專利名稱：窄帶混亂頻移鍵控的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及信號(hào)發(fā)送和接收。
背景技術(shù)：
已經(jīng)存在多種基于混亂(chaos)信號(hào)的通信系統(tǒng)的設(shè)計(jì)方式，諸如由Kocarev(1992)、Belsky和Dmitriev(1993)、Cuomo(1993)、Pecora和Carrol(1993)、Dmitriev和Starkov(1997)提出的那些設(shè)計(jì)方式。這些現(xiàn)有的方式著重于模擬擴(kuò)頻類型的系統(tǒng)，因此固有地為寬帶的。而且，還沒(méi)有設(shè)法通過(guò)碼元約束來(lái)限制混亂系統(tǒng)的狀態(tài)空間軌道。已經(jīng)對(duì)于這些現(xiàn)有的和其他類似的系統(tǒng)進(jìn)行了性能評(píng)價(jià)，但是這樣的系統(tǒng)缺少碼元?jiǎng)討B(tài)控制或信道帶寬控制。
下面是一些定義，它們被提供來(lái)增強(qiáng)對(duì)于隨后的說(shuō)明的理解在幾何學(xué)上，線性指的是歐幾里得對(duì)象，諸如線、平面和(平坦)三維空間等。這些對(duì)象不論如何被查看都顯示為相同的。諸如球體的非線性對(duì)象從不同的比例尺看是不同的。當(dāng)近處看時(shí)，它看起來(lái)像平面；從遠(yuǎn)處看，它看起來(lái)像點(diǎn)。在代數(shù)學(xué)上，線性以具有屬性f(x+y)＝f(x)+f(y)和f(ax)＝afx)的函數(shù)的形式被定義。非線性被定義為線性的否定。這表示結(jié)果f(x+y)可以是與輸入x和/或y不成比例的。因此，非線性系統(tǒng)不遵循疊加定理。
動(dòng)態(tài)系統(tǒng)具有相關(guān)聯(lián)的抽象相位空間或狀態(tài)空間，該相關(guān)聯(lián)的抽象相位空間或狀態(tài)空間具有描述在任何時(shí)刻的動(dòng)態(tài)狀態(tài)的坐標(biāo)；動(dòng)態(tài)規(guī)則，它在給出所有狀態(tài)變量的現(xiàn)值的情況下詳細(xì)說(shuō)明所有狀態(tài)變量的最接近的未來(lái)趨勢(shì)。如果對(duì)每個(gè)狀態(tài)存在唯一結(jié)果，則動(dòng)態(tài)系統(tǒng)是“確定的”；如果存在多個(gè)結(jié)果。則動(dòng)態(tài)系統(tǒng)是“隨機(jī)的”，這典型地選自一些概率分布?？梢韵鄬?duì)于離散或連續(xù)時(shí)間而定義動(dòng)態(tài)系統(tǒng)。通過(guò)映射z1＝f(z0)來(lái)定義離散的情況，映射z1＝f(z0)給出了在下一個(gè)離散時(shí)間值從初始狀態(tài)z0得到的狀態(tài)z1。通過(guò)“流”z(t)＝φ(t)(z0)k來(lái)定義連續(xù)的情況，“流”z(t)＝φ(t)(z0)k在被給出了當(dāng)時(shí)間0時(shí)狀態(tài)是z0的情況下，提供在時(shí)間t的狀態(tài)。一個(gè)平滑流可以相對(duì)于(“w.r.t.”)時(shí)間被微分以提供微分方程dz/dt＝F(z)。在這種情況下，F(xiàn)(z)被稱為矢量場(chǎng)，它給出了在相位空間中每個(gè)點(diǎn)的速度方向指示的矢量。
相位空間或狀態(tài)空間是動(dòng)態(tài)系統(tǒng)的可能狀態(tài)的集合。狀態(tài)空間可以是有限的(例如，對(duì)于理想的扔硬幣，存在兩種狀態(tài)，正面和背面)、可計(jì)數(shù)地?zé)o限的(例如狀態(tài)變量是整數(shù)時(shí))或不可計(jì)數(shù)地?zé)o限的(例如狀態(tài)變量是實(shí)數(shù)時(shí))。在狀態(tài)或相位空間的概念中隱含的是在相位空間中的特定狀態(tài)完全地規(guī)定系統(tǒng)。一個(gè)人對(duì)于系統(tǒng)所需要知道的全部是完全了解最近的未來(lái)。
因此，平面擺錘的相位空間是兩維的，包括位置或角度和速度。注意在矢量場(chǎng)的映射明確地依賴于時(shí)間的非自主系統(tǒng)中(例如依賴于太陽(yáng)光量的植物生長(zhǎng)模型)，因此，按照相位空間的定義，必須包括時(shí)間來(lái)作為相位空間坐標(biāo)，因?yàn)楸仨氈付ň唧w的時(shí)間(例如在星期二的下午三點(diǎn))以知道隨后的運(yùn)動(dòng)。因此，dz/dt＝F(z，t)是在包括(z，t)的相位空間上的動(dòng)態(tài)系統(tǒng)，外加新的動(dòng)態(tài)dt/dt＝1。由初始值問(wèn)題的解描述的在相位空間中的路徑被稱為動(dòng)態(tài)系統(tǒng)的軌道或軌跡。如果狀態(tài)變量取連續(xù)的實(shí)數(shù)值，則連續(xù)時(shí)間系統(tǒng)的軌跡是曲線；而離散時(shí)間系統(tǒng)的軌跡是點(diǎn)序列。
用于哈密爾頓系統(tǒng)的自由度的定義表示一個(gè)正則共軛量對(duì)構(gòu)形(configuration)q和他的共軛動(dòng)量p。哈密爾頓系統(tǒng)總是具有這樣的變量對(duì)，因此相位空間是偶數(shù)維的。在耗散系統(tǒng)中，術(shù)語(yǔ)相位空間經(jīng)常不同地用于指定相位空間的單個(gè)坐標(biāo)尺寸。
一個(gè)映射是一個(gè)在相位空間上的函數(shù)f，它在被給出它的當(dāng)前狀態(tài)z的情況下給出系統(tǒng)的下一個(gè)狀態(tài)f(z)(即，“圖像”)。一個(gè)函數(shù)必須對(duì)于每個(gè)狀態(tài)具有單個(gè)值，但是可能存在產(chǎn)生同一圖像的幾個(gè)不同狀態(tài)。允許訪問(wèn)相位空間的每個(gè)狀態(tài)并且對(duì)于每個(gè)狀態(tài)(即一對(duì)一的對(duì)應(yīng))精確地具有一個(gè)原象的映射是可逆的。另外，如果所述映射及其反轉(zhuǎn)相對(duì)于相位空間坐標(biāo)z是連續(xù)的，那么它被稱為異物同形(homeomorphism)。一個(gè)映射的迭代表示重復(fù)施加前一個(gè)應(yīng)用的結(jié)果。因此產(chǎn)生序列zn＝f(zn-1)＝f(f(zn-2).........)＝f(z0)其中，這個(gè)序列是具有初始條件z0的動(dòng)態(tài)系統(tǒng)的軌道或軌跡。
每個(gè)微分方程產(chǎn)生一個(gè)映射。時(shí)間1映射將流前進(jìn)一個(gè)時(shí)間單元。如果微分方程包括以時(shí)間T為周期的一個(gè)項(xiàng)目或多個(gè)項(xiàng)目，則在系統(tǒng)中的時(shí)間T映射表示一個(gè)龐加萊截面(Poincare section)。這個(gè)映射也被稱為頻閃映射，因?yàn)樗褂帽徽{(diào)諧到周期T的頻閃觀測(cè)器而有效地觀看在相位空間中的位置。這是有益的，因?yàn)樗试S免除作為相位空間坐標(biāo)的時(shí)間。
在自主系統(tǒng)(即在方程中沒(méi)有與時(shí)間有關(guān)的項(xiàng))中，有可能定義一個(gè)龐加萊截面來(lái)將相位空間坐標(biāo)降低。在此，當(dāng)一個(gè)軌跡通過(guò)相位空間中的固定表面的時(shí)候，龐加萊截面不是通過(guò)固定的時(shí)間間隔、而是通過(guò)連續(xù)的時(shí)間被定義。從流的龐加萊截面或頻閃采樣產(chǎn)生的映射必須是可逆的，因?yàn)榱魍ㄟ^(guò)在相位空間中的任何點(diǎn)具有唯一解。因此，所述解在向前和向后時(shí)間上是唯一的。
吸引子只是一個(gè)系統(tǒng)所處的狀態(tài)，它暗示需要的消耗。因此，從長(zhǎng)遠(yuǎn)觀點(diǎn)來(lái)看，一個(gè)消耗的動(dòng)態(tài)系統(tǒng)可以慢慢進(jìn)入吸引子。吸引子也可以被定義為具有一個(gè)鄰居的相位空間，其中每個(gè)點(diǎn)靠近地定位并且隨著時(shí)間趨于無(wú)限而逼近吸引子。最終逼近吸引子的點(diǎn)的鄰居是“吸引盆”。
混亂被定義為在確定性的動(dòng)態(tài)系統(tǒng)中由于其對(duì)初始條件的敏感性而產(chǎn)生的有效不可預(yù)測(cè)的長(zhǎng)期行為。必須強(qiáng)調(diào)在知道其初始條件的情況下可以良好地預(yù)測(cè)一個(gè)確定性的動(dòng)態(tài)系統(tǒng)，并且確定性的動(dòng)態(tài)系統(tǒng)在實(shí)際中總是在短期可以被預(yù)測(cè)的。長(zhǎng)期的不可預(yù)測(cè)性的關(guān)鍵是被公知為對(duì)初始條件的敏感性的屬性。對(duì)于將要混亂的動(dòng)態(tài)系統(tǒng)，它必須具有一大組非常不穩(wěn)定的初始條件。不論如何精確地測(cè)量這些初始條件，對(duì)于其后續(xù)運(yùn)動(dòng)的預(yù)測(cè)最終將完全錯(cuò)誤。
李雅普諾夫(Lyapunov)指數(shù)測(cè)量靠近的軌跡會(huì)聚或發(fā)散的速率。存在有與在系統(tǒng)的狀態(tài)空間中的維數(shù)一樣多的李雅普諾夫指數(shù)，但是最大的通常是最重要的。粗略地說(shuō)，最大的李雅普諾夫指數(shù)是在兩個(gè)靠近的軌跡之間的距離的表達(dá)式中的時(shí)間常數(shù)λ。如果λ是負(fù)的，則軌跡遲早會(huì)聚，并且動(dòng)態(tài)系統(tǒng)對(duì)初始條件不敏感，如果λ是正的，則在靠近的軌跡之間的距離在時(shí)間上以指數(shù)增長(zhǎng)，并且系統(tǒng)變?yōu)閷?duì)于初始條件敏感。
可以以兩種方式來(lái)計(jì)算李雅普諾夫指數(shù)。在一種方法中，選擇兩個(gè)靠近的點(diǎn)，并且在時(shí)間上演化它們，測(cè)量在它們之間的距離的增長(zhǎng)率。這種方法的缺點(diǎn)在于增長(zhǎng)率不是真實(shí)的隨著點(diǎn)分開(kāi)的局部效果。測(cè)量增長(zhǎng)的更好的方式是測(cè)量對(duì)于給定的軌跡的正切向量的增長(zhǎng)率。限定對(duì)于j＝0至k-1，λ=1kΣln|f′(x(j))|.]]>如果λ＞0，則它給出了發(fā)散的平均速率，或者如果λ＜0，則它示出了會(huì)聚度。
用于混亂的最小相位空間維度是略為混淆的話題，因?yàn)榇鸢敢蕾囉谒紤]的系統(tǒng)的類型。首先考慮微分方程的流或系統(tǒng)。在這種情況下，Poincare-Bendixson定理指示在一或兩維相位空間中沒(méi)有混亂。混亂僅僅在三維流中是可能的。如果流是非自主的(即依賴于時(shí)間)，則時(shí)間變?yōu)橄辔豢臻g坐標(biāo)。因此，具有兩個(gè)物理變量外加一個(gè)時(shí)間變量的系統(tǒng)變?yōu)槿S的，并且混亂是可能的。
對(duì)于映射，只有在映射不可逆時(shí)，才可能在一維中具有混亂。一個(gè)顯著的示例是邏輯映射x′＝f(x)＝rx(1-x)這個(gè)方程對(duì)于r＝4和許多其他值可以證明混亂。注意對(duì)于每個(gè)點(diǎn)f(x)＜1/2，這個(gè)函數(shù)具有兩個(gè)原象，因此是不可逆的。這個(gè)概念是重要的，因?yàn)檫@個(gè)方法可以用于表示在實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)中所使用的各種電路拓?fù)涞奶匦浴?br> 諸如M相相移鍵控(“PSK”)和M元正交幅度調(diào)制(“QAM”)的較高級(jí)調(diào)制系統(tǒng)需要高等級(jí)的信道線性，以便被成功地使用。因?yàn)槭沟盟黾軜?gòu)適應(yīng)于美國(guó)通信委員會(huì)(“FCC”)光譜模板所需要的系統(tǒng)的復(fù)雜性，M相相移鍵控和M元QAM系統(tǒng)的使用昂貴。具有M相相移鍵控和M元QAM架構(gòu)的系統(tǒng)具有“機(jī)頂”盒以解碼高速副載波信號(hào)，因?yàn)橥ǔ５慕邮掌魇褂肍M解調(diào)器來(lái)恢復(fù)基帶信息。另外，M元系統(tǒng)受到與由使用每個(gè)碼元多個(gè)比特的調(diào)制方案帶來(lái)的高等級(jí)帶寬壓縮相關(guān)聯(lián)的功耗的影響。對(duì)于在一個(gè)上限之外的實(shí)際實(shí)現(xiàn)，M元系統(tǒng)變得過(guò)于損耗。

發(fā)明內(nèi)容
現(xiàn)有技術(shù)的這些和其他缺點(diǎn)和缺陷由一種用于通過(guò)窄帶混亂頻移鍵控進(jìn)行信號(hào)發(fā)送和接收的系統(tǒng)和方法處理。
所述系統(tǒng)包括前向糾錯(cuò)編碼器，用于接收輸入的數(shù)據(jù)；數(shù)據(jù)分組化器，它與所述前向糾錯(cuò)編碼器進(jìn)行信號(hào)通信；壓縮編碼器，它與所述數(shù)據(jù)分組化器進(jìn)行信號(hào)通信；射頻鏈路，它與所述壓縮編碼器進(jìn)行信號(hào)通信；壓縮解碼器，它與所述射頻鏈路進(jìn)行信號(hào)通信；數(shù)據(jù)逆分組化器，它與所述壓縮解碼器進(jìn)行信號(hào)通信；以及前向糾錯(cuò)解碼器，它與所述數(shù)據(jù)逆分組化器進(jìn)行信號(hào)通信，以通過(guò)控制混亂的軌跡而恢復(fù)輸入的數(shù)據(jù)。
相關(guān)聯(lián)的方法包括步驟發(fā)送指示混亂頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)的信號(hào)；在窄頻帶內(nèi)傳播所發(fā)送的信號(hào)；接收所述被傳播的信號(hào)，并且通過(guò)控制混亂的軌跡而基本上沒(méi)有使所指示的數(shù)據(jù)退化。
通過(guò)下面結(jié)合附圖所讀取的示例實(shí)施例的說(shuō)明，本公開(kāi)的這些和其他方面、特點(diǎn)和優(yōu)點(diǎn)將會(huì)變得清楚。


本公開(kāi)按照下列示意圖來(lái)教授窄帶混亂頻移鍵控，其中圖1示出了用于窄帶混亂頻移鍵控的系統(tǒng)的方框圖；圖2示出了按照?qǐng)D1的系統(tǒng)的窄帶混亂調(diào)制發(fā)送器的方框圖；圖3示出了按照?qǐng)D1和圖2的系統(tǒng)的編碼器的方框圖；圖4示出了按照?qǐng)D1的系統(tǒng)的窄帶混亂通信接收器的方框圖；圖5示出了按照?qǐng)D1和圖4的系統(tǒng)的解碼器的方框圖；圖6示出了用于說(shuō)明按照?qǐng)D1的系統(tǒng)的操作的示意Colpitts振蕩器的示意方框圖；圖7示出了用于圖1的系統(tǒng)的偏斜帳篷映射的曲線；圖8示出了用于圖1的系統(tǒng)的另一個(gè)偏斜帳篷映射的曲線；圖9A示出了用于圖1的系統(tǒng)的、作為伯努利移位處理的移位寄存器的示意圖；圖9B示出了按照用于圖1的系統(tǒng)的圖9A的移位寄存器的、移位映射到帳篷映射變換的函數(shù)的圖；圖10示出了用于圖1的系統(tǒng)的混亂極限周期的曲線；圖11示出了用于圖1的系統(tǒng)的混亂極限周期的另一個(gè)曲線；圖12示出了按照?qǐng)D4的高速相變檢測(cè)器的方框圖；圖13示出了按照?qǐng)D1的系統(tǒng)的振蕩器輸出的曲線。
具體實(shí)施例方式
本公開(kāi)涉及使用通過(guò)頻移鍵控被調(diào)制到載波信號(hào)上的復(fù)合信息和混亂信號(hào)的信號(hào)發(fā)送和接收。所述公開(kāi)使用由帳篷映射驅(qū)動(dòng)的Colpitts振蕩器的示意非線性操作來(lái)處理混亂的產(chǎn)生，以有助于在發(fā)送器和接收器之間的同步。在一個(gè)示例實(shí)施例中，調(diào)制器是寬帶壓控晶體振蕩器(“VCXO”)，它使能寬的同步范圍而不犧牲太多的高諧振電路質(zhì)量“Q(品質(zhì)因數(shù))”。這導(dǎo)致干凈的調(diào)制處理，其中邊帶相對(duì)于載波良好地低于50dBc。圖1示出了在本公開(kāi)的說(shuō)明性實(shí)施例中的用于窄帶混亂頻移鍵控的系統(tǒng)110的方框圖。系統(tǒng)110包括發(fā)送器部分112；射頻(“RF”)鏈路114，與發(fā)送器112進(jìn)行信號(hào)通信；接收器部分116，與RF鏈路114進(jìn)行信號(hào)通信。發(fā)送器部分112包括前向糾錯(cuò)(“FEC”)編碼器118，它使用里德-索羅蒙(“RS”)糾錯(cuò)碼，用于接收輸入的數(shù)據(jù)；數(shù)據(jù)分組化器120，它與FEC編碼器118進(jìn)行信號(hào)通信，用于接收FEC編碼的數(shù)據(jù)；壓縮編碼器122，它與數(shù)據(jù)分組化器120進(jìn)行信號(hào)通信，用于向RF鏈路114提供用于調(diào)制的編碼數(shù)據(jù)。接收器部分116包括壓縮解碼器124，用于從RF鏈路接收編碼數(shù)據(jù)；數(shù)據(jù)逆分組化器126，它與壓縮解碼器124進(jìn)行信號(hào)通信；FEC解碼器128，它使用RS糾錯(cuò)碼與數(shù)據(jù)逆分組化器126進(jìn)行信號(hào)通信，用于接收FEC編碼數(shù)據(jù)和提供輸出數(shù)據(jù)。
現(xiàn)在轉(zhuǎn)向圖2，窄帶混亂調(diào)制發(fā)送器210表示圖1的發(fā)送器112的示例實(shí)施例。發(fā)送器210接收在編碼器214的高速數(shù)據(jù)比特流212。信號(hào)整形器217與編碼器214進(jìn)行信號(hào)通信，并且饋送包括寬帶Colpitts VCXO的第一本地振蕩器218。第一本地振蕩器218饋送放大器222。中頻(“IF”)濾波器224與放大器222進(jìn)行信號(hào)通信，并且饋送放大器部分226。放大器部分226饋送第一90度相位延遲單元227和乘法器228。第二本地振蕩器230也饋送乘法器228和饋送第二90度相位延遲單元232。第一和第二90度相位延遲單元227和232的每個(gè)在乘法器234作為輸入被接收。乘法器234繼而連接到加法器236的第一正輸入。加法器226從乘法器228接收第二正輸入并且饋送功率放大器238。功率放大器238繼而饋送呼出通信緩沖器240。
從序列中出來(lái)轉(zhuǎn)向圖13，曲線250示出了一個(gè)示例實(shí)施例調(diào)制器的輸出，所述調(diào)制器包括寬帶VCXO，它使能寬同步范圍，而不犧牲太多的高諧振電路質(zhì)量“Q”。曲線250示出這導(dǎo)致干凈的調(diào)制處理，其中邊帶相對(duì)于載波良好地低于50dBc。因?yàn)檎{(diào)制信號(hào)基于電平到時(shí)間的轉(zhuǎn)換處理，因此信號(hào)的寬度相對(duì)于輸入的數(shù)據(jù)流以預(yù)定的方式改變。當(dāng)這個(gè)信號(hào)被饋送到與VCXO諧振電路連接的變?nèi)荻O管時(shí)，振蕩器的固定混亂動(dòng)態(tài)由于在由諧振電路提供的有效電感的改變而被改變。因此可以從曲線250看出，來(lái)自振蕩器的輸出是干凈的，調(diào)制部件至少下降50-60dB?？梢岳面i相環(huán)(“PLL”)或高速檢測(cè)器來(lái)限制和檢測(cè)信號(hào)。示例實(shí)施例使用由帳篷映射驅(qū)動(dòng)的Colpitts振蕩器的示意非線性操作來(lái)提供混亂的產(chǎn)生，從而有助于在發(fā)送器和接收器之間的同步。
現(xiàn)在轉(zhuǎn)向圖3，編碼器310表示圖2的編碼器214的示例實(shí)施例。編碼器310包括除以4.5的(“4.5”)除法器312，用于接收本地的18MHz的時(shí)鐘信號(hào)，并且提供4.096MHz的信號(hào)。所述本地時(shí)鐘信號(hào)也被除法器314接收。邊緣檢測(cè)器316接收輸入的數(shù)據(jù)和向所述除法器314以及第一序列產(chǎn)生器318和第二序列產(chǎn)生器320提供邊緣信號(hào)。除法器314分別向第一和第二序列產(chǎn)生器318和320提供CLK9信號(hào)。復(fù)用器(MUX)322分別從序列產(chǎn)生器318和320接收SEQ1和SEQ2信號(hào)，并且進(jìn)一步在它的輸出選擇終端接收輸入數(shù)據(jù)信號(hào)。MUX 322提供編碼的數(shù)據(jù)信號(hào)輸出。
如圖4所示，窄帶混亂通信接收器410表示圖1的接收器116的示例實(shí)施例。接收器410包括輸入通信緩沖器412，該緩沖器與低噪聲放大器(“LNA”)和/或混合器414進(jìn)行信號(hào)通信。本地振蕩器416也饋送LNA/混合器414?？烧{(diào)諧帶通濾波器418利用2KHz的帶寬向IF放大器420通過(guò)10.7MHz的中心頻帶。電平變換器/濾波器部分424與解調(diào)器422進(jìn)行信號(hào)通信，解調(diào)器422包括PLL、鑒頻器和高速檢測(cè)器。解調(diào)器422饋送高速檢測(cè)器425，該高速檢測(cè)器繼而饋送數(shù)據(jù)解碼器426，數(shù)據(jù)解碼器426輸出到高速數(shù)據(jù)信道。
從序列中出來(lái)轉(zhuǎn)向圖12，圖4的高速檢測(cè)器425的示例實(shí)施例被附圖標(biāo)號(hào)425概括地指示。檢測(cè)器425包括限制器430，用于接收?qǐng)D4的濾波器424的輸出，它指示來(lái)自圖4的IF放大器420的IF輸入。限制器430饋送注入式放大器432，它繼而饋送調(diào)制剝離器434和相位比較器436。相位比較器436可以在替代實(shí)施例中被替換為D型觸發(fā)器或異或器件。相位比較器436饋送模板插入塊438，它繼而饋送第二輸入到調(diào)制剝離器434。調(diào)制剝離器434的輸出饋送第二輸入到相位比較器436。相位比較器436的輸出分別饋送第一和第二單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器(monoshot)438和440。單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器438饋送時(shí)鐘產(chǎn)生器438，它繼而饋送D型觸發(fā)器444的第一輸入。單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器440饋送D型觸發(fā)器444的第二輸入。D型觸發(fā)器444產(chǎn)生耦合到圖4的數(shù)據(jù)解碼器426的數(shù)據(jù)信號(hào)。
現(xiàn)在轉(zhuǎn)向圖5，解碼器510表示圖4的解碼器426的示例實(shí)施例。解碼器510包括邊緣檢測(cè)器512，用于接收編碼的數(shù)據(jù)和分別向第一和第二7比特計(jì)數(shù)器516和520提供邊緣信號(hào)。時(shí)鐘分頻器(clock divider)514接收18MHz時(shí)鐘信號(hào)和向第一和第二計(jì)數(shù)器516和520提供CLK×72信號(hào)。64計(jì)數(shù)檢測(cè)器518與第一計(jì)數(shù)器516進(jìn)行信號(hào)通信，并且向第二計(jì)數(shù)器520反饋復(fù)位信號(hào)。64/80計(jì)數(shù)檢測(cè)器522與第二計(jì)數(shù)器520進(jìn)行信號(hào)通信，饋送載入值功能524和同步功能526的每個(gè)，并且向鎖存器528提供解碼的數(shù)據(jù)。載入值功能524饋送第二計(jì)數(shù)器520。同步功能526從時(shí)鐘分頻器514接收CLK×1信號(hào)，并且以×1比特率來(lái)向鎖存器528提供同步信號(hào)。鎖存器隨后提供輸出的數(shù)據(jù)。
如圖6所示，示例的Colpitts振蕩器被附圖標(biāo)號(hào)610概括地表示。振蕩器610包括二極管612，其陽(yáng)極接地，其陰極連接到Cvar電容器614，Cvar電容器614繼而連接到CO電容器616。電容器616繼而連接到L電感器618，電感器618隨后接地。電容器616也連接到Cc電容器620。電容器620繼而連接到C1電容器622以及連接到晶體管624的基極。晶體管624的集電極連接到Vcc，其發(fā)射極連接到電容器622的輸出，這個(gè)輸出隨后連接到接地的C2電容器626、接地的lq電流源628和輸出緩沖器630。晶體管624的基極連接到Rb電阻器632以提供Vbias偏壓輸出。
在操作中，系統(tǒng)具有由非線性系統(tǒng)的架構(gòu)支配的不同的流。RF變換在所有情況下基本上相同。在映射、流和同步電路的實(shí)現(xiàn)中發(fā)現(xiàn)主要的差別。首先，考慮映射和流的產(chǎn)生。
參見(jiàn)圖7和圖8，由圖7的附圖標(biāo)號(hào)710概括地指示第一示意偏斜帳篷映射函數(shù)f(x)，并且由圖8的附圖標(biāo)號(hào)810概括地指示第二示意偏斜帳篷映射函數(shù)810。使用以0為中心的偏斜帳篷映射710或810的迭代來(lái)考慮利用偏斜的帳篷映射的信息的發(fā)送。因?yàn)檫@個(gè)動(dòng)態(tài)系統(tǒng)的唯一的狀態(tài)變量被直接地發(fā)送，因此它是到非線性動(dòng)態(tài)系統(tǒng)的直接手段。因?yàn)橹芷诘膭澐质遣粚?duì)稱的，因此偏斜帳篷映射總是非可逆的。這表示如果時(shí)間維度也被作為這個(gè)系統(tǒng)的因子，則產(chǎn)生顯示流的1-維偏斜的帳篷映射。編碼算法被定義如下整個(gè)比特持續(xù)時(shí)間被利用用于編碼處理的a×9時(shí)鐘劃分為9個(gè)相等的子間隔。如果輸入的比特流具有“0”到“1”的變換，則編碼器輸出10個(gè)×9時(shí)鐘的相等間隔的寬度。當(dāng)存在“1”到“0”的變換時(shí)，則對(duì)應(yīng)于8個(gè)×9周期的寬度被用于編碼。如果沒(méi)有數(shù)據(jù)的改變，則編碼與“9”個(gè)時(shí)鐘脈沖的寬度相對(duì)應(yīng)的寬度。對(duì)于顯示流的帳篷映射，應(yīng)當(dāng)在劃分中存在不對(duì)稱。因此，當(dāng)輸出“9”的寬度時(shí)，將沒(méi)有流。
在接收器中，產(chǎn)生發(fā)送器映射的精確復(fù)制品來(lái)用于比較，產(chǎn)生用于糾正的誤差信號(hào)?？梢酝ㄟ^(guò)其后跟隨有主時(shí)鐘的定期復(fù)位的初始模式將解碼算法強(qiáng)制同步。通過(guò)這種方式來(lái)控制混亂的軌跡。這種同步的方法基于被恢復(fù)的軌跡。
偏斜帳篷映射f
-＞
通過(guò)如同由圖7的函數(shù)710表示的下式給出f(x)＝x/a 如果0≤x≤a；f(x)＝(1-x)/(1-a) 如果a≤x≤1這是單位間隔向其本身的非可逆轉(zhuǎn)換。它依賴于參數(shù)“a”，該參數(shù)a可以滿足限制0.5＜a＜1。所述轉(zhuǎn)換是連續(xù)的和分段線性的，具有線性區(qū)域
和[a，1]。
對(duì)于典型軌跡的300個(gè)點(diǎn)，圖10示出了通過(guò)迭代其中k＝0，1，2，...的映射x(k)＝f(x(0))＝f(f(.........f(x(0)).....))獲得的動(dòng)態(tài)系統(tǒng)的典型軌跡x(k)。當(dāng)前公開(kāi)的手段的獨(dú)特特征是操縱編碼處理以產(chǎn)生偏斜帳篷映射，以便所述映射可以有助于同步以及數(shù)據(jù)發(fā)送。為了使此發(fā)生，在可以實(shí)現(xiàn)同步在前，我們需要經(jīng)過(guò)許多周期來(lái)迭代所述映射。為了有助于迭代處理，偏斜帳篷映射首先被轉(zhuǎn)換為較高的中間頻率，所述較高的中間頻率隨后用于迭代映射的低頻信號(hào)，因?yàn)檫@個(gè)思想不直接對(duì)低基帶映射頻率工作。
接著，我們讓對(duì)于k＝1，2，...，N的x(k)是發(fā)送的信號(hào)，并且對(duì)于k＝1，2，...，N的y(k)是接收的信號(hào)，并且考慮這兩個(gè)函數(shù)從x(0)和y(0)開(kāi)始。如果兩個(gè)軌跡位于同一區(qū)域中直到時(shí)間k，則我們可以寫|[x(j+1)-y(j+1)]|＝|f′(x(j))||[x(j)-y(j)]|，其中j＝0，1，2，...，k-1其中f′(x)表示f在點(diǎn)x的導(dǎo)數(shù)。因此，我們可以寫|[x(k)-y(k)]|＝|f′(x(k-1))||f′(x(k-2))|...|f′(x(0))||[x(0)-y(0)]|上述的方程可以等同地表述為|[x(k)-y(k)]|＝eλk|[x(0)-y(0)]|，其中λ＝1/k∑ln|f′(x(j))|并且j的極限是從0到k-1。解釋是如果λ＞0，則λ給出兩個(gè)軌跡彼此的發(fā)散的平均速率，或如果λ＜0，則λ給出兩個(gè)軌跡彼此的會(huì)聚的平均速率。模擬示出一般需要大約10-15個(gè)周期來(lái)用于軌跡的會(huì)聚。這暗示偏斜帳篷映射在其上被傳送的中間頻率最好在映射頻率的50和100倍之間，以便獲得干凈的無(wú)突發(fā)同步。由同步回路用于穩(wěn)定所需要的極限周期的數(shù)量影響中間頻率的選擇。
通過(guò)取得f(x)的導(dǎo)數(shù)f′(x)來(lái)導(dǎo)出λ的上下邊界。觀察偏斜帳篷映射，左分支具有斜率1/a＞1和右分支的斜率是-1/(1-a)＜-1?，F(xiàn)在，f(x)的導(dǎo)數(shù)的限制可被定義為1＜1/a≤1/(1-a)。
我們可以導(dǎo)出λ的下邊界和上邊界為0＜-ln(a)≤λ≤-ln(1-a)。在我們的例子中，a＝0.55，我們得到λ的邊界為0＜0.597≤λ≤0.798。因?yàn)棣说闹担?，因此這指示一個(gè)發(fā)散系統(tǒng)。如果我們?cè)趉之外沿著x(k)和y(k)的軌跡，最終它們將落入不同的線性區(qū)域中。特定軌跡的λ的限制(邊界)的存在及其一定程度上的獨(dú)立與在映射f的行為下不變的唯一的概率密度的存在相關(guān)聯(lián)。對(duì)于偏斜帳篷映射，我們可以寫
上的概率密度的方程是ρ(x)＝aρ(ax)+(1-a)ρ(1-(1-a)x)它由偏斜帳篷映射具有恒定的概率密度的Hasler和Maistrenko得出，并且李雅普諾夫指數(shù)可以被定義為λ＝∫ln|f′(x)|ρ(x)dx，積分極限在0和1之間對(duì)于偏斜帳篷映射和恒定的概率密度，上述的公式變?yōu)棣耍?a ln(a)-(1-a)ln(1-a)因此，a＝0.55獲得λ＝0.688。為了具有強(qiáng)壯的同步，使用耦合參數(shù)δ和□來(lái)選擇耦合。當(dāng)發(fā)送器映射被耦合到接收器映射時(shí)，我們獲得通過(guò)下式來(lái)定義的兩維映射 耦合參數(shù)δ和ε可以取任何值。結(jié)果，系統(tǒng)的定性行為實(shí)質(zhì)上依賴于δ+ε。如果設(shè)置了δ＝0，則x(k)不受影響，除非同時(shí)ε＝0。因?yàn)閤(k)影響y(k)，這被稱為主從關(guān)系。如果滿足下式則我們定義所述系統(tǒng)被同步|[x(k)-y(k)]|→0，隨著k→∝時(shí)x＝y(tǒng)的這種條件的雅可比(Jacobian)矩陣可以被寫為 其中如果a≤x≤1，則c＝-1/(1-a)，或如果0≤x≤a，則c＝1/a。特征向量是ξ1＝[1，1]Tξ2＝[δ，-ε]T
遍歷李雅普諾夫指數(shù)是λt＝-aln(a)-(1-a)ln(1-a)+ln(1-d)，其中d＝δ+ε。它是以上述方式耦合的相同的偏斜帳篷映射(例如發(fā)送器和接收器)的屬性，所述以上述方式耦合的相同的偏斜帳篷映射每當(dāng)耦合參數(shù)d＝δ+ε屬于間隔[1-Δ]，[1+Δ]時(shí)總是具有一個(gè)遍歷李雅普諾夫指數(shù)，其中Δ由下式給出ln(Δ)＝aln(a)+(1-a)ln(1-a)在所述示意的系統(tǒng)中，a＝0.55。因此，Δ具有值0.5025，并且在δ＝0的情況下，僅僅當(dāng)ln(1-d)＝0.4974時(shí)發(fā)生同步。
現(xiàn)在考慮混亂信號(hào)的信息運(yùn)載能力。在驅(qū)動(dòng)響應(yīng)系統(tǒng)中的信息的產(chǎn)生和消失可以由伯努利映射或偏斜帳篷映射表示，其中我們觀察單元間隔向其本身的動(dòng)態(tài)映射。我們已經(jīng)看見(jiàn)同步邊界是在□t小于零的地方。對(duì)于具有未連接的反饋環(huán)路的無(wú)噪聲信道，d＝1，□t＝0確定同步穩(wěn)定的邊界。
□＝-ln|1-d|如果在接收器中沒(méi)有反饋和沒(méi)有外部噪聲，則這對(duì)應(yīng)于具有容量C＝無(wú)限的通信信道。在混亂系統(tǒng)的任何高速率的信息產(chǎn)生上，同步是可能的。這示出了，為了在沒(méi)有噪聲的情況下同步驅(qū)動(dòng)和響應(yīng)系統(tǒng)，因此具有信息運(yùn)載能力C＞□t的信道是足夠的，其中□t＝□log2(e)。在此，我們將李雅普諾夫指數(shù)表達(dá)為以基本(e)單位和□表示為每迭代比特?cái)?shù)的信息產(chǎn)生速率。在我們的例子中，我們具有10.7MHz/128KHz個(gè)迭代＝84，并且每迭代比特?cái)?shù)是0.688log2(2.71828)＝0.9926每迭代比特?cái)?shù)因此，所產(chǎn)生的信息的平均值可以被表述為84×0.9926＝83.3784每秒比特。將這個(gè)結(jié)果應(yīng)用到Shannon-Hartley信道容量定理，我們有C＝Wlog2(P+N)/N，其中C是信道容量，W是信道帶寬，并且(P+N)/N是信噪比。當(dāng)與標(biāo)準(zhǔn)線性通信系統(tǒng)比較時(shí)，假定信道帶寬沒(méi)有改變，則當(dāng)前所公開(kāi)的方法使得平均信息處理能力可以上升83倍。但是，如果信道帶寬降低83倍，則我們的信噪比基本上保持與線性通信系統(tǒng)的信噪比相同。窄帶混亂調(diào)制系統(tǒng)的一個(gè)重大優(yōu)點(diǎn)是我們未在信噪比中付出損失的代價(jià)，以便將帶寬變窄。
相反，對(duì)于具有固定信道容量C的傳統(tǒng)通信系統(tǒng)，如果由信號(hào)占用的帶寬被降低，則我們必須具有更高的P+N/N來(lái)平衡方程。例如，如果我們需要使用具有1比特/秒/赫茲帶寬效率的調(diào)制方案來(lái)發(fā)送830Kbps的數(shù)據(jù)，則我們必須至少需要830kHz的帶寬。因此，由于增加的帶寬效率，本公開(kāi)的實(shí)施例使得能夠在10kHz帶寬中發(fā)送830kbps。傳統(tǒng)的線性系統(tǒng)不能夠在10kHz帶寬中發(fā)送830kbps，因?yàn)椴荒芪锢淼貙?shí)現(xiàn)所需要的P+N/N。
現(xiàn)在考慮在Colpitts振蕩器中的固定混亂信號(hào)產(chǎn)生。由在相位空間中的穩(wěn)定的極限周期來(lái)表示用于發(fā)散動(dòng)態(tài)系統(tǒng)的穩(wěn)定的、周期的、自我保持的振蕩。如果振蕩器被從外部加力，則這個(gè)簡(jiǎn)單的動(dòng)態(tài)一般被破壞。為了量化外力函數(shù)的效果，我們需要引入未加外力的系統(tǒng)的新變量，即相位和幅度。相位是對(duì)應(yīng)于沿著極限周期的運(yùn)動(dòng)的變量，所述極限周期沿著這樣的方向，其中不發(fā)生相體積的擴(kuò)展或收縮。這對(duì)應(yīng)于“零李雅普諾夫指數(shù)”的情況。因此，振蕩器的相位的動(dòng)態(tài)可以被寫為d□/dt＝□o，其中 動(dòng)態(tài)系統(tǒng)的幅度和所有其他的變量本地的遍歷對(duì)應(yīng)于負(fù)的李雅普諾夫指數(shù)的周期。根據(jù)李雅普諾夫指數(shù)的說(shuō)明證明為什么相位是動(dòng)態(tài)系統(tǒng)的異常變量。因?yàn)樗鼘?duì)應(yīng)于單獨(dú)中立的穩(wěn)定方向，因此相位可以與幅度相反地被很弱的外部行為控制。對(duì)于幅度的小擾亂將放松它的穩(wěn)定值。但是，對(duì)于相位的小擾亂不會(huì)增長(zhǎng)或衰減。因此即使對(duì)相位的小擾亂也可以被累積。
返回參見(jiàn)圖6，Colpitts振蕩器的電路可以用于分析。這個(gè)模型包括三個(gè)動(dòng)態(tài)元件C1，C2和L。因?yàn)榻y(tǒng)計(jì)的晶體管模型包括僅僅3個(gè)元件，因此動(dòng)態(tài)系統(tǒng)是三階的。在系統(tǒng)中的非線性是由于晶體管624的非線性VBE-Ib關(guān)系，其中Ib＝f(VBE)＝Isexp{VBE/mVt}。
在基極-發(fā)射極分支中的電流Ib是沿著這個(gè)分支的電壓VBE的非線性函數(shù)。因?yàn)樵诩姌O-發(fā)射極分支中的電流Ic是按照關(guān)系Ic＝□Ib由Ib控制的線性電流，因此Ic也以非線性的方式依賴于VBE。常數(shù)Ib、mVt和□是晶體管的常數(shù)。通過(guò)Colpitts振蕩器的網(wǎng)絡(luò)分析，獲得了兩個(gè)獨(dú)立的節(jié)點(diǎn)方程和網(wǎng)格方程。與網(wǎng)絡(luò)器件的電壓電流關(guān)系一起，可以得到下列的方程組。
0＝IL+Ib+IC1＝IL+f(vc1)+C1dvc1/dt (1)0＝-IL+Ic-IC2-Io＝-IL+f(vc1)-C2dvc2/dt-Io(2)0＝vc1+vc2-vL-vr＝vc1+vc2-LdIL/dt-Vr (3)
其中Vbe＝Vc1。我們以下列的替換規(guī)格化上述方程tn＝t/RLC1，x＝IL/1A，y＝Vc1/1v，z＝vc2/1A，□＝C1/C2，□＝C1/L，并且fN(y)＝f(y1v)/1A，□＝RL/1并且□o＝Io/1A。
方程1、2和3可以對(duì)于發(fā)送器重寫為x′＝□□(-□x+y+z)y′＝-□(x+f(y)+□12(x-x1)z′＝□□(-x+□f(y)-□o)對(duì)于接收器，所述方程可以寫為x1′＝□□(-□x1+y1+z1)y1′＝-□(x1+f(y)+□21(x-x1)z1′＝□□(-x1+□f(y)-□1o)其中□21＝0，因?yàn)樗鲴詈鲜嵌ㄏ虻牟⑶业扔?/RL。
如圖9A和9B所示，分別示出了編碼算法的第一和第二部分910和912。
在第一部分910中，利用與D/A轉(zhuǎn)換器916通信的標(biāo)準(zhǔn)移位寄存器914實(shí)現(xiàn)了伯努利移位處理，以提供一種對(duì)應(yīng)于xk+1＝2xkmod[1]的信號(hào)918。在第二部分912中，將二進(jìn)制到灰度變換919的效果圖解為從由附圖標(biāo)號(hào)920指示和由伯努利移位處理提供的限定方程xk+1＝2xkmod[1]到由附圖標(biāo)號(hào)922指示的灰度電平方程xk+1＝1-2|xk-0.5|的變換。
轉(zhuǎn)向圖10和11，使用動(dòng)態(tài)解算器軟件來(lái)分析上述的非線性方程。在圖10的情況下，□＝2，□＝0.0015，□＝10，□＝3×10-2和□＝100得到響應(yīng)930。在圖11的情況下，□＝2，□＝0.001，□＝10，□＝3×10-2和□＝100得到響應(yīng)940。響應(yīng)940顯示在10個(gè)周期之后穩(wěn)定的周期軌跡的出現(xiàn)。所述系統(tǒng)是穩(wěn)定的，并且在大約10個(gè)周期后接近在y-z平面上的穩(wěn)定的固定點(diǎn)。在同步時(shí)x＝x1，y＝y(tǒng)1，z＝z1。
對(duì)于調(diào)制傳送，通過(guò)在諧振電路上連接一個(gè)變?nèi)荻O管來(lái)對(duì)諧振電路施加調(diào)制。當(dāng)具有帳篷映射、伯努利映射、Henon映射或Baker映射的編碼的信號(hào)被施加到變?nèi)荻O管時(shí)，諧振頻率改變，導(dǎo)致電感的有效值改變。這將略微改變□的值，導(dǎo)致不同的極限周期模式。因?yàn)椤蹩偸切∮?，因此系統(tǒng)是穩(wěn)定的，并且將具有極限周期。
圖10和11的模擬結(jié)果指示極限周期模式對(duì)于不同的激勵(lì)是不同的，并且使用注入式鎖相檢測(cè)器在接收器中的信號(hào)的檢測(cè)中發(fā)現(xiàn)這個(gè)變化特征。本公開(kāi)的另一個(gè)特征是通過(guò)向高頻振蕩器施加編碼的帳篷映射，在射頻而非基帶發(fā)生多個(gè)極限周期。施加到編碼的波形的約束保證發(fā)送信息所需要的帶寬很窄。發(fā)送器和接收器分別與圖2和圖4所示的方框圖一致。
利用這種系統(tǒng)架構(gòu)，本公開(kāi)的實(shí)施例包括發(fā)送器的編碼方案、信號(hào)調(diào)整和調(diào)整元件的能力，以限制在信道上發(fā)送信息所需要的帶寬。通過(guò)諸如PLL、調(diào)頻(FM)鑒頻器或較高增益相位檢測(cè)器的各種方法來(lái)實(shí)現(xiàn)解調(diào)。多數(shù)使用M元技術(shù)的通用調(diào)制方案在碼元時(shí)間的整個(gè)持續(xù)時(shí)間上將調(diào)制器保持“接通”或“關(guān)斷”。諸如Fether的調(diào)制方案、最小移位鍵控(“MSK”)和升余弦形狀偏移正交移相鍵控(“OQPSK”)的某些帶寬有效方案試圖限制調(diào)制部件的帶寬。所使用的波形是周期的，具有良好限定的邊界，因此可以應(yīng)用內(nèi)插技術(shù)來(lái)將信號(hào)重構(gòu)回接收器中。在信道上發(fā)送信息所需要的最小帶寬是每個(gè)比特的能量和噪聲帶寬的強(qiáng)函數(shù)。在此公開(kāi)的示例系統(tǒng)通過(guò)降低噪聲帶寬、使用被映射強(qiáng)制的VCXO來(lái)集成用于最大化信道容量的限制條件，并且能夠通過(guò)在受迫振動(dòng)頻率的特定幅度使用受迫振動(dòng)頻率的頻率來(lái)模式鎖定振蕩器頻率，而向晶體的操作頻率傳送調(diào)制。
當(dāng)具有變化的比特寬度的受迫振動(dòng)頻率被施加到變?nèi)荻O管時(shí)，對(duì)應(yīng)于變換點(diǎn)，產(chǎn)生一個(gè)階躍響應(yīng)。由于超突變變?nèi)荻O管的線性頻率對(duì)電壓特征的關(guān)系，建立了在頻域中對(duì)應(yīng)于伯努利映射的斜坡。負(fù)向脈沖將導(dǎo)致本地振蕩器(“LO”)的ACos(ωt-φ1)或ACos(ωt-φ2)相移。φ被計(jì)算為π/m，其中這個(gè)特定例子中m＝9。典型地，在調(diào)制的信號(hào)的相變點(diǎn)的混亂在2-3個(gè)載波周期內(nèi)達(dá)到穩(wěn)態(tài)條件。編碼處理保證相變的周期在0.44-0.55的比特率的窗口內(nèi)發(fā)生。在這個(gè)典型實(shí)施例中，本地振蕩器被選擇在10.7MHz。邊帶至少降低55-60db。振蕩器的輸出從變?nèi)荻O管的調(diào)制點(diǎn)被獲取，在發(fā)送器被緩沖和通過(guò)半網(wǎng)格濾波器來(lái)進(jìn)一步地改善載波噪聲比。這個(gè)信號(hào)被使用圖像抑制混合進(jìn)一步上變換到用于傳輸?shù)倪m當(dāng)頻帶。上述方法可以用于各種頻率。第一本地振蕩器(“LO”)的選擇是基于第一LO應(yīng)當(dāng)在調(diào)制信號(hào)比特邊界之間至少具有10-20個(gè)載波周期這一標(biāo)準(zhǔn)。
這個(gè)系統(tǒng)的另一個(gè)元件是編碼和解碼系統(tǒng)，它將輸入的不歸零(“NRZ”)比特流轉(zhuǎn)換為可變的比特寬度流，從而，改變?cè)嫉腘RZ信號(hào)的頻譜特征，這個(gè)編碼的規(guī)則如下1)如果存在從0到1的改變，則編碼比特的寬度，以便包括8個(gè)×9時(shí)鐘的周期。
2)如果沒(méi)有改變，則以9個(gè)×9時(shí)鐘的周期編碼。
3)如果存在從1到0的改變，則編碼比特寬度，以便包括10個(gè)×9時(shí)鐘的周期。
這種類型的映射將單位周期映射為其本身，并且是具有流的非可逆映射。提高和降低脈沖寬度以容納8個(gè)時(shí)鐘周期、9個(gè)時(shí)鐘周期或10個(gè)時(shí)鐘周期是示例的實(shí)施例。更高數(shù)量的編碼的時(shí)鐘周期也是可能的，但是在考慮到與過(guò)零檢測(cè)精度相關(guān)聯(lián)的多徑效應(yīng)的情況下的系統(tǒng)性能將是可以影響在給定的系統(tǒng)中編碼和/或解碼時(shí)鐘應(yīng)當(dāng)具有的最大頻率的因素。
所述編碼技術(shù)獨(dú)特在如果編碼的波形被近距離觀看，則依賴于是否在原始NRZ波形上存在1到0的變換或0到1的變換，編碼的波形將具有比與比特邊界相關(guān)聯(lián)的相變點(diǎn)遲或早的相變點(diǎn)。當(dāng)在原始的NRZ波形中的電平?jīng)]有改變時(shí)——這是具有重復(fù)比特的情況，則嵌入對(duì)應(yīng)于9個(gè)×9時(shí)鐘的周期的寬度。因?yàn)樵谶@種情況下a＝0.5，因此沒(méi)有流。并且在接收器端，每個(gè)比特僅僅存在一個(gè)變換，在接收器內(nèi)的信號(hào)重構(gòu)利用相鄰脈沖之間的時(shí)段來(lái)處理恢復(fù)NRZ信息。編碼器的輸出被饋送到VCXO上的變?nèi)荻O管。
在接收器，所接收的信號(hào)被轉(zhuǎn)換為中頻(“IF”)并且被提供90度的相移以便對(duì)齊相位變換邊界(例如，由于在變?nèi)荻O管的頻域映射期間的集成處理，所發(fā)送的信號(hào)的相位具有90度的相移)。中頻被選擇以便便利系統(tǒng)的低成本設(shè)計(jì)。其他實(shí)施例可以使用6MHz、10.7MHz、21.4MHz、70MHz、140MHz等的濾波器，因?yàn)樗鼈內(nèi)菀妆猾@得。需要一個(gè)線性相位帶通濾波器來(lái)濾除全部“頻帶外”的傅立葉分量。這個(gè)帶通濾波器的輸出具有以調(diào)相或調(diào)頻形式被嵌入其中的信息。所述信號(hào)被頻率變換為900MHz的頻帶。在一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例中，發(fā)送器頻率被選擇在902.77MHz。數(shù)字副載波在10.7MHz。第二LO被選擇為892.07MHz。因此，整個(gè)數(shù)字信號(hào)傳輸頻譜在大約10kHz的帶寬內(nèi)。
接收器包括處于892.07MHz的下變頻器。來(lái)自下變頻器的輸入在10.7MHz。這個(gè)信號(hào)在足夠的帶通濾波和放大之后被限制器處理。10.7MHz濾波器必須具有最小的組延遲特性。所使用的窄帶濾波器非常類似于在業(yè)余無(wú)線電中使用的以及在Zverev的濾波器設(shè)計(jì)手冊(cè)中報(bào)告的半網(wǎng)格濾波器。FM鑒頻器或PLL被包含在內(nèi)作為相變檢測(cè)器，其可被用于檢測(cè)和再生與發(fā)送器內(nèi)的類似的可變比特寬度信號(hào)。因?yàn)槲覀兪褂眯盘?hào)的時(shí)空特征來(lái)進(jìn)行明確的檢測(cè)，因此在檢測(cè)器中的較高的增益將增進(jìn)系統(tǒng)的最小信號(hào)檢測(cè)能力。PLL需要足夠的信噪比(“SNR”)來(lái)用于正確地檢測(cè)。而且，關(guān)于窄的跟蹤范圍很難具有快速跟蹤能力。FM鑒頻器受到很低的檢測(cè)器增益的影響。因?yàn)檫m當(dāng)幅度和相位的原始信號(hào)的自相似復(fù)制品為接收器的檢測(cè)所需要，上述兩個(gè)系統(tǒng)在低信噪比以較差的效率工作。
為了處理這些不足，提供了圖4和12的新的高速檢測(cè)器425。來(lái)自限制部分的信號(hào)被饋送到注入式放大器，所述注入式放大器有助于對(duì)改變的輸入電平保持平穩(wěn)的輸出電平。注入式放大器作為在其跟蹤范圍內(nèi)具有最小的組延遲的快速跟蹤濾波器。而且，來(lái)自注入式放大器的輸出被劃分為兩個(gè)分支。一個(gè)分支通過(guò)具有Q的諧振電路的10.7MHz的振蕩器。這個(gè)操作虛擬地將所有的調(diào)制從來(lái)自限制器的信號(hào)中剝離，并且作為參考信號(hào)。我們將這個(gè)分支稱為調(diào)制剝離器分支。另一個(gè)分支被饋送到D觸發(fā)器或異或門。異或門或D觸發(fā)器的輸出將指示相變點(diǎn)。因?yàn)樵贔M鑒頻器、PLL或新的相變檢測(cè)器上的過(guò)零點(diǎn)是在不同的時(shí)間時(shí)刻發(fā)生的一系列脈沖，因此檢測(cè)器的輸出將象被發(fā)送的編碼波形一樣周期性地改變。因?yàn)樾盘?hào)的大部分已經(jīng)被濾除，因此在發(fā)送器以及在接收器兩者，來(lái)自檢測(cè)器的尖峰信號(hào)的能量很低，并且將在響應(yīng)之間存在其他尖峰信號(hào)。為了減輕這個(gè)問(wèn)題，使用單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器(oneshot)。來(lái)自檢測(cè)器的輸出將僅僅具有兩個(gè)脈沖寬度而不是原來(lái)使用的三個(gè)脈沖寬度來(lái)調(diào)制發(fā)送器。這是因?yàn)橄辔粰z測(cè)器基本的具有從0到π的范圍。如果調(diào)制的比特寬度是“5”，則信號(hào)相位可以超過(guò)π。當(dāng)此發(fā)生時(shí)，所述響應(yīng)折返回將發(fā)生“4”的位置。但是，因?yàn)閮蓚€(gè)帶寬不同時(shí)發(fā)生，因此不存在碼元間干擾(“ISI”)問(wèn)題。取代用于相位檢測(cè)的異或門或D觸發(fā)器，可以使用平衡的調(diào)制器，并且使得從調(diào)制剝離器饋出的參考信號(hào)和來(lái)自注入式放大器的信號(hào)進(jìn)入比較分支。中頻輸出端將清楚地示出相變點(diǎn)。為了增進(jìn)性能，必須在檢測(cè)分支將噪聲保持為最小。這個(gè)信號(hào)是用于重構(gòu)回復(fù)原始NRZ信號(hào)的比特流。從單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器輸出的相變將捕獲僅僅一個(gè)脈沖。這將對(duì)應(yīng)于比特寬度“4”。時(shí)鐘信號(hào)產(chǎn)生于這個(gè)信號(hào)以便解碼器可以被計(jì)時(shí)。來(lái)自相變檢測(cè)器的另一個(gè)輸出通過(guò)單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器被處理，所述單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器將捕獲兩個(gè)脈沖，但是將濾除其中的所有尖峰信號(hào)。所選擇的信號(hào)被饋送到D觸發(fā)器和被時(shí)鐘信號(hào)計(jì)時(shí)。觸發(fā)器的輸出將是再現(xiàn)的原始數(shù)據(jù)流。
返回參見(jiàn)圖1的基帶數(shù)據(jù)處理方法，首先使用里德-索羅蒙(“RS”)糾錯(cuò)碼對(duì)來(lái)自外部來(lái)源的無(wú)格式數(shù)據(jù)為前向糾錯(cuò)(“FEC”)進(jìn)行塊編碼。分組化器向FEC塊增加首標(biāo)和其他的冗余比特，并且形成數(shù)據(jù)分組。被分組化的數(shù)據(jù)接收壓縮信道編碼。編碼的數(shù)據(jù)然后被射頻(“RF”)電路調(diào)制以通過(guò)RF鏈路被發(fā)送。
在接收器中，通過(guò)RF鏈路所接收的編碼的數(shù)據(jù)被解調(diào)為基帶信號(hào)并被送到解碼器。被解碼的數(shù)據(jù)被逆分組化，并且FEC數(shù)據(jù)塊被饋送到RF解碼器電路。RS解碼器電路驗(yàn)證和糾正差錯(cuò)。無(wú)差錯(cuò)原始無(wú)格式數(shù)據(jù)流被提供到目的地。下面進(jìn)一步說(shuō)明在編碼和解碼處理中包括的步驟。
發(fā)送器112包括FEC編碼器118，其中未加工的用戶數(shù)據(jù)被編組為每個(gè)235字節(jié)的塊。RS編碼(255，235)被應(yīng)用到每個(gè)塊。對(duì)于一個(gè)235字節(jié)的塊，增加20字節(jié)的差錯(cuò)查驗(yàn)字節(jié)。分組化器120向FEC編碼的數(shù)據(jù)塊增加首標(biāo)和尾部比特以作為分組發(fā)送。壓縮編碼器122使用唯一的編碼方案編碼數(shù)據(jù)分組以壓縮。
接收器116包括壓縮解碼器124，在其中來(lái)自RF級(jí)的所接收的數(shù)據(jù)流被解碼以檢索原始的數(shù)據(jù)分組。逆分組化器126從所接收的數(shù)據(jù)分組消除首標(biāo)和其他前同步碼。而且，F(xiàn)EC解碼器128處理FEC編碼的接收的數(shù)據(jù)塊以糾錯(cuò)。
編碼方案是基于輸入數(shù)據(jù)邊緣變換的。編碼的數(shù)據(jù)寬度依賴于輸入的數(shù)據(jù)變換而改變。使用數(shù)據(jù)比特率的9倍的較高時(shí)鐘。這個(gè)時(shí)鐘被稱為CLK_9或CLK×9。所獲得的代碼依賴于輸入數(shù)據(jù)變換而具有三個(gè)相位位置8，9或10倍的CLK_9的寬度。低到高的變換被8個(gè)時(shí)鐘周期表示，高到低變換被10個(gè)時(shí)鐘周期表示，無(wú)變換由9個(gè)時(shí)鐘周期表示。
對(duì)于每個(gè)輸入的數(shù)據(jù)比特，編碼的數(shù)據(jù)具有一個(gè)變換。這允許代碼獲得二相編碼的優(yōu)點(diǎn)，在二相編碼中，基帶頻譜被聚集成組為兩個(gè)頻帶。使用進(jìn)一步的載波抑制，可以獲得高帶寬效率。另外，輸出代碼變換位于每個(gè)比特的中心。這改善了帶寬效率。
現(xiàn)在參照?qǐng)D2和圖3說(shuō)明編碼器的示意實(shí)現(xiàn)方式。對(duì)于奇數(shù)劃分比，MP3音頻源需要4.096MHz的時(shí)鐘來(lái)用于其操作。在當(dāng)前的系統(tǒng)中，18.432MHz晶體被用作頻率源。這需要奇數(shù)劃分比4.5。使用有限狀態(tài)機(jī)設(shè)計(jì)來(lái)實(shí)現(xiàn)劃分。一個(gè)基本的計(jì)數(shù)器從000計(jì)數(shù)至111。最高有效位被與時(shí)鐘異或，以在從011計(jì)數(shù)至100的變換中提供附加的邊緣。另外，使用狀態(tài)機(jī)來(lái)控制計(jì)數(shù)序列。計(jì)數(shù)4被有效地?cái)U(kuò)展為計(jì)數(shù)4.5。
使用數(shù)字技術(shù)來(lái)檢測(cè)輸入數(shù)據(jù)的邊緣。存在用于分別捕獲輸入數(shù)據(jù)的正和負(fù)邊緣的兩個(gè)邊緣觸發(fā)的鎖存器。這些鎖存器被‘清除鎖存’信號(hào)以同步的方式清除，所述‘清除鎖存’信號(hào)產(chǎn)生在時(shí)鐘的上升邊緣。這種類型的邊緣檢測(cè)存在兩種優(yōu)點(diǎn)。首先，不像傳統(tǒng)的邊緣檢測(cè)一樣，可以避免外部電阻器和電容器的使用。第二和更為重要的優(yōu)點(diǎn)是邊緣保持可視直到本地時(shí)鐘的上升邊緣，所述本地時(shí)鐘被用作所有相位變換的參考。這避免了由于競(jìng)態(tài)條件而導(dǎo)致的邊緣丟失的問(wèn)題，并且也允許直接的同步數(shù)字設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)。
本地時(shí)鐘被劃分以產(chǎn)生用于編碼的CLK_9時(shí)鐘。這個(gè)時(shí)鐘產(chǎn)生與輸入的數(shù)據(jù)邊緣同步，并且被用作對(duì)于序列產(chǎn)生器的輸入。兩個(gè)序列產(chǎn)生器被用于產(chǎn)生編碼的輸出。一個(gè)產(chǎn)生5個(gè)1和4個(gè)0，另一個(gè)產(chǎn)生4個(gè)1和5個(gè)0。5和4的選擇使得可以改變?cè)诿總€(gè)數(shù)據(jù)比特的中心的編碼波形。
一個(gè)復(fù)用器根據(jù)輸入的數(shù)據(jù)狀態(tài)來(lái)選擇序列產(chǎn)生器的輸出。復(fù)用器的輸出是壓縮編碼的數(shù)據(jù)。來(lái)自編碼器的輸出被低通濾波。這使得變化寬度的脈沖是帳篷映射和反轉(zhuǎn)的帳篷映射，它們隨后被用于調(diào)制10.7MHz副載波。
如圖4和圖5所示來(lái)實(shí)現(xiàn)解碼。解碼方案根據(jù)編碼的數(shù)據(jù)輸入邊緣和寬度而工作。兩個(gè)7比特二進(jìn)制計(jì)數(shù)器被用于測(cè)量輸入的數(shù)據(jù)寬度，并且對(duì)于輸出數(shù)據(jù)的判定是基于這些計(jì)數(shù)器的。輸入邊緣檢測(cè)電路同步計(jì)數(shù)器值。軟判定技術(shù)被施加可變的閾值以確定輸出數(shù)據(jù)的狀態(tài)。處于數(shù)據(jù)比特率的時(shí)鐘被本地產(chǎn)生并被與輸入的數(shù)據(jù)流同步。輸出數(shù)據(jù)隨后被與同步時(shí)鐘鎖存。
使用數(shù)字技術(shù)檢測(cè)出輸入數(shù)據(jù)邊緣。這與在編碼器中進(jìn)行的是相同的。存在分別用于捕獲輸入數(shù)據(jù)的正負(fù)邊緣的兩個(gè)邊緣觸發(fā)的鎖存器。這些鎖存器被‘清除鎖存’信號(hào)以同步的方式清除，所述‘清除鎖存’信號(hào)產(chǎn)生在時(shí)鐘的上升邊緣。
18MHz的本地晶體時(shí)鐘產(chǎn)生器被劃分以產(chǎn)生兩個(gè)時(shí)鐘信號(hào)。CLK_144是數(shù)據(jù)速率的144倍。這被用于數(shù)據(jù)采樣和輸入數(shù)據(jù)寬度計(jì)數(shù)。另一個(gè)時(shí)鐘與數(shù)據(jù)速率相同并且被用于鎖存最后的數(shù)據(jù)輸出。
第一計(jì)數(shù)器(“計(jì)數(shù)器1”)用于從編碼器CLK_9時(shí)鐘跟蹤輸入數(shù)據(jù)寬度4。因?yàn)樵诮獯a器中CLK_144用于計(jì)數(shù)器，因此計(jì)數(shù)64表示計(jì)數(shù)寬度4脈沖的事件。
當(dāng)計(jì)數(shù)器1計(jì)數(shù)達(dá)到64時(shí)，計(jì)數(shù)64檢測(cè)器電路復(fù)位計(jì)數(shù)器2。計(jì)數(shù)器2是7比特的二進(jìn)制計(jì)數(shù)器，它以自由運(yùn)行模式來(lái)計(jì)數(shù)0-127。計(jì)數(shù)64檢測(cè)器電路控制計(jì)數(shù)器2的計(jì)數(shù)序列。
計(jì)數(shù)64/80檢測(cè)器被實(shí)現(xiàn)如下在每個(gè)檢測(cè)的邊緣，向所述計(jì)數(shù)器裝入一個(gè)常數(shù)。根據(jù)在邊緣的計(jì)數(shù)來(lái)確定所述常數(shù)值，并且所述常數(shù)值可以是下列值之一如果邊緣發(fā)生在復(fù)位后的64(即，8×8)計(jì)數(shù)，則所述常數(shù)值是48(即128-80)。如果邊緣發(fā)生在復(fù)位后的80(即，10×8)計(jì)數(shù)，則所述常數(shù)值是64(即128-64)。所述常數(shù)值被選擇以便在下一個(gè)輸入的編碼數(shù)據(jù)比特的開(kāi)頭，計(jì)數(shù)器達(dá)到0計(jì)數(shù)。這被用于輸出數(shù)據(jù)變換產(chǎn)生。由計(jì)數(shù)64/80檢測(cè)器電路確定的所述常數(shù)被存儲(chǔ)在這個(gè)電路中，并且在編碼數(shù)據(jù)的上升邊緣被裝入到計(jì)數(shù)器2。
計(jì)數(shù)器2達(dá)到0計(jì)數(shù)的事件被記錄在同步電路中，并且被用于同步本地產(chǎn)生的時(shí)鐘。解碼的數(shù)據(jù)被以同步時(shí)鐘鎖存，并且鎖存器的輸出是最終的解碼數(shù)據(jù)。
因此，本公開(kāi)提供了一種使用混亂調(diào)頻的新類型的安全同步通信系統(tǒng)。這個(gè)系統(tǒng)的一個(gè)新穎特征是信息比特流被以這樣的方式編碼，即產(chǎn)生波形的可能軌跡的耦合的偏斜帳篷映射以便位于有界的狀態(tài)空間區(qū)域中。一個(gè)伴隨的優(yōu)點(diǎn)是，當(dāng)變換是對(duì)于中RF頻率時(shí)，整個(gè)混亂可以被包括在很窄的帶寬內(nèi)，因此降低了系統(tǒng)中的噪聲。在此使用的技術(shù)使得模擬信號(hào)能夠被編碼到數(shù)字域中并且在相同的帶寬限制內(nèi)被作為數(shù)字信號(hào)進(jìn)行處理。在接收器端，類似的算法產(chǎn)生器被用于將計(jì)數(shù)器與發(fā)送器同步。
對(duì)于足夠分辨率的鄰居之間的最大距離的碼元?jiǎng)討B(tài)和編碼的實(shí)現(xiàn)而不損害在數(shù)字信號(hào)中的非線性混亂處理，允許在用于同步的系統(tǒng)參數(shù)的調(diào)整上的靈活性。在此所公開(kāi)的系統(tǒng)相對(duì)于現(xiàn)有的系統(tǒng)具有很大優(yōu)點(diǎn)。
首先，所述系統(tǒng)完全是數(shù)字的。第二，混亂序列需要在碼元編碼器具有延遲元件(異或)元件。我們的編碼序列根據(jù)輸入數(shù)字流的電平變換自動(dòng)在延遲中因子分解。
第三，由于從修改Colpitts振蕩器的靜態(tài)混亂處理的編碼器產(chǎn)生的偏斜帳篷映射而發(fā)生混亂同步，它可以通過(guò)尋找相位混亂的快速檢測(cè)器來(lái)被檢測(cè)。編碼算法自動(dòng)允許同步以及信息發(fā)送。碼元算法和非線性混亂產(chǎn)生的組合自動(dòng)產(chǎn)生RF帳篷映射。這個(gè)處理獨(dú)特之處在它允許在發(fā)送器和接收器的尖銳噪聲降低濾波器，產(chǎn)生優(yōu)越的噪聲性能。
第四，由于編碼算法的選擇，可以非常精確地控制空間軌跡的相對(duì)軌跡。這意味著由于碼元的選擇而極其約束了查找表。只要帶通濾波器可以如實(shí)地通過(guò)混亂信號(hào)，則可以通過(guò)保證李雅普諾夫指數(shù)為負(fù)而在接收器實(shí)現(xiàn)解碼。
第五，混亂系統(tǒng)的現(xiàn)有公開(kāi)本質(zhì)上是發(fā)散的或?qū)嵸|(zhì)上是具有較低數(shù)量的數(shù)據(jù)傳送的擴(kuò)展頻譜。我們的系統(tǒng)能夠在60KHz的帶寬內(nèi)發(fā)送1-2Mbps。這公然挑戰(zhàn)了在傳統(tǒng)意義上的Shannon的邊界。我們將Kolgomorov-Sinai邊界施加到熵函數(shù)以說(shuō)明操作的理論。直觀上，由于這是具有緊密控制的約束的時(shí)空調(diào)制，因此信號(hào)的不相關(guān)部分不攜帶任何需要的信息，因此可以被濾除。
第六，編碼方法的選擇允許各種標(biāo)準(zhǔn)的無(wú)縫接口而不必發(fā)展復(fù)雜的媒體訪問(wèn)控制(“MAC”)層。第七，當(dāng)前公開(kāi)的在碼元狀態(tài)中的約束充分地降低了結(jié)果的調(diào)制所需要的帶寬。
因此，按照本公開(kāi)的結(jié)構(gòu)處理現(xiàn)有系統(tǒng)在成本和復(fù)雜性上的的限制。而且，系統(tǒng)實(shí)施例能夠在帶寬約束的RF頻帶上實(shí)現(xiàn)多個(gè)高速數(shù)字服務(wù)。靈活的結(jié)構(gòu)使得任何無(wú)線電、電視或蜂窩電話臺(tái)能夠在基本發(fā)送頻率的任一端上的各個(gè)副載波上發(fā)送獨(dú)立的數(shù)字信息，而不損害FCC功率譜模板。調(diào)制和解調(diào)處理與傳統(tǒng)的無(wú)線電接收器非常類似，并因此可以與現(xiàn)有的無(wú)線電結(jié)構(gòu)集成。
總之，本公開(kāi)的實(shí)施例提供了低復(fù)雜度和高數(shù)據(jù)速率的通信系統(tǒng)，它們固有地安全、無(wú)MAC和容易與現(xiàn)有的系統(tǒng)接口。多經(jīng)效應(yīng)最小，因?yàn)槎鄠€(gè)實(shí)施例使用定時(shí)的調(diào)制方案，其中用于檢測(cè)的能力占用是整個(gè)比特寬度的小部分。
本公開(kāi)的這些和其他特征和優(yōu)點(diǎn)可以由相關(guān)領(lǐng)域內(nèi)的普通技術(shù)人員根據(jù)在此的教程容易地確定。應(yīng)當(dāng)明白，本公開(kāi)的教程可以以各種形式的硬件、軟件、固件、特殊用途的處理器或其組合來(lái)實(shí)現(xiàn)。
本公開(kāi)的教程可以被實(shí)現(xiàn)為硬件和軟件的組合。而且，所述軟件最好被實(shí)現(xiàn)為在程序存儲(chǔ)單元上可觸知地實(shí)現(xiàn)的應(yīng)用程序。所述應(yīng)用程序可以被上載到包括任何適合的結(jié)構(gòu)的機(jī)器上，并且由其執(zhí)行。優(yōu)選的是，所述機(jī)器被實(shí)現(xiàn)在計(jì)算機(jī)平臺(tái)上，所述平臺(tái)具有這樣的硬件，諸如一個(gè)或多個(gè)中央處理單元(“CPU”)、隨機(jī)存取存儲(chǔ)器( “RAM”)和輸入/輸出(“I/O”)接口。所述計(jì)算機(jī)平臺(tái)也可以包括操作系統(tǒng)和微指令代碼。在此所述的各種處理和功能可以是可以由CPU執(zhí)行的微指令代碼的一部分或應(yīng)用程序的一部分或其組合。另外，各種其他的外部單元可以連接到計(jì)算機(jī)平臺(tái)，諸如附加的數(shù)據(jù)存儲(chǔ)單元和輸出單元。
還應(yīng)當(dāng)明白，因?yàn)樵诟綀D中所述的一些組成系統(tǒng)部件和方法功能塊可以以軟件實(shí)現(xiàn)，因此在系統(tǒng)部件或處理功能塊之間的實(shí)際連接可能依賴于本公開(kāi)被編程的方式而不同。在給出此處的教程的情況下，相關(guān)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員能夠考慮本公開(kāi)的這些和類似的實(shí)現(xiàn)方式或配置。
相關(guān)領(lǐng)域中的普通技術(shù)人員可以根據(jù)在此的教程而認(rèn)識(shí)到替代的實(shí)施例是可能的。在給出在此提供的公開(kāi)的教程的情況下，在本公開(kāi)的范圍和精神內(nèi)實(shí)踐的同時(shí)，相關(guān)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員將考慮發(fā)送器112和接收器116以及系統(tǒng)110的其他元件的各種替代配置和實(shí)現(xiàn)方式。
雖然在此已經(jīng)參照附圖描述了說(shuō)明性的實(shí)施例，應(yīng)當(dāng)明白本公開(kāi)不限于那些精確的實(shí)施例，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的情況下，相關(guān)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員可以進(jìn)行各種改變和各種修改。所有這樣的改變和修改意欲被包括在如所附的權(quán)利要求所給出的本公開(kāi)的范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種用于信號(hào)發(fā)送和接收的方法，包括發(fā)送指示混亂頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)和混亂相移鍵控?cái)?shù)據(jù)中至少一個(gè)的信號(hào)；在窄頻帶內(nèi)傳播所發(fā)送的信號(hào)；和接收所述被傳播的信號(hào)，并且通過(guò)控制混亂的軌跡而基本上沒(méi)有使所指示的數(shù)據(jù)退化。
2.按照權(quán)利要求1所述的方法，其中所述發(fā)送包括提供輸入的數(shù)據(jù)；編碼所提供的數(shù)據(jù)以前向糾錯(cuò)；分組化所編碼的數(shù)據(jù)；壓縮被分組化的數(shù)據(jù)以提供用于調(diào)制的編碼的數(shù)據(jù)。
3.按照權(quán)利要求1所述的方法，其中窄頻帶包括小于大約10kHz帶寬的射頻頻帶。
4.按照權(quán)利要求1所述的方法，其中所述接收包括解壓由被傳播的信號(hào)指示的數(shù)據(jù)；逆分組化解壓的數(shù)據(jù)；解碼所述逆分組化數(shù)據(jù)以提供輸出數(shù)據(jù)而基本上沒(méi)有來(lái)自所發(fā)送的數(shù)據(jù)的退化。
5.按照權(quán)利要求2所述的方法，其中所述編碼包括通過(guò)頻移鍵控將復(fù)合信息和混亂信號(hào)調(diào)制到載波信號(hào)上以形成混亂的頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)。
6.按照權(quán)利要求2所述的方法，其中所述壓縮包括按照Colpitts振蕩器將復(fù)合信息和混亂信號(hào)調(diào)制到載波信號(hào)上。
7.按照權(quán)利要求6所述的方法，其中所述壓縮還包括按照偏斜帳篷映射來(lái)將比特間隔映射到其本身。
8.按照權(quán)利要求7所述的方法，其中所述偏斜帳篷映射顯示流。
9.按照權(quán)利要求4所述的方法，其中所述解碼包括通過(guò)高速檢測(cè)來(lái)解調(diào)來(lái)自載波信號(hào)的復(fù)合信息和混亂信號(hào)，以基本上恢復(fù)所發(fā)送的數(shù)據(jù)。
10.按照權(quán)利要求9所述的方法，其中所述高速檢測(cè)包括相位檢測(cè)和頻率檢測(cè)中至少一個(gè)。
11.按照權(quán)利要求1所述的方法，其中以里德-索羅蒙糾錯(cuò)碼表示編碼數(shù)據(jù)。
12.按照權(quán)利要求1所述的方法，其中指示混亂頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)的信號(hào)使用通過(guò)非線性映射函數(shù)驅(qū)動(dòng)的Colpitts振蕩器的非線性操作而響應(yīng)于混亂的產(chǎn)生，從而有助于在所述發(fā)送和所述接收之間的同步。
13.按照權(quán)利要求12所述的方法，其中所述非線性映射函數(shù)包括偏斜帳篷映射。
14.按照權(quán)利要求1所述的方法，其中指示混亂頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)的信號(hào)是中頻信號(hào)。
15.按照權(quán)利要求1所述的方法，還包括至少下列之一在傳播之前對(duì)指示混亂頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)的信號(hào)進(jìn)行緩沖；在傳播之后對(duì)指示混亂頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)的信號(hào)進(jìn)行緩沖。
16.按照權(quán)利要求2所述的方法，其中所述編碼包括按照顯示流的非線性映射函數(shù)通過(guò)頻移鍵控導(dǎo)出混亂信號(hào)。
17.按照權(quán)利要求16所述的方法，其中所述顯示流的非線性映射函數(shù)是偏斜帳篷映射。
18.按照權(quán)利要求4所述的方法，其中所述解碼包括通過(guò)按照顯示流的非線性映射函數(shù)的相位比較和頻率比較中的至少一個(gè)而導(dǎo)出混亂信號(hào)。
19.按照權(quán)利要求18所述的方法，其中所述非線性映射函數(shù)包括偏斜帳篷映射。
20.按照權(quán)利要求18所述的方法，其中所述解碼還包括產(chǎn)生發(fā)送器映射的精確復(fù)制品以按照所述相位比較和頻率比較中的至少一個(gè)來(lái)比較；產(chǎn)生差錯(cuò)信號(hào)以糾錯(cuò)。
21.按照權(quán)利要求1所述的方法，還包括將所述接收與由時(shí)鐘信號(hào)的定期復(fù)位所遵循的初始模式同步，從而控制混亂的軌跡。
22.一種用于窄帶混亂頻移鍵控的系統(tǒng)(110)，包括前向糾錯(cuò)編碼器(118)，用于接收輸入的數(shù)據(jù)；數(shù)據(jù)分組化器(120)，與所述前向糾錯(cuò)編碼器進(jìn)行信號(hào)通信；壓縮編碼器(122)，與所述數(shù)據(jù)分組化器進(jìn)行信號(hào)通信；射頻鏈路(114)，與所述壓縮編碼器進(jìn)行信號(hào)通信；壓縮解碼器(124)，與所述射頻鏈路進(jìn)行信號(hào)通信；數(shù)據(jù)逆分組化器(126)，與所述壓縮解碼器進(jìn)行信號(hào)通信；前向糾錯(cuò)解碼器(128)，與所述數(shù)據(jù)逆分組化器進(jìn)行信號(hào)通信，用于通過(guò)控制混亂的軌跡而恢復(fù)所述輸入的數(shù)據(jù)。
23.按照權(quán)利要求22所述的系統(tǒng)，其中所述前向糾錯(cuò)編碼器包括編碼器(214)，用于接收高速比特流數(shù)據(jù)；映射產(chǎn)生器(216)，與所述編碼器進(jìn)行信號(hào)通信；本地振蕩器(218)，用于與所述映射產(chǎn)生器進(jìn)行信號(hào)通信；中頻濾波器(224)，與所述本地振蕩器進(jìn)行信號(hào)通信；射頻濾波器(232)和放大器中的至少一個(gè)，與所述中頻濾波器進(jìn)行信號(hào)通信，其中所述射頻濾波器和放大器中的至少一個(gè)響應(yīng)于載波信號(hào)。
24.按照權(quán)利要求23所述的系統(tǒng)，其中所述編碼器包括邊緣檢測(cè)器(316)，用于接收輸入的數(shù)據(jù)；至少一個(gè)時(shí)鐘分頻器(312，314)，與所述邊緣檢測(cè)器進(jìn)行信號(hào)通信，用于接收時(shí)鐘信號(hào)；至少一個(gè)序列產(chǎn)生器(318，320)，與所述邊緣檢測(cè)器和所述至少一個(gè)時(shí)鐘分頻器進(jìn)行信號(hào)通信；復(fù)用器(322)，與所述至少一個(gè)序列產(chǎn)生器進(jìn)行信號(hào)通信。
25.按照權(quán)利要求22所述的系統(tǒng)，其中所述前向糾錯(cuò)解碼器包括本地振蕩器(416)；低噪聲放大器和混合器(414)中的至少一個(gè)，與所述本地振蕩器進(jìn)行信號(hào)通信，用于接收傳播的信號(hào)；帶通濾波器(418)，與所述至少一個(gè)低噪聲放大器或混合器進(jìn)行信號(hào)通信；中頻放大器(420)，與所述帶通濾波器進(jìn)行信號(hào)通信；解調(diào)器(422)，用于與所述中頻放大器進(jìn)行信號(hào)通信；電平變換器和濾波器(424)中的至少一個(gè)，與所述解調(diào)器進(jìn)行信號(hào)通信；數(shù)據(jù)解碼器(426)，與所述電平變換器和濾波器中的至少一個(gè)進(jìn)行信號(hào)通信，用于驅(qū)動(dòng)高速數(shù)據(jù)信道。
26.按照權(quán)利要求25所述的系統(tǒng)，其中所述帶通濾波器是可調(diào)諧的。
27.按照權(quán)利要求25所述的系統(tǒng)，其中所述數(shù)據(jù)解碼器包括邊緣檢測(cè)器(512)，用于接收編碼的數(shù)據(jù)；至少一個(gè)計(jì)數(shù)器(516，520)，與所述邊緣檢測(cè)器進(jìn)行信號(hào)通信；至少一個(gè)計(jì)數(shù)檢測(cè)器(518，522)，與所述至少一個(gè)計(jì)數(shù)器進(jìn)行信號(hào)通信；同步器(526)，與所述至少一個(gè)計(jì)數(shù)檢測(cè)器進(jìn)行信號(hào)通信；鎖存器(528)，與所述同步器進(jìn)行信號(hào)通信，用于鎖存輸出數(shù)據(jù)。
28.按照權(quán)利要求25的系統(tǒng)，其中所述數(shù)據(jù)解碼器還包括相位比較器和頻率比較器中的至少一個(gè)。
29.一種用于信號(hào)發(fā)送和接收的系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包括用于發(fā)送指示混亂頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)和混亂相移鍵控中的至少一個(gè)的信號(hào)的裝置；用于在窄頻帶內(nèi)傳播所發(fā)送的信號(hào)的裝置；用于接收所傳播的信號(hào)，并通過(guò)控制混亂的軌跡基本上沒(méi)有使所指示的數(shù)據(jù)退化的裝置。
30.按照權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，其中所述用于發(fā)送的裝置包括用于提供輸入數(shù)據(jù)的部件；用于編碼所提供的數(shù)據(jù)以前向糾錯(cuò)的部件；用于分組化所編碼的數(shù)據(jù)的部件；用于壓縮被分組化的數(shù)據(jù)以提供用于調(diào)制的編碼的數(shù)據(jù)的部件。
31.按照權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，其中窄頻帶包括小于大約10kHz帶寬的射頻頻帶。
32.按照權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，其中所述用于接收的裝置包括用于解壓由所傳播的信號(hào)指示的數(shù)據(jù)的部件；用于逆分組化所解壓的數(shù)據(jù)的部件；用于解碼所述逆分組化的數(shù)據(jù)以提供輸出數(shù)據(jù)，而基本上沒(méi)有來(lái)自所發(fā)送的數(shù)據(jù)的退化的部件。
33.按照權(quán)利要求30所述的系統(tǒng)，其中所述用于編碼的部件包括用于通過(guò)頻移鍵控將復(fù)合信息和混亂信號(hào)調(diào)制到載波信號(hào)上以形成混亂頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)的單元。
34.按照權(quán)利要求30所述的系統(tǒng)，其中所述用于壓縮的部件包括用于按照Colpitts振蕩器將復(fù)合信息和混亂信號(hào)調(diào)制到載波信號(hào)上的單元。
35.按照權(quán)利要求34所述的系統(tǒng)，其中所述用于壓縮的部件還包括用于按照偏斜帳篷映射將比特間隔映射到其本身的單元。
36.按照權(quán)利要求35所述的系統(tǒng)，其中所述偏斜帳篷映射顯示流。
37.按照權(quán)利要求32所述的系統(tǒng)，其中所述用于解碼的部件包括用于通過(guò)高速檢測(cè)來(lái)解調(diào)來(lái)自載波信號(hào)的復(fù)合信息和混亂信號(hào)從而基本上恢復(fù)所發(fā)送的數(shù)據(jù)的單元。
38.按照權(quán)利要求37所述的系統(tǒng)，其中所述用于高速檢測(cè)的單元包括用于相位檢測(cè)和頻率檢測(cè)中的至少一個(gè)的單元。
39.按照權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，還包括用于以里德-索羅蒙糾錯(cuò)碼表示編碼的數(shù)據(jù)的裝置。
40.按照權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，其中指示混亂頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)的信號(hào)使用通過(guò)非線性映射部件驅(qū)動(dòng)的Colpitts振蕩器的非線性操作而響應(yīng)于混亂的產(chǎn)生，從而有助于在所述發(fā)送裝置和所述接收裝置之間的同步。
41.按照權(quán)利要求40所述的系統(tǒng)，其中所述用于非線性映射的部件包括用于限定偏斜帳篷映射的單元。
42.按照權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，其中指示混亂頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)的信號(hào)是中頻信號(hào)。
43.按照權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，還包括下列的至少一個(gè)用于在傳播之前對(duì)指示混亂頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)的信號(hào)進(jìn)行緩沖的裝置；用于在傳播之后對(duì)指示混亂頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)的信號(hào)進(jìn)行緩沖的裝置。
44.按照權(quán)利要求30所述的系統(tǒng)，其中所述用于編碼的部件包括用于按照顯示流的非線性映射部件通過(guò)頻移鍵控導(dǎo)出混亂信號(hào)的單元。
45.按照權(quán)利要求44所述的系統(tǒng)，其中所述用于顯示流的非線性映射的部件包括用于定義偏斜帳篷映射的單元。
46.按照權(quán)利要求32所述的系統(tǒng)，其中所述用于解碼的部件包括用于通過(guò)按照用于顯示流的非線性映射的部件的相位比較和頻率比較中的至少一個(gè)而導(dǎo)出混亂信號(hào)的單元。
47.按照權(quán)利要求46所述的系統(tǒng)，其中所述用于非線性映射的部件包括用于限定偏斜帳篷映射的單元。
48.按照權(quán)利要求46所述的系統(tǒng)，其中所述用于解碼的部件還包括用于產(chǎn)生發(fā)送器映射的精確復(fù)制品，并從而按照用于相位比較和頻率比較中的所述至少一個(gè)的單元來(lái)進(jìn)行比較的單元；用于產(chǎn)生差錯(cuò)信號(hào)以糾錯(cuò)的單元。
49.按照權(quán)利要求29所述的系統(tǒng)，還包括用于將所述用于接收的裝置與初始模式同步的裝置；用于定期復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)以控制混亂的軌跡的裝置。
50.一種可以由機(jī)器讀取的程序存儲(chǔ)器件，可觸知地實(shí)現(xiàn)由機(jī)器可執(zhí)行的指令的程序，以便執(zhí)行用于信號(hào)發(fā)送和信號(hào)接收的方法步驟，所述方法步驟包括發(fā)送指示混亂頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)和混亂相移鍵控?cái)?shù)據(jù)中的至少一個(gè)的信號(hào)；在窄頻帶內(nèi)傳播所發(fā)送的信號(hào)；接收所述被傳播的信號(hào)，并且通過(guò)控制混亂的軌跡而基本上沒(méi)有使所指示的數(shù)據(jù)退化。
51.按照權(quán)利要求50所述的程序存儲(chǔ)器件，其中所述發(fā)送步驟包括步驟提供輸入的數(shù)據(jù)；編碼所提供的數(shù)據(jù)以前向糾錯(cuò)；分組化所編碼的數(shù)據(jù)；壓縮被分組化的數(shù)據(jù)，以提供用于調(diào)制的編碼數(shù)據(jù)。
52.按照權(quán)利要求50所述的程序存儲(chǔ)器件，其中窄頻帶包括小于大約10kHz帶寬的射頻頻帶。
53.按照權(quán)利要求50所述的程序存儲(chǔ)器件，其中所述接收步驟包括步驟解壓由被傳播的信號(hào)指示的數(shù)據(jù)；逆分組化解壓的數(shù)據(jù)；解碼所述逆分組化數(shù)據(jù)以提供輸出數(shù)據(jù)，而基本上沒(méi)有來(lái)自所發(fā)送的數(shù)據(jù)的退化。
54.按照權(quán)利要求51所述的程序存儲(chǔ)器件，其中所述編碼步驟包括步驟通過(guò)頻移鍵控將復(fù)合信息和混亂信號(hào)調(diào)制到載波信號(hào)上以形成混亂的頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)。
55.按照權(quán)利要求51所述的程序存儲(chǔ)器件，其中所述壓縮步驟包括步驟按照Colpitts振蕩器將復(fù)合信息和混亂信號(hào)調(diào)制到載波信號(hào)上。
56.按照權(quán)利要求55所述的程序存儲(chǔ)器件，其中所述壓縮步驟還包括步驟按照偏斜帳篷映射來(lái)將比特間隔映射到其本身。
57.按照權(quán)利要求56所述的程序存儲(chǔ)器件，其中所述偏斜帳篷映射顯示流。
58.按照權(quán)利要求53所述的程序存儲(chǔ)器件，其中所述解碼的步驟包括步驟通過(guò)高速檢測(cè)來(lái)解調(diào)來(lái)自載波信號(hào)的復(fù)合信息和混亂信號(hào)以基本上恢復(fù)所發(fā)送的數(shù)據(jù)。
59.按照權(quán)利要求58所述的程序存儲(chǔ)器件，其中所述高速檢測(cè)步驟包括相位檢測(cè)和頻率檢測(cè)中的至少一個(gè)步驟。
60.按照權(quán)利要求50所述的程序存儲(chǔ)器件，其中以里德-索羅蒙糾錯(cuò)碼表示編碼數(shù)據(jù)。
61.按照權(quán)利要求50所述的程序存儲(chǔ)器件，其中指示混亂頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)的信號(hào)使用通過(guò)非線性映射函數(shù)驅(qū)動(dòng)的Colpitts振蕩器的非線性操作而響應(yīng)于混亂的產(chǎn)生，從而有助于在所述發(fā)送步驟和所述接收步驟之間的同步。
62.按照權(quán)利要求61所述的程序存儲(chǔ)器件，其中所述非線性映射函數(shù)包括偏斜帳篷映射。
63.按照權(quán)利要求50所述的程序存儲(chǔ)器件，其中指示混亂頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)的信號(hào)是中頻信號(hào)。
64.按照權(quán)利要求50所述的程序存儲(chǔ)器件，還包括至少下列之一的步驟在傳播之前對(duì)指示混亂頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)的信號(hào)進(jìn)行緩沖；在傳播之后對(duì)指示混亂頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)的信號(hào)進(jìn)行緩沖。
65.按照權(quán)利要求51所述的程序存儲(chǔ)器件，其中所述編碼步驟包括步驟按照顯示流的非線性映射函數(shù)通過(guò)頻移鍵控導(dǎo)出混亂信號(hào)。
66.按照權(quán)利要求65所述的程序存儲(chǔ)器件，其中所述顯示流的非線性映射函數(shù)是偏斜帳篷映射。
67.按照權(quán)利要求53所述的程序存儲(chǔ)器件，其中所述解碼步驟包括步驟通過(guò)按照顯示流的非線性映射函數(shù)的相位比較和頻率比較中的至少一個(gè)而導(dǎo)出混亂信號(hào)。
68.按照權(quán)利要求67所述的程序存儲(chǔ)器件，其中所述非線性映射函數(shù)包括偏斜帳篷映射。
69.按照權(quán)利要求67所述的程序存儲(chǔ)器件，其中所述解碼步驟還包括步驟產(chǎn)生發(fā)送器映射的精確復(fù)制品，以按照所述相位比較和頻率比較中的至少一個(gè)來(lái)進(jìn)行比較；產(chǎn)生差錯(cuò)信號(hào)以糾錯(cuò)。
70.按照權(quán)利要求50所述的程序存儲(chǔ)器件，還包括步驟將所述接收步驟與初始模式同步；和定期復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)，以控制混亂的軌跡。
全文摘要
一種用于通過(guò)窄帶混亂(chaos)頻移鍵控來(lái)進(jìn)行信號(hào)發(fā)送和信號(hào)接收的系統(tǒng)(110)和方法，所述系統(tǒng)包括前向糾錯(cuò)編碼器(118)，用于接收輸入的數(shù)據(jù)；數(shù)據(jù)分組化器(120)，它與所述前向糾錯(cuò)編碼器進(jìn)行信號(hào)通信；壓縮編碼器(122)，它與所述數(shù)據(jù)分組化器進(jìn)行信號(hào)通信；射頻鏈路(114)，與所述壓縮編碼器進(jìn)行信號(hào)通信；壓縮解碼器(124)，它與所述射頻鏈路進(jìn)行信號(hào)通信；數(shù)據(jù)逆分組化器(depacketizer)(126)，與所述壓縮解碼器進(jìn)行信號(hào)通信；前向糾錯(cuò)解碼器(128)，與所述數(shù)據(jù)逆分組化器進(jìn)行信號(hào)通信，以通過(guò)控制混亂的軌跡而恢復(fù)輸入的數(shù)據(jù)；其中所述方法包括步驟發(fā)送指示混亂頻移鍵控?cái)?shù)據(jù)的信號(hào)；在窄頻帶內(nèi)傳播所發(fā)送的信號(hào)；接收所述被傳播的信號(hào)，并且通過(guò)控制混亂的軌跡而基本上沒(méi)有使所指示的數(shù)據(jù)退化。
文檔編號(hào)H04L27/00GK1600006SQ02810424
公開(kāi)日2005年3月23日 申請(qǐng)日期2002年5月17日 優(yōu)先權(quán)日2001年5月24日
發(fā)明者錢德拉·莫漢 申請(qǐng)人:阿特林克斯美國(guó)公司