專利名稱：信號鎖定指示判定的實現(xiàn)方法及其裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及移動通信技術領域，尤其涉及一種信號鎖定指示判定的實現(xiàn)方法及其裝置。
背景技術：
移動通信系統(tǒng)中，為了提高信號接收端接收信號的質(zhì)量，在信號發(fā)射端采用了由多個發(fā)射天線組成的發(fā)射分集進行通信信號的發(fā)射。例如在WCDMA(寬帶碼分多址)通信系統(tǒng)的基站中便采用了發(fā)射分集技術，基站發(fā)射分集技術可以有效的抵抗多徑衰落，它通過對來自多個發(fā)射天線的信號進行合并以提高接收信號質(zhì)量。
在發(fā)射分集條件下，信號通過兩條相互獨立的路徑到達用戶端，用戶端的信號接收端通常包括幾個接收支路，每一個接收支路中均設置有一個鎖定指示判定單元，所采用的鎖定指示判定方法為分別計算出接收信號能量和噪聲能量，具體的計算方法如圖1所示，將接收信號進行解擴處理后，再進行求平方和處理，獲得信號能量，同時將接收信號進行解擴處理后，再進行求平方和處理，獲得噪聲信號能量，并將噪聲信號能量與噪聲門限因子相乘獲得噪聲門限值；然后將該接收支路中接收信號的能量與噪聲門限相比，如果信號能量小于噪聲門限，則判定失鎖，該接收支路輸出的信號不參與接收信號的MRC(最大比合并)；如果信號能量大于噪聲能量，則判定鎖定，該接收支路輸出的信號參與接收信號的MRC。
由上述現(xiàn)有技術方案可以看出，現(xiàn)有的鎖定指示算法不能很好的利用兩條傳輸路徑的信息，因為現(xiàn)有的鎖定指示算法只使用一路本地PN(偽隨機)碼序列與接收信號相關，因此在發(fā)射分集條件下另一條傳輸路徑的信息就損失掉了，也因此降低了現(xiàn)有的信號鎖定指示判定方法的可靠性。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種信號鎖定指示判定的實現(xiàn)方法及其裝置，充分利用發(fā)射分集中多個發(fā)射天線的增益，增加鎖定指示判定的可靠性。
本發(fā)明的目的是這樣實現(xiàn)的一種信號鎖定指示判定的實現(xiàn)方法，是將接收信號分別與發(fā)射分集各發(fā)射天線的PN(偽隨機)碼序列相關解擴，計算出信號能量，并與噪聲門限進行比較進行信號鎖定指示判定。
所述的發(fā)射分集包含兩個發(fā)射天線發(fā)射天線1和發(fā)射天線2。
該方法進一步包括a、將基帶信號與發(fā)射天線1的PN碼序列共軛相乘，并根據(jù)解擴后的數(shù)據(jù)得到信號能量1；b、將基帶信號與發(fā)射天線2的PN碼序列共軛相乘，并根據(jù)解擴后的數(shù)據(jù)得到信號能量2；c、計算出信號能量1與信號能量2之和作為總的信號能量；d、將總的信號能量與噪聲門限比較進行信號鎖定指示判定。
所述的步驟c還包括將總的信號能量作一階FIR(有限長單位脈沖響應)濾波后，執(zhí)行步驟d。
所述的步驟d包括d1、將基帶信號延遲N個采樣點后，與本地的PN碼序列共軛相乘，并計算出I、Q兩路解擴數(shù)據(jù)的平方和，作為基帶信號的噪聲信號能量；d2、將計算出的噪聲信號能量作一階FIR濾波后與噪聲門限因子相乘，獲得到噪聲門限值；d3、將總的信號能量與噪聲門限比較進行信號鎖定指示判定，并輸出鎖定指示判定結(jié)果。
步驟d1所述的基帶信號延遲采樣點個數(shù)N的取值范圍為20倍采樣點數(shù)至800倍采樣點數(shù)。
一種信號鎖定指示判定的實現(xiàn)裝置，包括信號能量計算模塊接收基帶信號，將其分別與發(fā)射分集中各個發(fā)射天線的PN碼序列進行相關解擴處理，計算各個信號能量，并根據(jù)各個信號能量計算出總的信號能量，再輸出給比較器；噪聲門限值計算模塊接收基帶信號，計算其噪聲信號能量，再根據(jù)噪聲信號能量計算出噪聲門限值，并輸出給比較器；比較器分別接收信號能量計算模塊輸出的總的信號能量和噪聲門限值計算模塊輸出的噪聲門限值，并進行比較，確定鎖定指示判定結(jié)果后輸出。
所述的信號能量計算模塊還包括
單路信號能量計算子模塊接收基帶信號，將其與發(fā)射分集中每一個發(fā)射天線的PN碼序列進行相關解擴處理，計算每一路信號能量后輸出給總的信號能量計算子模塊；總的信號能量計算子模塊接收各單路信號能量計算子模塊輸出的各路信號能量，并求其和，得到接收信號的總的信號能量后輸出給一階FIR濾波器；一階FIR濾波器接收總的信號能量計算子模塊輸出的總的信號能量，并進行平滑濾波后輸出給比較器。
所述的單路信號能量計算子模塊的個數(shù)與天線的個數(shù)一致。
所述的噪聲門限計算模塊包括信號延遲子模塊接收基帶信號，并作延遲處理后輸出；噪聲信號能量計算子模塊接收延遲后的基帶信號，計算其噪聲信號能量，并輸出給一階FIR濾波器；一階FIR濾波器接收噪聲能量計算子模塊輸出的噪聲信號能量，并進行平滑濾波后輸出給噪聲門限值計算子模塊；噪聲門限值計算子模塊接收一階FIR濾波器輸出的噪聲信號能量，將其與噪聲門限因子相乘，獲得噪聲門限值后輸出給比較器。
由上述技術方案可以看出，本發(fā)明采用了將發(fā)射分集下多條傳輸路徑信息與接收信號相關，進行信號能量的計算，并利用計算出的與各傳輸路徑信息相關的信號能量之和進行信號鎖定指示判定。因此，本發(fā)明充分利用了發(fā)射分集中多個發(fā)射天線的增益，提高了信號鎖定指示判定的可靠性。


圖1為現(xiàn)有信號鎖定指示判定方法示意圖；圖2為本發(fā)明的應用示意圖；圖3為本發(fā)明所述的信號鎖定指示判定方法及裝置的示意圖；圖4為PN碼序列示意圖；圖5為比較器鎖定指示判定示意圖。
具體實施例方式
本發(fā)明所提供的技術方案利用了發(fā)射分集下多個本地PN碼序列與接收信號相關解擴，進行信號能量的計算，從而充分利用發(fā)射分集下多個天線的增益，增加了信號鎖定指示判決的可靠性?，F(xiàn)以發(fā)射分集下共有兩了個發(fā)射天線為例對本發(fā)明作進一步說明，本發(fā)明所述的信號鎖定指示判定方法及裝置如圖2、圖3所示本發(fā)明所述的信號鎖定指示判定的實現(xiàn)裝置提供了一種新的鎖定指示判定單元，其應用環(huán)境如圖2所示，其結(jié)構(gòu)如圖3所示，包括單路信號能量計算子模塊用于將接收信號與發(fā)射分集中單個發(fā)射天線的PN碼序列相關解擴處理，計算該路信號能量；該模塊共有兩個，其結(jié)構(gòu)進一步包括
信號解擴部分接收基帶信號，將其分別與發(fā)射分集中各個發(fā)射天線的PN碼序列共軛相乘，進行接收信號的解擴處理后輸出給信號求平方和部分；信號求平方和部分接收信號解擴部分輸出的解擴數(shù)據(jù)，并對解擴處理獲得的I、Q兩路數(shù)據(jù)進行求平方和處理，計算一路信號能量后輸出給總的信號能量計算子模塊；總的信號能量計算子模塊接收單路信號能量計算子模塊輸出的各路信號能量，并通過求和部分對其進行求和，獲得接收信號的總的信號能量后輸出給比較器；一階FIR(有限長單位脈沖響應)濾波器接收總的信號能量計算子模塊輸出的總的信號能量，并進行平滑濾波后輸出給比較器；噪聲門限計算模塊用于根據(jù)接收信號計算噪聲門限值，該模塊進一步包括接收信號延遲子模塊接收基帶信號，并將其作延遲處理后輸出給噪聲信號能量計算子模塊的信號解擴部分；噪聲信號能量計算子模塊接收延遲后的基帶信號，并計算出噪聲信號能量后輸出一階FIR波器；該子模塊進一步包括信號解擴部分接收基帶信號，將其與本地的PN碼序列共軛相乘，進行接收信號的解擴處理后輸出給信號求平方和部分；
信號求平方和部分接收信號解擴部分輸出的解擴數(shù)據(jù)，并對解擴處理獲得的I、Q兩路數(shù)據(jù)進行求平方和處理，獲得噪聲信號能量后輸出一階FIR濾波器；一階FIR濾波器接收噪聲信號能量計算子模塊輸出的噪聲信號能量，并進行平滑濾波后輸出給噪聲門限值計算子模塊；噪聲門限值計算子模塊接收一階FIR濾波器輸出的噪聲信號能量，并將其與噪聲門限因子相乘，獲得噪聲門限值后輸出給比較器；比較器接收信號能量計算模塊輸出的總的信號能量和噪聲門限值計算模塊輸出的噪聲門限值，并進行比較，確定鎖定指示判定結(jié)果后輸出給圖2中的MRC模塊。
本發(fā)明所述的信號鎖定指示判定的實現(xiàn)方法包括以下步驟步驟1通常接收端由許多接收支路組成，每一個接收支路中都會有一個鎖定指示判定模塊；將天線接收到的信號經(jīng)過射頻和基帶信號處理模塊處理后，變?yōu)榛鶐盘?，并送到鎖定指示判定單元進行鎖定指示判定處理；步驟2基帶信號首先與天線1的PN碼序列共軛相乘，完成信號的解擴，即采用下述公式進行計算symbol1_i(k)+j*symbol1_q(k)]]>=Σk{chip_i(k)+j*chip_q(k)}*{PN1_i(k)-j*PN1_q(k)}]]>symbol1_i(k)=Σkchip_i(k)*PN1_i(k)+chip_q(k)*PN1_q(k)]]>symbol1_q(k)=Σkchip_q(k)*PN1_i(k)-chip_i(k)*PN1_q(k)]]>
其中chip_i(k)和chip_q(k)分別為接收信號I、Q兩路數(shù)據(jù)；PN1_i(k)，PN1_q(k)為本地產(chǎn)生的天線1的PN碼序列，如圖4所示，其中天線1上的PN碼序列在非分集情況下發(fā)射；而在發(fā)射分集情況下，天線1和天線2上的PN碼序列同時發(fā)射；symbol1_i(k)和symbol1_q(k)分別為解擴后I、Q兩路數(shù)據(jù)；步驟3計算利用天線1的PN碼序列解擴后得到的I、Q兩路數(shù)據(jù)的平方和，即計算出天線1的PN碼序列對應的信號能量1；signal_pwr1＝symbol1_i2(k)+symbol1_q2(k)其中signal_pwr1表示信號能量1；步驟4將基帶信號與天線2PN碼序列共軛相乘，完成信號的解擴，即采用下述公式進行計算symbol2_i(k)+j*symbol2_q(k)]]>=Σk{chip_i(k)+j*chip_q(k)}*{PN2_i(k)-j*PN2_q(k)}]]>symbol2_i(k)=Σkchip_i(k)*PN2_i(k)+chip_q(k)*PN2_q(k)]]>symbol2_q(k)=Σkchip_q(k)*PN2_i(k)-chip_i(k)*PN2_q(k)]]>其中chip_i(k)和chip_q(k)分別為接收信號I、Q兩路數(shù)據(jù)；PN2_i(k)、PN2_q(k)為本地產(chǎn)生的天線1的PN碼序列；symbol2_i(k)和symbol2_q(k)為解擴后的I、Q兩路數(shù)據(jù)；步驟5計算利用天線2的PN碼序列解擴后得到的I、Q兩路數(shù)據(jù)的平方和，即計算出天線2的PN碼序列對應的信號能量2；signal_pwr2＝symbol2_i2(k)+symbol2_q2(k)
其中signal_pwr2表示信號能量2；步驟6計算總的信號能量signal_pwr(K)，即signal_pwr(k)＝signal_pwr1(k)+signal_pwr2(k)步驟7將總的信號能量作一階FIR濾波處理out_pwr(0)＝signal_pwr(0)out_pwr(1)＝alfa*out_pwr(0)+(1-alfa)*signal_pwr(1)out_pwr(2)＝alfa*out_pwr(1)+(1-alfa)*signal_pwr(2)……其中alfa為一階FIR濾波器系數(shù)，通常alfa取值在0.5到0.995之間；FIR濾波器的主要作用為平滑信號能量；步驟8將基帶信號延遲N個采樣點；N的取值范圍一般在20倍采樣點數(shù)到800倍采樣點數(shù)之間；步驟9將延遲后的數(shù)據(jù)與本地的PN碼序列共軛相乘，完成延遲后數(shù)據(jù)的解擴；步驟10計算解擴后的I、Q兩路數(shù)據(jù)的平方和，以獲得基帶信號的噪聲信號能量；步驟11將噪聲信號能量作一階FIR濾波處理，其中噪聲信號能量作一階FIR濾波的濾波器因子取值，與步驟7中對信號能量作一階FIR濾波的濾波器因子取值相同；步驟12平滑后的噪聲信號能量乘以噪聲門限因子后作為噪聲門限送入比較器；
步驟13比較器比較信號能量與噪聲門限的大小；如圖5所示，如果信號能量小于噪聲門限，則判定失鎖，比較器輸出失鎖指示信號“0”；如果信號能量大于噪聲門限，則判定鎖定，比較器輸出鎖定指示信號“1”。
至此，信號鎖定指示判定的實現(xiàn)方法過程結(jié)束，并進入無線通信系統(tǒng)中其它相應的處理過程，如圖2所示，包括以下步驟步驟14每一個接收支路的鎖定指示狀態(tài)，即比較器輸出的鎖定指示信號或失鎖指示信號都被送入到MRC模塊中；根據(jù)每一個接收支路的鎖定指示狀態(tài)，判斷每一個接收支路的輸出數(shù)據(jù)是否參與合并；如果接收支路的鎖定指示狀態(tài)為鎖定，則此接收支路的輸出數(shù)據(jù)參與合并；如果接收支路的鎖定指示狀態(tài)為失鎖，則此接收支路的輸出數(shù)據(jù)不參與合并；步驟15合并后的數(shù)據(jù)被送入數(shù)據(jù)提取模塊中，提取出接收信號的數(shù)據(jù)比特；步驟16提取出的數(shù)據(jù)比特被送入譯碼模塊；譯碼結(jié)束后，輸出原始數(shù)據(jù)比特。
權(quán)利要求
1.一種信號鎖定指示判定的實現(xiàn)方法，其特征在于將接收信號分別與發(fā)射分集各發(fā)射天線的PN(偽隨機)碼序列相關解擴，計算出信號能量，并與噪聲門限值進行比較進行信號鎖定指示判定。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信號鎖定指示判定的實現(xiàn)方法，其特征在于所述的發(fā)射分集包含兩個發(fā)射天線發(fā)射天線1和發(fā)射天線2。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的信號鎖定指示判定的實現(xiàn)方法，其特征在于該方法進一步包括a、將基帶信號與發(fā)射天線1的PN碼序列共軛相乘，并根據(jù)解擴后的數(shù)據(jù)得到信號能量1；b、將基帶信號與發(fā)射天線2的PN碼序列共軛相乘，并根據(jù)解擴后的數(shù)據(jù)得到信號能量2；c、將信號能量1與信號能量2之和作為總的信號能量；d、將總的信號能量與噪聲門限值比較進行信號鎖定指示判定。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的信號鎖定指示判定的實現(xiàn)方法，其特征在于所述的信號能量1和信號能量2分別為基帶信號解擴后的I、Q兩路數(shù)據(jù)的平方和。
5.根據(jù)權(quán)利要求3所述的信號鎖定指示判定的實現(xiàn)方法，其特征在于所述的步驟c還包括將總的信號能量作一階FIR(有限長單位脈沖響應)濾波后，執(zhí)行步驟d。
6.根據(jù)權(quán)利要求3、4或5所述的信號鎖定指示判定的實現(xiàn)方法，其特征在于所述的步驟d包括d1、將基帶信號延遲N個采樣點后，與本地的PN碼序列共軛相乘，并確定解擴后的I、Q兩路數(shù)據(jù)的平方和，作為基帶信號的噪聲信號能量；d2、將噪聲信號能量作一階FIR濾波后與噪聲門限因子相乘，獲得到噪聲門限值；d3、將總的信號能量與噪聲門限值比較進行信號鎖定指示判定，并輸出鎖定指示判定結(jié)果。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的信號鎖定指示判定的實現(xiàn)方法，其特征在于步驟d1所述的基帶信號延遲采樣點個數(shù)N的取值范圍為20倍采樣點數(shù)至800倍采樣點數(shù)。
8.一種信號鎖定指示判定的實現(xiàn)裝置，其特征在于包括信號能量計算模塊接收基帶信號，分別與發(fā)射分集中各個發(fā)射天線的PN碼序列進行相關解擴處理，確定各信號能量，并根據(jù)各信號能量確定總的信號能量，并把總的信號能量輸出給比較器；噪聲門限值計算模塊接收基帶信號，計算出其噪聲信號能量，再根據(jù)噪聲信號能量確定噪聲門限值，并將噪聲門限值輸出給比較器；比較器接收信號能量計算模塊輸出的總的信號能量和噪聲門限值計算模塊輸出的噪聲門限值，并進行比較，確定鎖定指示判定結(jié)果后輸出。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的信號鎖定指示判定的實現(xiàn)裝置，其特征在于所述的信號能量計算模塊還包括單路信號能量計算子模塊接收基帶信號，并將其與發(fā)射分集中每一個發(fā)射天線的PN碼序列相關解擴處理，確定每一路路信號能量并輸出給總的信號能量計算子模塊；總的信號能量計算子模塊接收各單路信號能量計算子模塊輸出的各路信號能量，并求其和，得到接收信號的總的信號能量后輸出給一階FIR濾波器；一階FIR濾波器接收總的信號能量計算子模塊輸出的總的信號能量，并將其進行平滑濾波后輸出給比較器。
10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的信號鎖定指示判定的實現(xiàn)裝置，其特征在于所述的單路信號能量計算子模塊的個數(shù)與天線的個數(shù)一致。
11.根據(jù)權(quán)利要求8所述的信號鎖定指示判定的實現(xiàn)裝置，其特征在于所述的噪聲門限計算模塊包括信號延遲子模塊接收基帶信號，并作延遲處理后輸出；噪聲信號能量計算子模塊接收信號延遲子模塊輸出的延遲后的基帶信號，通過解擴及求平方和處理以確定其噪聲信號能量，并輸出給一階FIR濾波器；一階FIR濾波器接收噪聲信號能量計算子模塊輸出的噪聲信號能量，并進行平滑濾波后輸出給噪聲門限值計算子模塊；噪聲門限值計算子模塊接收一階FIR濾波器輸出的噪聲信號能量，并將其與噪聲門限因子相乘，獲得噪聲門限值并輸出給比較器。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種信號鎖定指示判定的實現(xiàn)方法及其裝置。所述的方法為將接收信號分別與發(fā)射分集各發(fā)射天線的PN碼序列相關解擴計算出信號能量，并與噪聲門限值比較進行信號鎖定指示判定。所述的裝置包括用于將接收信號分別與發(fā)射分集中各個發(fā)射天線的PN碼序列相關解擴處理計算各個信號能量，并根據(jù)各個信號能量計算出總的信號能量的信號能量計算模塊、噪聲門限值計算模塊和比較器。本發(fā)明充分利用了發(fā)射分集中多個發(fā)射天線的增益，提高了信號鎖定指示判定的可靠性。
文檔編號H04B7/26GK1490958SQ02144180
公開日2004年4月21日 申請日期2002年10月16日 優(yōu)先權(quán)日2002年10月16日
發(fā)明者邵娟, 娟 邵 申請人:華為技術有限公司