǎn)獲得如圖26中部分C所示的電壓VA，該電壓VA經(jīng)過低通濾波器16A提供給揚(yáng)聲器SP。
因此，在上述的放大器中，功率放大的輸出還提供給揚(yáng)聲器SP，而且，由于功率放大是通過轉(zhuǎn)換+VDD和-VDD之間的電源電壓進(jìn)行的，并能夠?qū)崿F(xiàn)電源效率的提高。因此，在需要許多功率放大器PA1至PAn的揚(yáng)聲器陣列10中，如圖27所示的放大器適合用作功率放大器PA1至PAn。
在日本未經(jīng)審查的專利申請(qǐng)出版物No.9-233591中公開了一個(gè)已知技術(shù)的例子。
在揚(yáng)聲器陣列10的功率放大器PA1至PAn為如上所述的D類功率放大器時(shí)，D類功率放大器PA1至PAn與揚(yáng)聲器SP1至SPn連接，如圖28A或28B所示(圖28A和28B表示后端側(cè)的揚(yáng)聲器SP1至SPn，換句話說，圖28A和28B是從連接端側(cè)觀看的圖示說明)。為了更簡(jiǎn)化解釋，四個(gè)揚(yáng)聲器SP1至SP4組成揚(yáng)聲器陣列10，這些揚(yáng)聲器SP1至SP4以一個(gè)2行×2列的矩陣進(jìn)行排列，如圖29所示(圖29表示從前端側(cè)觀看的圖示說明)。
在放大器PA1至PA4以全橋結(jié)構(gòu)進(jìn)行排列時(shí)，如圖24所示，就需要八根揚(yáng)聲器纜線，如圖28A所示。在放大器PA1至PA4以半橋結(jié)構(gòu)進(jìn)行排列時(shí)，如圖27所示，就需要五根揚(yáng)聲器纜線，如圖28B所示。換句話說，包括n個(gè)輸出放大器PA1至PAn的輸出級(jí)以全橋結(jié)構(gòu)進(jìn)行排列時(shí)，就需要2n根揚(yáng)聲器纜線。在包括n個(gè)輸出放大器PA1至PAn的輸出級(jí)以半橋結(jié)構(gòu)進(jìn)行排列時(shí)，就需要(n+1)根揚(yáng)聲器纜線。
因此，在n表示256時(shí)，如果功率輸出放大器PA1至PA256以全橋結(jié)構(gòu)進(jìn)行排列時(shí)，就必須給定5 12根揚(yáng)聲器纜線。而且，如果功率放大器PA1至PA256以半橋結(jié)構(gòu)進(jìn)行排列時(shí)，就必須給定257根揚(yáng)聲器纜線。給定這么多數(shù)量的纜線是比較麻煩的，也是不實(shí)際的。
如果包括延遲電路DL1至DL256的部分和如圖22或23所示的功率放大器PA1至PA256排列在揚(yáng)聲器箱中，只有兩根將信號(hào)源SC的聲頻信號(hào)提供給揚(yáng)聲器箱的纜線(一對(duì)纜線)出現(xiàn)在揚(yáng)聲器箱的外部。但是，在此情況下，功率放大器PA1至PA256和揚(yáng)聲器內(nèi)部中揚(yáng)聲器SP1至SP256之間的纜線數(shù)量依然較多。這樣在布線和組裝時(shí)就耗費(fèi)大量的時(shí)間和勞動(dòng)。
本發(fā)明的概述為了解決上述問題，根據(jù)本發(fā)明的一種輸出放大設(shè)備包括轉(zhuǎn)換電路，用于執(zhí)行將p×q個(gè)信道的聲頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為p+q個(gè)信道的脈寬調(diào)制信號(hào)的轉(zhuǎn)換處理；p+q個(gè)輸出放大器，將從轉(zhuǎn)換電路輸出的p+q個(gè)信道輸出的相應(yīng)脈寬調(diào)制信號(hào)提供給p+q個(gè)輸出放大器。從p+q個(gè)輸出放大器中的p個(gè)輸出放大器的輸出和q個(gè)輸出放大器的輸出經(jīng)過微分提供給相應(yīng)的p×q個(gè)揚(yáng)聲器。
根據(jù)本發(fā)明，如果使用m×m個(gè)揚(yáng)聲器，這些揚(yáng)聲器就能夠與使用了2m根揚(yáng)聲器纜線的輸出放大器相連接。因此，就能夠減少揚(yáng)聲器纜線的數(shù)量，連接和組裝就能很容易地實(shí)現(xiàn)。
附圖的簡(jiǎn)述

圖1表示根據(jù)本發(fā)明一個(gè)實(shí)施例的連接圖；圖2表示用于解釋本發(fā)明的連接圖3表示用于解釋本發(fā)明的波形圖；圖4表示用于解釋本發(fā)明的波形圖；圖5表示用于解釋本發(fā)明的例圖；圖6表示用于解釋本發(fā)明的例圖；圖7表示用于解釋本發(fā)明的例圖；圖8表示本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的部分的連接圖；圖9表示本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的部分的連接圖；圖10表示本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的部分的連接圖；圖11表示用于解釋本發(fā)明的例圖；圖12表示本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的部分的連接圖；圖13表示本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的部分的連接圖；圖14表示本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的部分的連接圖；圖15表示本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的部分的連接圖；圖16表示本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的部分的連接圖；圖17表示本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的部分的連接圖；圖18表示用于解釋本發(fā)明的例圖；圖19表示本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的部分的透視圖；圖20表示本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的部分的分解視圖；圖21表示本發(fā)明另一個(gè)實(shí)施例的部分的連接圖；圖22表示聚焦型揚(yáng)聲器陣列；圖23表示方向型揚(yáng)聲器陣列；圖24表示用于解釋已知技術(shù)的連接圖；圖25表示用于解釋已知技術(shù)的波形圖；圖26表示用于解釋已知技術(shù)的波形圖；圖27表示已知技術(shù)的連接圖；圖28A和28B表示用于解釋已知技術(shù)的連接圖；和圖29表示用于解釋已知技術(shù)的透視圖。
較佳實(shí)施例的描述(I)全部結(jié)構(gòu)和操作圖1表示本發(fā)明的一個(gè)例子。在本例子中，為了更簡(jiǎn)化解釋，揚(yáng)聲器陣列10包括揚(yáng)聲器SP1至SP4(揚(yáng)聲器SP1至SPn的n表示4(＝2×2))。
如圖2所示，四個(gè)SP1至SP4在一個(gè)2行×2列的矩陣內(nèi)排列。圖2表示后端側(cè)的揚(yáng)聲器SP1至SP4，換句話說，圖2表示從連接端側(cè)觀看的例圖。揚(yáng)聲器SP1和SP2限定了第一行，揚(yáng)聲器SP3和SP4限定了第二行。而且，揚(yáng)聲器SP1和SP3限定了第一列，揚(yáng)聲器SP2和SP4限定了第二列。此外，如圖1所示，S1至S4分別表示從揚(yáng)聲器SP1至SP4輸出的聲音。
參考圖1，從信號(hào)源SC提取數(shù)字聲頻信號(hào)PSC。該數(shù)字聲頻信號(hào)PSC提供給延遲電路211至214，并分別生成延遲過預(yù)定時(shí)間τ1至τ4的四信道數(shù)字聲頻信號(hào)P11至P14。在此情況下，延遲時(shí)間τ1至τ4是用于實(shí)現(xiàn)參考圖22或23進(jìn)行解釋的聚焦型或方向型揚(yáng)聲器陣列10的值。
聲頻信號(hào)P11至P14提供給Δ∑調(diào)制電路221至224以能轉(zhuǎn)換為數(shù)字聲頻信號(hào)P21至P24，其中在數(shù)字聲頻信號(hào)中能夠抑制可聽頻帶中的量化噪音和減少比特的數(shù)量，例如，量化比特的數(shù)量為六。數(shù)字聲頻信號(hào)P21至P24提供給脈寬調(diào)制(PWM)電路231至234以能轉(zhuǎn)換為PWM信號(hào)P31至P34。
在此情況下，如圖3所示，PWM信號(hào)P31至P34的脈寬根據(jù)用輸入聲頻信號(hào)PSC表示的電位(作為每次采樣信號(hào)PSC的模擬信號(hào)的電位，該電位適用于下面的描述)隨6比特分辨率而變化。而且，PWM信號(hào)P31至P34的上升沿固定在PWM信號(hào)P31至P34的周期Tc的起點(diǎn)上，PWM信號(hào)P31至P34的下降沿根據(jù)用輸入信號(hào)PSC表示的電位而變化。
每個(gè)PWM信號(hào)P31至P34的載頻fc(＝1/Tc)，例如，是輸入數(shù)字聲頻信號(hào)PSC的采樣頻率fs的16倍。如果采樣頻率fs為48kHz，就能獲得下面的載頻fcfc＝16fs＝16×48kHz＝768kHz.。
對(duì)于一個(gè)已知系統(tǒng)來說，PWM信號(hào)P31至P34經(jīng)過D類功率放大，提供給揚(yáng)聲器SP1至SP4，然后作為聲音S1至S4輸出。
但是，在圖1所示的系統(tǒng)中，PWM信號(hào)P31至P34提供給轉(zhuǎn)換電路24以能被轉(zhuǎn)換為預(yù)定的PWM信號(hào)PA至PD，例如，如圖4所示。下面將描述轉(zhuǎn)換電路24和PWM信號(hào)PA至PD。轉(zhuǎn)換電路24時(shí)分PWM信號(hào)P31至P34以能轉(zhuǎn)換為PWM信號(hào)PA至PD。
來自PWM信號(hào)PA至PD中的PWM信號(hào)PA提供給輸出放大器25A。輸出放大器25A包括驅(qū)動(dòng)電路251和D類功率放大的推挽電路252。因此，PWM信號(hào)PA提供給驅(qū)動(dòng)電路251，如圖4所示，能夠生成一對(duì)與PWM信號(hào)PA電位相同的驅(qū)動(dòng)電壓VA+和與PWM信號(hào)PA電位相反的驅(qū)動(dòng)電壓VA-，驅(qū)動(dòng)電壓VA+和VA-提供給推挽電路252。
推挽電路252包括一對(duì)n溝道MOS-FETs Q21和Q22。驅(qū)動(dòng)電壓VA+和VA-分別提供給FETs Q21和Q22的柵極。FET Q21的漏極與正極電源電壓+VDD的電源線相連接，F(xiàn)ET Q21的源極與FET Q22的漏極相連接。FET Q22的源極與負(fù)極電源電壓-VDD的電源線相連接。
而且，轉(zhuǎn)換電路24的PWM信號(hào)PB至PD提供給具有與輸出放大器25A相同排列的輸出放大器25B至25D。
揚(yáng)聲器SP1連接在輸出放大器25A的輸出端和輸出放大器25C輸出端之間，揚(yáng)聲器SP2連接在輸出放大器25B的輸出端和輸出放大器25C輸出端之間。而且，揚(yáng)聲器SP3連接在輸出放大器25A的輸出端和輸出放大器25D輸出端之間，揚(yáng)聲器SP4連接在輸出放大器25B的輸出端和輸出放大器25D輸出端之間。
正常情況下，低通濾波器連接在輸出放大器25A至25D和揚(yáng)聲器SP1至SP4之間。下面將描述低通濾波器的連接。
如圖4所示，由于具有這樣的結(jié)構(gòu)，在電壓VA+是高電位和電壓VA-是低電位時(shí)，F(xiàn)ET Q21就被導(dǎo)通和FET Q22被截止。與此相反，在電壓VA+是低電位和電壓VA是高電位時(shí)，F(xiàn)ET Q21就被截止和FET Q22被導(dǎo)通。因此，通過D類功率放大PWM信號(hào)PA獲得的輸出電壓VA在推挽電路252的輸出端提取，如圖4所示。而且，通過D類功率放大PWM信號(hào)PB至PD獲得的輸出電壓VB至VD分別從輸出放大器25B至25D的輸出端提取，因此，電壓VA和電壓VC之間的壓差(VA-VC)提供給揚(yáng)聲器SP1，聲音S1根據(jù)壓差(VA-VC)從揚(yáng)聲器SP1輸出。而且，電壓VB和電壓VC之間的壓差(VB-VC)提供給揚(yáng)聲器SP2，聲音S2根據(jù)壓差(VB-VC)從揚(yáng)聲器SP2輸出。而且，電壓VA和電壓VD之間的壓差(VA-VD)提供給揚(yáng)聲器SP3，聲音S3從揚(yáng)聲器SP3輸出。電壓VB和電壓VD之間的壓差(VB-VD)提供給揚(yáng)聲器SP4，聲音S4從揚(yáng)聲器SP4輸出。
在信號(hào)P31至P34，信號(hào)PA至PD，電壓VA至VD和聲音S1至S4中構(gòu)成差異被忽略，和僅考慮包含在信號(hào)P31至P34，信號(hào)PA至PD，電壓VA至VD和聲音S1至S4中的信息時(shí)，就能獲得下面的方程式S1＝VA-VCS2＝VB-VCS3＝VA-VDS4＝VB-VD ...(1)然后，獲得下面的方程式VA＝PAVB＝PBVC＝PCVD＝PD ...(2)因此，從方程式(1)和(2)中，獲得下面的方程式S1＝PA-PCS2＝PB-PCS3＝PA-PDS4＝PB-PD ...(3)而且，由于聚焦型或方向型揚(yáng)聲器陣列10是在通過D類功率放大PWM信號(hào)P31至P34獲得的信號(hào)提供給揚(yáng)聲器SP1至SP4時(shí)實(shí)現(xiàn)的，因此獲得下面的方程式S1＝P31S2＝P32S3＝P33S4＝P34 ...(4)因此，從方程式(3)和(4)中，獲得下面的方程式P31＝PA-PCP32＝PB-PCP33＝PA-PDP34＝PB-PD ...(5)因此，如上所述，PWM信號(hào)P31至P34在轉(zhuǎn)換電路24中轉(zhuǎn)換為PWM信號(hào)PA至PD時(shí)，如果滿足方程式(5)的轉(zhuǎn)換，換句話說，如果與揚(yáng)聲器SP1至SP4的矩陣連接互補(bǔ)的轉(zhuǎn)換被執(zhí)行時(shí)，PWM信號(hào)P31至P34經(jīng)過D類功率放大而提供給揚(yáng)聲器SP1至SP4。因此，兩個(gè)實(shí)現(xiàn)聚焦型或方向型揚(yáng)聲器陣列10。
根據(jù)圖1所示的系統(tǒng)，D類功率放大過的電壓能夠提供給揚(yáng)聲器陣列10中的揚(yáng)聲器SP1至SP4。在此情況下，如圖2所示，只有4(2+2)根揚(yáng)聲器纜線用于輸出放大器25A至25D和揚(yáng)聲器SP1至SP4之間的連接。另一種可選擇的方案是，如果揚(yáng)聲器的數(shù)量為256，由于256是通過方程式256＝16×16獲得的，因此輸出放大器能夠使用32(16+16)根揚(yáng)聲器纜線與揚(yáng)聲器連接。
換句話說，通常，揚(yáng)聲器的數(shù)量用方程式n＝m×m表示時(shí)，輸出放大器就能夠使用2m根揚(yáng)聲器纜線與揚(yáng)聲器連接。因此，能夠減少揚(yáng)聲器纜線的數(shù)量，很容易地實(shí)現(xiàn)連接和組裝。
(II)轉(zhuǎn)換電路24將描述參考圖1至4進(jìn)行解釋的揚(yáng)聲器數(shù)量n是4的一種情況。此下文，因?yàn)樾枰總€(gè)PWM信號(hào)P31至P34的周期Tc用Tc1、Tc2、Tc3等表示。而且，雖然輸出放大器25A至25D輸出的電壓VA至VD是PWM波形，但是為了簡(jiǎn)化起見它們被看成是模擬電壓。此外，模擬電壓的單元在這里被省略了。
正如參考圖3所解釋那樣，在周期Tc中每個(gè)PWM信號(hào)P31至P34的分辨率是6比特，如圖5的部分A所示。如果周期Tc等分為第一半周期T1和最后半周期T2，在周期T1中PWM信號(hào)P31的分辨率就是5比特，在周期T2中PWM信號(hào)P31的分辨率也是5比特，如圖5的B部分所示。
從揚(yáng)聲器SP1至SP4輸出的聲音S1至S4的極性和聲級(jí)分別根據(jù)PWM信號(hào)P31至P34而變化，例如，如圖5的D部分所示。換句話說，揚(yáng)聲器SP1至SP4被要求輸出，如圖5的D部分所示的極性和聲級(jí)分別根據(jù)PWM信號(hào)P31至P34而變化的聲音S1至S4。但是，如圖5的D部分所示，聲音S2和S3相對(duì)于聲音S1和S4延遲一個(gè)周期Tc/2。
如圖5的C部分的第一行所示，在周期Tc1的第一半周期T1中，如果電壓VA是0和電壓VC是0，在周期Tc1的最后半周期T2中，電壓VA是1，電壓VC是0，如圖5的D部分所示，就用下面的方程式獲得在周期Tc1中提供給揚(yáng)聲器SP1的壓差(VA-VC)的合并值(0-0)+(1-0)＝1。
此外，在周期Tc2的第一半周期T1中，如果電壓VA是1和電壓VC是5，在周期Tc2的最后半周期T2中，電壓VA是3，電壓VC是0，就用下面的方程式獲得在周期Tc2中壓差(VA-VC)的合并值(1-5)+(3-0)＝-1。
而且，在周期Tc3的第一半周期T1中，如果電壓VA是2和電壓VC是5，在周期Tc3的最后半周期T2中，電壓VA是3，電壓VC是0，就用下面的方程式獲得在周期Tc3中壓差(VA-VC)的合并值(2-5)+(3-0)＝0。
換句話說，如果電壓VA和VC的值如圖5的C部分的第一行所示而變化時(shí)，周期Tc的壓差(VA-VC)的合并值就如圖5的D部分的第一行所示而變化。這里，根據(jù)方程式(1)S1＝VA-VC，如果電壓VA和VC的值如圖5的C部分的第一行所示而變化時(shí)，預(yù)期的聲音S1就如圖5的D部分的第一行中所示從揚(yáng)聲器SP1輸出。
而且，如果電壓VB和VC的值如圖5的C部分的第二行所示而變化，在最后半周期T2和隨后的第一半周期T1被看成是一對(duì)周期時(shí)，在該對(duì)周期(T2+T1)中的壓差(VB-VC)的合并值就如圖5的D部分的第二行所示而變化。這里，根據(jù)方程式(1)S2＝VB-VC，如果電壓VB和VC的值如圖5的C部分的第二行所示而變化時(shí)，預(yù)期的聲音S2就如圖5的D部分的第二行中所示從揚(yáng)聲器SP2輸出。
同樣，根據(jù)方程式(1)S3＝VA-VD和S4＝VB-VD，如果電壓VA，VB和VD的值如圖5的C部分所示而變化時(shí)，預(yù)期的聲音S3和S4就分別從揚(yáng)聲器SP3和SP4輸出。
正如方程式(2)所示VA＝PA，VB＝PB，VC＝PC和VD＝PD，如果用PWM信號(hào)PA至PD表示的值根據(jù)如圖5的C部分所示的PWM信號(hào)P31至P34而變化，就輸出聲音S1至S4。換句話說，轉(zhuǎn)換電路24將PWM信號(hào)P31至P34轉(zhuǎn)換為如圖5的C部分所示的經(jīng)過時(shí)分的PWM信號(hào)PA至PD，轉(zhuǎn)換電路24根據(jù)一個(gè)順序，例如，如圖6所示，執(zhí)行上述的轉(zhuǎn)換。圖6表示一個(gè)用于解釋處理次序的信號(hào)(*11)至(*29)添加到圖5的C部分的圖例。
換句話說，執(zhí)行下面的處理(A)周期Tc1的第一半周期T1
信號(hào)PA和PC；和PB和PC分別設(shè)定為起始值(*11)和(*21)。
(B)周期Tc1的最后半周期T2值(*12)從周期Tc1中的信號(hào)P31和P33的值和值(*11)中確定。
同樣，值(*22)從周期Tc1中的信號(hào)P32和P34的值和值(*21)中確定。這里，值(*13)和(*23)從值(*12)和(*22)中自動(dòng)確定。
(C)周期Tc2的第一半周期T1值(*14)和(*24)從周期Tc1中的信號(hào)P31至P34的值和值(*13)和(*23)中確定。這里，值(*15)和(*25)自動(dòng)確定。
(D)周期Tc2的最后半周期T2值(*16)和(*26)從周期Tc2中的信號(hào)P31至P34的值和值(*15)和(*25)中確定。這里，值(*17)和(*27)自動(dòng)確定。
(E)周期Tc3的第一半周期T1和隨后的周期重復(fù)交替地執(zhí)行與處理(C)和(D)相同的處理。
因此，能夠分配圖5中C部分所示的值。因此，PWM信號(hào)P31至P34轉(zhuǎn)換為PWM信號(hào)PA至PD。
換句話說，對(duì)于PWM信號(hào)P31至P34的周期TC的每個(gè)半周期(周期T1或T2)來說，在半周期(周期T1或T2)中的信號(hào)P31至P34的值從周期Tc中的信號(hào)P31至P34的值和從半周期(周期T2或T1)中的信號(hào)PA至PD立即進(jìn)行確定。
在此情況下，信號(hào)PA至PD不能單獨(dú)地從信號(hào)P31至P34中進(jìn)行確定。但是，信號(hào)P31至P34在幾個(gè)周期Tc內(nèi)轉(zhuǎn)換為信號(hào)PA至PD，從數(shù)組信號(hào)PA至PD中最合適的一組信號(hào)PA至PD，例如，所有信號(hào)PA至PD是5比特或更小的一組作為轉(zhuǎn)換結(jié)果輸出。
從上面的描述中可知，能夠假定下面的情況。在周期Tc的周期T1和T2中信號(hào)PA至PD的值如圖7所示。i表示在周期Tc/2內(nèi)時(shí)間序列中的序數(shù)，和j表示在周期Tc內(nèi)時(shí)間序列中的序數(shù)，即，在i和j是0，1，2，3，...時(shí)，如果i是0，2，4...和j是i/2，下面的方程式滿足PA(i)VA+(i+1)-PC(i)-PC(i+1)＝P31(j) ...(11)PB(i)VB+(i+1)-PD(i)-PD(i+1)＝P34(j) ...(14)和，如果i是1，3，5...和j是(i-1)/2，下面的方程式滿足
PB(i)VB+(i+1)-PC(i)-PC(i+1)＝P32(j) ...(12)PA(i)VA+(i+1)-PD(i)-PD(i+1)＝P32(j) ...(13)因此，轉(zhuǎn)換為預(yù)期的信號(hào)PA至PD通過順序獲得滿足方程式(11)至(14)的值序?qū)崿F(xiàn)。雖然有多種不同的獲得這種值序的步驟，但是它們不在這里作描述。例如，這種值序能夠根據(jù)參考圖6解釋的步驟獲得。
換句話說，如果在i是0時(shí)，起始值預(yù)先確定，就能獲得在i是0時(shí)滿足方程式(11)的信號(hào)PA(1)和PC(1)和滿足方程式(14)的信號(hào)PB(1)至PD(1)。在此情況下，每個(gè)信號(hào)沒有單獨(dú)確定，存在許多信號(hào)的組合。
然后，獲得在i是1時(shí)滿足方程式(12)的信號(hào)PB(2)和PC(2)和滿足方程式(13)的信號(hào)PA(2)至PD(2)。在此情況下，也存在許多信號(hào)的組合。
然后，在i是2或更大時(shí)，能夠通過重復(fù)上述的處理過程獲得信號(hào)PA至PD。
但是，在此情況下，雖然存在許多上述的信號(hào)組合，但是隨即選擇的信號(hào)組合可超過一個(gè)使用給定數(shù)量的比特(在此情況下，5比特)表示的范圍。例如，即使輸出一個(gè)較小的壓差(VA-VC)，也能要求除去較大值的信號(hào)PA和PC。在此情況下，信號(hào)PA和PC不能用給定數(shù)量的比特表示。
因此，例如，最好是，信號(hào)PA至PD通過預(yù)讀信號(hào)P31至P34進(jìn)行選擇以使轉(zhuǎn)換的信號(hào)PA至PD不超過給定數(shù)量的比特，和以使用全部信號(hào)PA至PD表示的一個(gè)值處在會(huì)聚為0的方向上。為了實(shí)現(xiàn)這樣轉(zhuǎn)換處理，轉(zhuǎn)換電路24可包括預(yù)讀信號(hào)P31至P34的存儲(chǔ)器，將信號(hào)P31至P34的值轉(zhuǎn)換為信號(hào)PA至PD的值的表格，和使用表格執(zhí)行轉(zhuǎn)換處理的中央處理單元(CPU)或數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)。
(III)延時(shí)的校正對(duì)于上述的轉(zhuǎn)換電路24來說，如圖5的D部分所示，聲音S2和S3相對(duì)于聲音S1和S4延遲一個(gè)周期Tc/2。由于延遲量充分地小于一個(gè)周期和一個(gè)聲頻信號(hào)的采樣周期，這不會(huì)直接產(chǎn)生聽覺問題。例如，對(duì)于上述的值的例子來說，聲音S2和S3的延遲量Tc/2大致為0.65μs。如果聲頻信號(hào)的頻率為20kHz，周期就為50μs，采樣周期大致為20.8μs。因此，聲音S2和S3的延遲量不會(huì)直接產(chǎn)生聽覺問題。
但是，由于揚(yáng)聲器陣列10使用從揚(yáng)聲器SP1至SP4輸出的聲音S1至S4的時(shí)間延遲或相位延遲，因此將描述校正延遲量的一種情況。
圖8至10表示校正延時(shí)的校正電路的例子。在圖8中所示的校正電路28中，來自延遲電路211和214的數(shù)字聲頻信號(hào)P11至P14提供給延遲電路281和284以能變化為經(jīng)過周期Tc/2延遲的信號(hào)P81和P84。延遲信號(hào)P81和P84取代原始信號(hào)P11和P14提供給Δ∑調(diào)制電路221和224。
通過轉(zhuǎn)換電路24，信號(hào)P11和P14相對(duì)于信號(hào)P12和P13延遲周期Tc/2，信號(hào)P32和P33相對(duì)于信號(hào)P31和P34延遲周期Tc/2。因此，從轉(zhuǎn)換電路24輸出的信號(hào)PA至PD相互沒有延遲。因此，揚(yáng)聲器陣列10能夠正確地形成。
但是，對(duì)于這樣的處理來說，信號(hào)P11和P14的定時(shí)信號(hào)(同步信號(hào))與信號(hào)P81和P84的定時(shí)信號(hào)相差Tc/2周期。因此，必須為Δ∑調(diào)制電路221至224和PWM電路231至234設(shè)置具有不同相位的兩個(gè)系統(tǒng)的時(shí)鐘信號(hào)。這就是使電路結(jié)構(gòu)的形成比較復(fù)雜。
圖9中所示的校正電路28包括過采樣濾波器271和274以及抽取濾波器291和294。過采樣濾波器271和274分別排列在延遲電路281和284的前級(jí)，抽取濾波器291和294分別排列在延遲電路281和284的后級(jí)。延遲電路211和214的數(shù)字聲頻信號(hào)P11和P14提供給過采樣濾波器271和274，提取在采樣頻率進(jìn)行過采樣的信號(hào)P71和P74，其中該采樣頻率是信號(hào)P11和P14的采樣頻率fs的32倍(fs×32＝fc×2＝2/Tc)。
圖11的A部分表示原始信號(hào)P11和P14，圖11的B部分表示信號(hào)P71和P74(作為繪圖方便的問題，圖示的是一種信號(hào)在4倍于采樣頻率fs的頻率被過采樣的情況)。信號(hào)P71和P74包括添加到原始信號(hào)P11和P14(用白色圓圈表示)中的新采樣信號(hào)(用黑色圓圈表示)。
信號(hào)P71和P74提供給延遲電路281和284，如圖11的C部分所示，生成延遲Tc/2周期的信號(hào)P81和P84。信號(hào)P81和P84提供給抽取濾波器291和294，從信號(hào)P81和P84中提取在原始信號(hào)P11和P14(圖11的A部分中自色圓圈)存在時(shí)一個(gè)點(diǎn)的采樣信號(hào)作為數(shù)字聲頻信號(hào)P91和P94，如圖11的D部分所示，用×標(biāo)記表示。信號(hào)P91和P94相對(duì)于輸入信號(hào)P11和P14延遲Tc/2周期，但是通過相同的定時(shí)信號(hào)同步輸出。信號(hào)P91和P94取代信號(hào)P11和P14提供給Δ∑調(diào)制電路221至224。
因此，從揚(yáng)聲器SP1至SP4輸出的聲音S1至S4相互沒有被延遲。因此，可正確地構(gòu)成揚(yáng)聲器陣列10。而且，Δ∑調(diào)制電路221至224和PWM電路231至234能夠使用相同的時(shí)鐘信號(hào)進(jìn)行操作。因此，能夠避免復(fù)雜的電路形成。
在圖10所示的校正電路28中，信號(hào)P11和P14的處理和信號(hào)P12和P13的處理正對(duì)于如圖9所示的校正電路28排列。換句話說，數(shù)字信號(hào)P12和P13提供給過采樣濾波器272和273而改變?yōu)檫^采樣信號(hào)P72和P73。信號(hào)P72和P73提供給延遲電路282和283而改變?yōu)檠舆t信號(hào)P82和P83。信號(hào)P82和P83提供給抽取濾波器292和293，并提取輸出信號(hào)P92和P93。而且，數(shù)字信號(hào)P11和P14提供給延遲電路281和284而改變?yōu)檠舆t信號(hào)P81和P84。
在此情況下，在延遲電路282和283中，執(zhí)行一個(gè)周期Ts-Tc/2的延遲，這里Ts表示1/fs(例如，Ts＝1/48kHz)。信號(hào)P92和P93相對(duì)于原始信號(hào)P12和P13延遲一個(gè)周期Ts-Tc/2，但是通過相同的定時(shí)信號(hào)同步輸出。
與此相反，延遲電路281和284執(zhí)行一個(gè)周期Ta＝Ts的延遲，輸出信號(hào)P81和P84相對(duì)于輸入信號(hào)P11和P14延遲一個(gè)周期Ts。因此，信號(hào)P92和P93相對(duì)于信號(hào)P81和P84延遲一個(gè)周期Tc/2。
由于信號(hào)PS1和P84以及信號(hào)P92和P93提供給Δ∑調(diào)制電路221至224，從轉(zhuǎn)換電路24輸出的數(shù)字信號(hào)PA至PD相互沒有延遲。因此，可正確地構(gòu)成揚(yáng)聲器陣列10。在此情況下，由于延遲時(shí)間Ta是采樣周期Ts的整數(shù)倍，因此信號(hào)P81和P84以及信號(hào)P92和P93可用相同的定時(shí)信號(hào)(時(shí)鐘信號(hào))進(jìn)行驅(qū)動(dòng)。
在圖9或10所示的校正電路28中，考慮到過采樣濾波器271至274和抽取濾波器291至294進(jìn)行重新采樣處理所需的時(shí)間時(shí)，給Δ∑調(diào)制電路221和224的輸入信號(hào)應(yīng)該對(duì)于給Δ∑調(diào)制電路222和223的輸入信號(hào)相對(duì)延遲一個(gè)周期Tc/2。例如，在圖10所示的校正電路28中，如果重新采樣處理需要的時(shí)間為Ts×(k-1)(k是整數(shù))，延遲電路281和284執(zhí)行的延遲周期為Ta＝Ts×k。
而且，上述延時(shí)的校正處理不必在Δ∑調(diào)制電路221至224的前級(jí)中執(zhí)行。延時(shí)的校正處理可在任何級(jí)執(zhí)行，只要該級(jí)是在轉(zhuǎn)換電路24前。此外，由于Δ∑調(diào)制電路221至224也執(zhí)行如上所述的過采樣處理，延時(shí)的校正處理能夠包含在Δ∑調(diào)制電路221至224中。在此情況下，就可省略抽取濾波器，由此能夠?qū)崿F(xiàn)更簡(jiǎn)單的電路結(jié)構(gòu)。
而且，延遲校正通過組合上述揚(yáng)聲器陣列10中的延遲電路211至214的功能進(jìn)行排列。雖然校正電路28可通過硬件表示，但是校正處理可通過軟件處理，如使用CPU或DSP來實(shí)現(xiàn)。
(IV)輸出放大器25A至25D和揚(yáng)聲器SP1至SP4之間的校正在圖1中，省略了連接在輸出放大器25A至25D和揚(yáng)聲器SP1至SP4之間的低通濾波器。如圖12所示，由于揚(yáng)聲器SP1至SP4通常是電動(dòng)式揚(yáng)聲器，可聽頻帶中的信號(hào)成分通過使音圈的電感部件用作低通濾波器進(jìn)行濾波。顯然，例如，如圖24所示，低通濾波器可分布在輸出放大器和揚(yáng)聲器之間。
而且，如果揚(yáng)聲器SP1至SP4是電動(dòng)式揚(yáng)聲器，每個(gè)揚(yáng)聲器SP1至SP4可被看作是等效地包括一個(gè)，例如，如圖13所示的諧振系統(tǒng)。在此情況下，音圈的振動(dòng)速度增加到較低諧振頻率附近，生成較大的反電動(dòng)勢(shì)。因此，例如，雖然揚(yáng)聲器SP1由輸出放大器25A和25C進(jìn)行差分驅(qū)動(dòng)，但是在揚(yáng)聲器SP1中生成的反電動(dòng)勢(shì)還是作用于揚(yáng)聲器SP2和SP3上。這樣就會(huì)對(duì)揚(yáng)聲器SP2和SP3的操作產(chǎn)生影響。
為了減小這種影響，就減小輸出放大器25A至25D的輸出阻抗。另一種可選擇方案是，如圖14所示，在電壓信號(hào)線中執(zhí)行減法。而且，一個(gè)輸出放大器不與許多揚(yáng)聲器相連接，如圖14或15所示。
換句話說，在圖14中，輸出放大器25A至25D是差分輸入功率放大器，輸出放大器25A至25D的非反相輸入和反相輸入與PWM信號(hào)PA至PD進(jìn)行矩陣連接。在此情況下，揚(yáng)聲器SP1至SP4和相應(yīng)的輸出放大器25A至25D可以成為一整體。在此情況下，壓差(VA-VC)至(VB-VD)提供給揚(yáng)聲器SP1至SP4。因此，能夠?qū)崿F(xiàn)揚(yáng)聲器陣列10。
而且，如圖1 5所示，每個(gè)輸出放大器25A至25D包括一對(duì)輸出放大器，功率放大過的信號(hào)PA至PD差分地提供給揚(yáng)聲器SP1至SP5。
在圖14或15中所示的結(jié)構(gòu)中，轉(zhuǎn)換電路24的輸出信號(hào)PA至PD使用少量的纜線傳輸給功率放大器單元和揚(yáng)聲器陣列單元。此外，信號(hào)處理單元與功率放大器單元相分離。
而且，如圖16所示，揚(yáng)聲器SP1至SP4可以是壓電揚(yáng)聲器或磁致伸縮揚(yáng)聲器。在此情況下，使用變壓器等能夠?qū)崿F(xiàn)阻抗匹配。
(V)揚(yáng)聲器的數(shù)量＝16
雖然上面已經(jīng)描述了揚(yáng)聲器數(shù)量是4的情況，但是如果揚(yáng)聲器數(shù)量是16，如圖17和18所示的結(jié)構(gòu)也是可能的。換句話說，如圖17所示，揚(yáng)聲器陣列10包括4行×4列的揚(yáng)聲器SP1至SP16。而且，生成對(duì)應(yīng)于16個(gè)揚(yáng)聲器SP1至SP16的16種類型的PWM信號(hào)Pi(i＝31至39和310至316)，PWM信號(hào)Pi提供給轉(zhuǎn)換電路24(未圖示)。
如圖18的A部分所示，如果在周期Tc中PWM信號(hào)Pi的分辨率是6個(gè)比特，通過將周期Tc劃分為四分之一周期T1至T4，如圖18的B部分所示，在每個(gè)周期T1至T4中PWM信號(hào)Pi的分辨率就是4個(gè)比特。
在轉(zhuǎn)換電路24中，PWM信號(hào)Pi轉(zhuǎn)換為在每個(gè)周期Tc的每個(gè)時(shí)間T1至T4中改變的PWM信號(hào)PA至PH。來自PWM信號(hào)PA至PH中的PWM信號(hào)PA至PD，作為由輸出功率放大器25A至25D進(jìn)行D類放大的電壓VA至VD，提供給揚(yáng)聲器SP1至SP16中的第一至第四列揚(yáng)聲器的一端。PWM信號(hào)PE至PH通過輸出功率放大器25E至25H進(jìn)行D類放大，提供給第一至第四行揚(yáng)聲器的另一端。
因此，有效周期被延遲一個(gè)Tc/4時(shí)間的電壓(VA-VE)至(VD-VH)，(VB-VE)至(VA-VH)，(VC-VE)至(VB-VH)和(VD-VE)至(VC-VH)提供給揚(yáng)聲器SP1至SP16，如圖18的C部分所示，揚(yáng)聲器SP1至SP16分別由PWM信號(hào)P1至P16進(jìn)行驅(qū)動(dòng)。
在此情況下，輸出放大器25A至25H使用8(＝4+4)根揚(yáng)聲器纜線與揚(yáng)聲器SP1至SP16相連接，這樣必要的輸出電壓能夠提供給揚(yáng)聲器SP1至SP16。
(VI)揚(yáng)聲器陣列10的連接方法圖19表示包括揚(yáng)聲器SP1至SP64(揚(yáng)聲器的數(shù)量n為64)的揚(yáng)聲器陣列10的連接方法的實(shí)例。在本實(shí)例中，每個(gè)揚(yáng)聲器(揚(yáng)聲器單元)SP1至SP64作為一個(gè)整體排列成圓柱形狀，這種排列方式要使每個(gè)揚(yáng)聲器SP1至SP64的聲軸的方向位于圓柱的中心軸方向上。而且，連接端子TX和TY設(shè)置在每個(gè)揚(yáng)聲器SP1至SP64的后表面上。
揚(yáng)聲器SP1至SP64以8行×8列的矩陣安裝在雙面印刷板26上。8個(gè)線性布線圖26X1至26X8在垂直方向上排列在印刷板26的一個(gè)表面上。8個(gè)線性布線圖26Y1至26Y8在水平方向上排列在印刷板26的另一個(gè)表面上，如圖虛線所示。
揚(yáng)聲器SP1至SP64的端子TX通過印刷板26的通孔焊接到布線圖26X1至26X8上。端子TY通過印刷板26的通孔焊接到布線圖26Y1至26Y8上。實(shí)際上，由于揚(yáng)聲器SP1至SP64固定在揚(yáng)聲器箱的前隔音板上，因此印刷板26具有柔性板的功能。
由于具有這種結(jié)構(gòu)，揚(yáng)聲器SP1至SP64通過布線圖26X1至26X8和布線圖26Y1至26Y8進(jìn)行矩陣連接，通過印刷板26合并為一整塊。
根據(jù)揚(yáng)聲器SP1至SP64的數(shù)量n(n＝64(64＝8×8))設(shè)有16個(gè)(16＝8+8)輸出放大器25A至25P。輸出放大器25A至25H的輸出端經(jīng)過纜線與布線圖26Y1至26Y8相連接，輸出放大器25I至25P的輸出端經(jīng)過纜線與布線圖26X1至26X8相連接。因此，能夠減少輸出放大器25A至25P和揚(yáng)聲器SP1至SP64之間的纜線數(shù)量。而且，能夠很容易地實(shí)現(xiàn)單元的連接、組裝和交換。
圖20表示揚(yáng)聲器陣列10包括64個(gè)揚(yáng)聲器SP1至SP64情況的一個(gè)實(shí)例，與圖19所示的實(shí)例一樣，減小了揚(yáng)聲器SP1至SP64之間的間隔，設(shè)置兩個(gè)單面印刷板26X和26Y來取代雙面印刷板26。在此情況下，布線圖26X1至26X8設(shè)置在印刷板26X上，布線圖26Y1至26Y8設(shè)置在印刷板26Y上。
揚(yáng)聲器SP1至SP64的奇數(shù)行(奇數(shù)列)中的揚(yáng)聲器安裝在印刷板26X上，揚(yáng)聲器SP1至SP64的偶數(shù)行(偶數(shù)列)中的揚(yáng)聲器安裝在印刷板26Y上以能使它們相互之間大致在每個(gè)揚(yáng)聲器的半徑附近轉(zhuǎn)移。揚(yáng)聲器SP1至SP64作為一個(gè)整體以交錯(cuò)的方式進(jìn)行排列。
因此，在本實(shí)例中，能夠減少輸出放大器25A至25P和揚(yáng)聲器SP1至SP64之間的纜線數(shù)量，能夠很容易地實(shí)現(xiàn)連接和組裝。而且，由于揚(yáng)聲器SP1至SP64的行距小于圖19所示揚(yáng)聲器陣列10的行距，因此能夠減小總體的尺寸。
(VII)其它雖然在所示的(I)至(IV)實(shí)例中從延遲電路211到轉(zhuǎn)換電路24的每個(gè)電路是作為一個(gè)獨(dú)立的電路進(jìn)行排列的，但是從延遲電路211到轉(zhuǎn)換電路24的這些電路可作為一個(gè)DSP20進(jìn)行排列，如圖21所示。
在此情況下，除了延遲時(shí)間τ1至τ4外，聲音S1至S4的聲級(jí)和相位也可以進(jìn)行控制。因此，這種結(jié)構(gòu)排列對(duì)于揚(yáng)聲器陣列10來說更為有效。而且，如果設(shè)置DSP20，數(shù)字聲頻信號(hào)P11至P14的延遲時(shí)間、相位、聲級(jí)和頻率特性就由控制電路30輸出的控制信號(hào)進(jìn)行控制，以便能夠改變播放的聲場(chǎng)。而且，轉(zhuǎn)換電路24可將數(shù)字信號(hào)P21至P24(沒有產(chǎn)生PWM信號(hào)P31至P34)轉(zhuǎn)換為PWM信號(hào)PA至PD。
雖然在(VI)解釋中揚(yáng)聲器SP1至SP64直接焊接在印刷板26上，但是可焊接插座來取代揚(yáng)聲器SP1至SP64，以便揚(yáng)聲器SP1至SP64安裝在插座上。因此，能夠很容易地實(shí)現(xiàn)維護(hù)。
而且，雖然已經(jīng)解釋了揚(yáng)聲器數(shù)量n是用方程式n＝m×m表示的一種情況，但是本發(fā)明并不局限于此。本發(fā)明還可適用于揚(yáng)聲器數(shù)量n是用方程式n＝p×q(p＞q)表示的一種情況。在此情況下，可生成具有p系統(tǒng)的延時(shí)的q信號(hào)。另一種可選擇方案是，例如，一種系統(tǒng)的排列要使揚(yáng)聲器數(shù)量n是用方程式n＝p×p表示，并僅使用p×q個(gè)信道。
而且，雖然本發(fā)明應(yīng)用于上述的能夠取代揚(yáng)聲器陣列10的放大器，但是本發(fā)明還適用于播放每個(gè)信道(每個(gè)劃分的播放頻率范圍)聲音的揚(yáng)聲器和多路揚(yáng)聲器系統(tǒng)中揚(yáng)聲器的驅(qū)動(dòng)放大器。特別是，為了使用大功率的擴(kuò)音器(PA)/聲音增強(qiáng)器(SR)，在播放頻率范圍內(nèi)可使用許多揚(yáng)聲器，對(duì)每個(gè)揚(yáng)聲器可單獨(dú)設(shè)置驅(qū)動(dòng)放大器。因此，頻率信道的數(shù)量可以不等于驅(qū)動(dòng)放大器或揚(yáng)聲器的數(shù)量。
而且，雖然在上面的描述中揚(yáng)聲器SP1至SPn是以矩陣方式進(jìn)行排列的，但是本發(fā)明還可適用于揚(yáng)聲器SP1至SPn不是以矩陣方式進(jìn)行排列的情況，只要輸出放大器以矩陣方式與揚(yáng)聲器SP1至SPn相連接即可。
而且，能夠?qū)崿F(xiàn)使用傳輸線傳輸轉(zhuǎn)換電路24輸出的PWM信號(hào)、對(duì)接收機(jī)接收到的每個(gè)PWM信號(hào)執(zhí)行減法、并獲得對(duì)應(yīng)于原始信號(hào)的PWM信號(hào)的發(fā)射和接收系統(tǒng)。這種結(jié)構(gòu)對(duì)于將被傳輸?shù)男盘?hào)的信道數(shù)量大于傳輸線的信道數(shù)量的情況比較有效。在此情況下，上述延時(shí)的校正處理可在傳輸和接收側(cè)來執(zhí)行。
權(quán)利要求
1.一種執(zhí)行轉(zhuǎn)換處理的信號(hào)轉(zhuǎn)換器，用于將p×q個(gè)信道的輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換為p+q個(gè)信道的脈寬調(diào)制信號(hào)，其特征在于從脈寬調(diào)制信號(hào)中，通過p信道的每個(gè)脈寬調(diào)制信號(hào)和q信道的每個(gè)脈寬調(diào)制信號(hào)之間的減法處理獲得的p×q個(gè)信道的輸出差信號(hào)對(duì)應(yīng)于p×q個(gè)信道的輸入信號(hào)。
2.如權(quán)利要求1所述的信號(hào)轉(zhuǎn)換器，其特征在于脈寬調(diào)制信號(hào)的參考周期的1/p時(shí)差發(fā)生在由于成為脈寬調(diào)制信號(hào)的轉(zhuǎn)換處理和減法處理而形成的p+q個(gè)信道的脈寬調(diào)制信號(hào)之間。
3.如權(quán)利要求2所述的信號(hào)轉(zhuǎn)換器，它包括校正時(shí)差的校正電路，其特征在于p×q個(gè)信道的輸出差信號(hào)相互之間沒有時(shí)間延遲。
4.一種輸出放大設(shè)備，它包括轉(zhuǎn)換電路，用于執(zhí)行將p×q個(gè)信道的聲頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為p+q個(gè)信道的脈寬調(diào)制信號(hào)的轉(zhuǎn)換處理；和p+q個(gè)輸出放大器，從轉(zhuǎn)換電路輸出的p+q個(gè)信道輸出的相應(yīng)脈寬調(diào)制信號(hào)提供給它，其中從p+q個(gè)輸出放大器中的p個(gè)輸出放大器的輸出和q個(gè)輸出放大器的輸出經(jīng)過微分提供給相應(yīng)的p×q個(gè)揚(yáng)聲器。
5.如權(quán)利要求4所述的輸出放大設(shè)備，它還包括一種電路，對(duì)從信號(hào)源提供的聲頻信號(hào)至少執(zhí)行延遲處理而能產(chǎn)生p×q個(gè)信道的聲頻信號(hào)，其中p×q個(gè)揚(yáng)聲器組成揚(yáng)聲器陣列。
6.如權(quán)利要求4所述的輸出放大設(shè)備，其特征在于p×q個(gè)揚(yáng)聲器組成多路揚(yáng)聲器系統(tǒng)，和p×q個(gè)信道的聲頻信號(hào)是通過將一個(gè)聲頻信號(hào)劃分為許多頻帶而獲得的信號(hào)。
7.如權(quán)利要求4所述的輸出放大設(shè)備，它還包括一種電路，用于校正由于轉(zhuǎn)換處理和提供給轉(zhuǎn)換電路的p×q個(gè)信道的聲頻信號(hào)對(duì)揚(yáng)聲器的差分供給而產(chǎn)生的時(shí)間延遲。
8.一種聲頻裝置，它包括p×q個(gè)揚(yáng)聲器；轉(zhuǎn)換電路，用于執(zhí)行將p×q個(gè)信道的聲頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為p+q個(gè)信道的脈寬調(diào)制信號(hào)的轉(zhuǎn)換處理；和p+q個(gè)輸出放大器，從轉(zhuǎn)換電路輸出的p+q個(gè)信道輸出的相應(yīng)脈寬調(diào)制信號(hào)提供給它，其中從p+q個(gè)輸出放大器中的p個(gè)輸出放大器的輸出和q個(gè)輸出放大器的輸出經(jīng)過微分提供給相應(yīng)的p×q個(gè)揚(yáng)聲器。
9.如權(quán)利要求8所述的聲頻裝置，它還包括一種電路，對(duì)從信號(hào)源提供的聲頻信號(hào)至少執(zhí)行延遲處理而能產(chǎn)生p×q個(gè)信道的聲頻信號(hào)，其中p×q個(gè)揚(yáng)聲器組成揚(yáng)聲器陣列。
10.如權(quán)利要求8所述的聲頻裝置，其特征在于p×q個(gè)揚(yáng)聲器組成多路揚(yáng)聲器系統(tǒng)，和p×q個(gè)信道的聲頻信號(hào)是通過將一個(gè)聲頻信號(hào)劃分為許多頻帶而獲得的信號(hào)。
11.如權(quán)利要求8所述的聲頻裝置，它還包括一種電路，用于校正由于轉(zhuǎn)換處理和提供給轉(zhuǎn)換電路的p×q個(gè)信道的聲頻信號(hào)對(duì)揚(yáng)聲器的差分供給而產(chǎn)生的時(shí)間延遲。
12.如權(quán)利要求8所述的聲頻裝置，其特征在于輸出放大器和相應(yīng)的揚(yáng)聲器可成為一整體。
13.一種發(fā)射和接收系統(tǒng)，它包括發(fā)射裝置；和接收裝置；其中發(fā)射裝置包括信號(hào)轉(zhuǎn)換單元，用于執(zhí)行將p×q個(gè)信道的輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換為p+q個(gè)信道的脈寬調(diào)制信號(hào)的轉(zhuǎn)換處理；和發(fā)射單元，用于發(fā)射通過轉(zhuǎn)換處理單元獲得的p+q個(gè)信道的脈寬調(diào)制信號(hào)；和接收裝置包括接收單元，用于接收經(jīng)過發(fā)射的p+q個(gè)信道的脈寬調(diào)制信號(hào)；和減法處理單元，用于從接收單元接收到的脈寬調(diào)制信號(hào)中，在p信道的每個(gè)脈寬調(diào)制信號(hào)和q信道的每個(gè)脈寬調(diào)制信號(hào)之間執(zhí)行減法處理，并獲得p×q個(gè)信道的輸出差信號(hào)。
14.如權(quán)利要求13所述的發(fā)射和接收系統(tǒng)，其特征在于脈寬調(diào)制信號(hào)的參考周期的1/p時(shí)差發(fā)生在由于成為脈寬調(diào)制信號(hào)的轉(zhuǎn)換處理和減法處理而形成的p+q個(gè)信道的脈寬調(diào)制信號(hào)之間。
15.如權(quán)利要求14所述的發(fā)射和接收系統(tǒng)，其特征在于至少發(fā)射裝置和接收裝置的其中一個(gè)它包括校正時(shí)差的校正電路；和p×q個(gè)信道的輸出差信號(hào)相互之間沒有時(shí)間延遲。
全文摘要
本發(fā)明提供相互之間是矩陣連接的四個(gè)揚(yáng)聲器。還設(shè)置一種轉(zhuǎn)換電路，用于將四個(gè)信道的聲頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為經(jīng)過時(shí)分的四個(gè)信道的脈寬調(diào)制信號(hào)以能與矩陣連接互補(bǔ)。設(shè)置了四個(gè)D類輸出放大器，其中轉(zhuǎn)換電路輸出的相應(yīng)脈寬調(diào)制信號(hào)提供給它們。輸出放大器的輸出提供給揚(yáng)聲器。
文檔編號(hào)H04R3/12GK1620190SQ20041010237
公開日2005年5月25日 申請(qǐng)日期2004年10月25日 優(yōu)先權(quán)日2003年10月23日
發(fā)明者淺田宏平, 板橋徹德 申請(qǐng)人:索尼株式會(huì)社