專(zhuān)利名稱(chēng)：寬帶碼分多址系統(tǒng)中的自動(dòng)頻率控制方法及裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及寬帶碼分多址系統(tǒng)(WCDMA)，更具體地涉及頻分雙工(FDD)模式下寬帶碼分多址系統(tǒng)接收終端的自動(dòng)頻率控制(AFC)方法和裝置。
在一般的無(wú)線(xiàn)通信系統(tǒng)中，接收機(jī)都要包含AFC模塊。這是因?yàn)樵诎l(fā)射機(jī)中信號(hào)調(diào)制用的本振頻率與接收機(jī)中信號(hào)混頻用的本振頻率不一致(我們稱(chēng)之為固定頻偏)，混頻后基帶信號(hào)會(huì)殘留有固定頻偏的頻率分量；同時(shí)，由于移動(dòng)造成的多普勒頻偏也會(huì)通過(guò)混頻和濾波保留在基帶信號(hào)中。我們將上述兩種頻率合稱(chēng)為頻偏。它對(duì)基帶信號(hào)處理的影響有一個(gè)量變到質(zhì)變的過(guò)程如果頻偏很小，它對(duì)信號(hào)處理結(jié)果的影響也很小；如果頻偏越大，其影響也越大；當(dāng)頻偏超過(guò)某一值時(shí)，信號(hào)會(huì)出現(xiàn)相位混疊，而直接導(dǎo)致無(wú)法正確判別數(shù)據(jù)內(nèi)容。因此，在通信系統(tǒng)中，一般都有AFC裝置來(lái)校正頻偏，使發(fā)射機(jī)和接收機(jī)在不同的情況下都能保持一定精度的同步。
在美國(guó)專(zhuān)利US 5,828,710，“AFC FREQUENCY SYNCHRONIZATION NETWORK”中，提出了一種適用于Eureka-147數(shù)字音頻廣播系統(tǒng)(DAB)的AFC校正方法，它先將信號(hào)數(shù)字化，然后用快速傅立葉變換(FFT)將信號(hào)變換到頻域，根據(jù)頻率能量的統(tǒng)計(jì)變化趨勢(shì)來(lái)決定頻率偏移的方向(正或負(fù))，并按照方向步進(jìn)調(diào)整壓控振蕩器(VCO)，每一次調(diào)整的步進(jìn)是上一次的1/2。每調(diào)整一次，都要重新根據(jù)頻率能量的統(tǒng)計(jì)變化估計(jì)一次頻偏方向。如此反復(fù)，直到步進(jìn)小于某一設(shè)定值，此時(shí)認(rèn)為頻偏已基本補(bǔ)償。可以看出，這種方法要求每調(diào)整一次，得到的頻率能量前后差值應(yīng)超過(guò)多普勒衰落和噪聲聯(lián)合作用對(duì)頻率能量的影響，否則就不能根據(jù)頻率能量的變化來(lái)決定頻偏方向。
但在WCDMA系統(tǒng)中，這種方法就不適用了。因?yàn)樯鲜龅臄?shù)字音頻廣播DAB系統(tǒng)是一個(gè)調(diào)頻系統(tǒng)，其載波為100MHz的數(shù)量級(jí)，而WCDMA系統(tǒng)的載波為2GHz，因此在相同地面環(huán)境及接收端移動(dòng)速度的情況下，WCDMA系統(tǒng)的信號(hào)衰落比DAB系統(tǒng)的信號(hào)衰落大得多且快得多。因此，在WCDMA系統(tǒng)中，統(tǒng)計(jì)的頻率能量變化方向不能代表頻偏的方向。
本發(fā)明的目的就是提出一種適用于WCDMA系統(tǒng)移動(dòng)終端的AFC方法及裝置，以便進(jìn)行有效的自動(dòng)頻率控制，保證發(fā)射機(jī)和接收機(jī)在一定精度下的同步。
本發(fā)明提供了一種寬帶碼分多址系統(tǒng)中的自動(dòng)頻率控制方法，包括如下步驟1)小區(qū)搜索，以得到時(shí)隙同步、幀同步以及主擾碼號(hào)；2)解擾解擴(kuò)，利用通過(guò)步驟1)所獲得的信息，對(duì)公共導(dǎo)頻信道(CPICH)進(jìn)行解擾解擴(kuò)，得到公共導(dǎo)頻符號(hào)；3)通過(guò)快速傅立葉變換將信號(hào)變換到頻域，經(jīng)過(guò)能量分析提取出頻偏信息；實(shí)現(xiàn)上述自動(dòng)頻率控制方法的自動(dòng)頻率控制裝置，包括小區(qū)搜索模塊，用來(lái)對(duì)接收信號(hào)中的主同步信道、輔同步信道和主公共控制信道處理后得到信號(hào)的時(shí)隙同步、幀同步和主擾碼號(hào)；其特征在于它還包括PN碼發(fā)生器模塊，利用小區(qū)搜索模塊生成的主擾碼號(hào)產(chǎn)生相應(yīng)的PN碼，在時(shí)隙同步信號(hào)和幀同步信號(hào)的控制下，對(duì)CPICH信道進(jìn)行相關(guān)解擾解擴(kuò)；相關(guān)器，輸出CPICH的符號(hào)，每一個(gè)符號(hào)都含有頻偏信息；FFT模塊，將相關(guān)器輸出的離散的CPICH符號(hào)快速傅立葉變換，得到CPICH的頻域信號(hào)；頻率能量比較模塊，對(duì)所得的頻域信號(hào)分段比較，得到每一段中的峰值頻率，并通過(guò)分析峰值頻率的相對(duì)位置獲得頻偏信息。
與其他頻偏估計(jì)的方法相比，本發(fā)明提出的頻偏估計(jì)方法具有以下優(yōu)點(diǎn)1)實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，本方法在硬件實(shí)現(xiàn)上沒(méi)有給系統(tǒng)提出任何額外的要求，即利用系統(tǒng)原有的硬件資源就可實(shí)現(xiàn)。
2)精度可調(diào)。如果小區(qū)搜索提供的三個(gè)信息準(zhǔn)確無(wú)誤，則本方法的估計(jì)精度取決于FFT的變換長(zhǎng)度。變換長(zhǎng)度越長(zhǎng)，則精度越高。但由于變換長(zhǎng)度越長(zhǎng)，運(yùn)算時(shí)間也越長(zhǎng)。因此，實(shí)現(xiàn)時(shí)，精度可調(diào)的范圍是在允許的運(yùn)算時(shí)間內(nèi)。
3)特別適合于WCDMA系統(tǒng)。由于在WCDMA系統(tǒng)中，小區(qū)搜索前，所有信道的信號(hào)都是擴(kuò)頻信號(hào)，其內(nèi)容都是“+1”和“-1”的隨機(jī)組合，雖經(jīng)過(guò)脈沖成形及移動(dòng)信道，但信號(hào)的頻譜仍類(lèi)似噪聲頻譜，頻偏信號(hào)的頻率幾乎被信號(hào)頻譜淹沒(méi)，很難提取。而一般的頻偏估計(jì)方法是直接對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行估計(jì)，因此用一般的頻偏估計(jì)方法是行不通的。在小區(qū)搜索之后，將CPICH解擴(kuò)解擾后，CPICH的信號(hào)內(nèi)容被恢復(fù)成全“1”，此時(shí)信號(hào)頻譜基本為0，這樣就將信號(hào)頻譜與頻偏頻率分離開(kāi)了，此時(shí)再用FFT就很容易提取出頻偏信息來(lái)。因此，可以說(shuō)，本發(fā)明提出的頻偏估計(jì)方法是專(zhuān)為WCDMA系統(tǒng)設(shè)計(jì)的。
下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明做進(jìn)一步的詳細(xì)說(shuō)明。


圖1是一般的無(wú)線(xiàn)通訊系統(tǒng)接收機(jī)框圖。
圖2是本發(fā)明提出的適用于WCDMA系統(tǒng)的AFC裝置的典型應(yīng)用框圖。
圖3是本發(fā)明提出的自動(dòng)頻率控制方法中的關(guān)鍵步驟——對(duì)CPICH解擾解擴(kuò)的過(guò)程的信號(hào)示意圖。
下文將對(duì)本發(fā)明做進(jìn)一步詳細(xì)的描述。
接收信號(hào)下變頻到基帶并采樣后可表示為
其中k＝0，1，2...，I(k)、Q(k)為接收的原始數(shù)據(jù)，n(t)為加性高斯白噪聲，α為信道衰落，是移動(dòng)信道中平均分布的隨機(jī)相位，Nω0為碼片(chip)的采樣頻率，ω0是碼片速率3.84MHz，N是一個(gè)chip的采樣點(diǎn)數(shù)，以下的討論都取N＝1，Δω為頻偏，它包括發(fā)射和接收兩個(gè)本振之間的固定頻偏Δω0和移動(dòng)造成的多普勒頻偏Δωd。
假設(shè)小區(qū)搜索在有初始頻偏的情況下很好的完成了時(shí)隙同步和幀同步以及擾碼識(shí)別，則我們可以利用公共導(dǎo)頻信道來(lái)進(jìn)行估計(jì)。估計(jì)前，先對(duì)公共導(dǎo)頻信道解擴(kuò)解擾，得到公共導(dǎo)頻信道的數(shù)據(jù)符號(hào)(SYMBOL)，對(duì)該數(shù)據(jù)做簡(jiǎn)單濾波后進(jìn)行快速傅立葉變換(FFT)，得到公共導(dǎo)頻信道符號(hào)的頻譜，經(jīng)過(guò)比較，取能量最高的頻率做為所得的頻偏Δω，如圖2所示。設(shè)
，將(1)式拆成實(shí)部和虛部得Ic(k)＝α[I(k)cosθ(k)-Q(k)sinθ(k)]+n1(k)Qc(k)＝α[I(k)sinθ(k)+Q(k)cosθ(k)]+n2(k)(2)
由于時(shí)隙同步過(guò)程中是對(duì)同步信道中的主同步信道碼做相關(guān)，其相關(guān)輸出與前面所述的CPICH的相關(guān)結(jié)果一樣，因此相關(guān)后I、Q兩路的平方和為Is2(t)+Qs2(t)=α2(1-ej256Δωω01-ejΔωω0)2=α21-cos256Δωω01-cosΔωω0---(6)]]>由于頻偏Δω相對(duì)于碼片速率ω0非常小，因此
近似為0，(6)式可近似等于Is2(t)+Qs2(t)＝(256α)2(7)它與頻偏無(wú)關(guān)，因此時(shí)隙同步在頻偏較小時(shí)不受頻偏影響。
幀同步和擾碼組號(hào)識(shí)別是利用輔同步信道碼號(hào)查表判決得到，而碼號(hào)是根據(jù)FHT相關(guān)輸出的平方和的峰值位置得來(lái)，基于同樣的原因，它基本不受頻偏影響。
同樣，在頻偏較小時(shí)，產(chǎn)生主擾碼偏置的過(guò)程也幾乎不受頻偏影響，因此，此時(shí)主擾碼的產(chǎn)生可認(rèn)為與頻偏無(wú)關(guān)。經(jīng)仿真，在初始頻偏Δf＜3000Hz的情況下，小區(qū)搜索仍然能完成時(shí)隙同步，幀同步以及主擾碼識(shí)別，這說(shuō)明前面所述的糾正頻偏的方法是可行的。
通常的無(wú)線(xiàn)通訊系統(tǒng)接收機(jī)如圖1所示。信號(hào)從天線(xiàn)接受進(jìn)來(lái)后，首先經(jīng)過(guò)帶通濾波器1對(duì)信號(hào)進(jìn)行頻帶選通，進(jìn)入高頻功率放大器2，然后進(jìn)入下變頻3(比如GSM從900MHz或1800MHz下變頻到中頻帶寬，中頻頻率沒(méi)有規(guī)定，一般是幾十MHz)，通過(guò)中頻解調(diào)器4后成為基帶信號(hào)，然后經(jīng)低通濾波器5和A/D變換6，成為數(shù)字信號(hào)，經(jīng)過(guò)數(shù)字基帶信號(hào)處理器7，通過(guò)AFC8環(huán)路提取出頻偏校正信號(hào)送到鎖相環(huán)PLL 9去校正頻率誤差。
本發(fā)明提供的自動(dòng)頻率控制方法詳細(xì)描述如下1、小區(qū)搜索小區(qū)搜索分三個(gè)步驟完成1)利用一種特定相關(guān)器對(duì)主同步信道(P-SCH)碼相關(guān)，得到時(shí)隙同步；2)在時(shí)隙同步的基礎(chǔ)上，對(duì)輔同步信道(S-SCH)碼進(jìn)行一系列處理，得到每個(gè)時(shí)隙的輔同步信道碼號(hào)，再對(duì)這些碼號(hào)進(jìn)行處理而得到幀同步和主擾碼的碼組號(hào)；3)在時(shí)隙同步和幀同步都完成的情況下，利用已知的碼組號(hào)對(duì)主公共控制信道(P-CCPCH)做相關(guān)，比較后得到主擾碼在該組中的偏置，從而得到本小區(qū)的主擾碼號(hào)。
三個(gè)步驟完成后，分別得到時(shí)隙同步，幀同步以及主擾碼號(hào)。這三個(gè)信息是整個(gè)系統(tǒng)正常工作的基礎(chǔ)。
詳細(xì)的小區(qū)搜索方法參見(jiàn)本申請(qǐng)人1999年11月12日提交的中國(guó)專(zhuān)利申請(qǐng)99117207.8，《WCDMA小區(qū)搜索中的時(shí)隙同步裝置》；及99117209.4，《WCDMA小區(qū)搜索中擾碼組號(hào)的判別方法和幀同步裝置》。
2、解擾解擴(kuò)在時(shí)隙同步和幀同步的基礎(chǔ)上，利用已知的主擾碼號(hào)對(duì)公共導(dǎo)頻信道(CPICH)進(jìn)行解擾解擴(kuò)(CPICH的擴(kuò)頻信道碼已知為全“1”)，得到公共導(dǎo)頻符號(hào)。公共導(dǎo)頻符號(hào)原為全“1”，但經(jīng)過(guò)移動(dòng)信道后，導(dǎo)頻符號(hào)被頻偏調(diào)制，因此所得的公共導(dǎo)頻符號(hào)含頻偏信息。選用CPICH信道做頻偏估計(jì)，是因?yàn)镃PICH信道的內(nèi)容已知，為全“1”，且信道碼(確定)和擾碼(即由小區(qū)搜索識(shí)別得到的本小區(qū)的主擾碼)也是可知的，這樣，CPICH的偽隨機(jī)碼(PN碼，包括信道碼和擾碼，用于最終的加擴(kuò)加擾或解擴(kuò)解擾)就確定了，因此可在小區(qū)搜索完成后直接利用PN碼對(duì)CPICH進(jìn)行解擾解擴(kuò)，而無(wú)需其他任何信息；而且其發(fā)射功率比較大，有利于判別。
解擴(kuò)的過(guò)程可用圖3描述。信號(hào)110是加擴(kuò)前的數(shù)據(jù)信號(hào)a(t)，這就是前面提到的符號(hào)，符號(hào)寬度為T(mén)s；信號(hào)111是擴(kuò)頻碼b(t)，也叫信道碼，其寬度為T(mén)c，它滿(mǎn)足Tc＝Ts/SF，SF就是擴(kuò)頻因子；信號(hào)112是擴(kuò)頻后數(shù)據(jù)信號(hào)c(t)，它是信號(hào)111乘以信號(hào)110而得。由于數(shù)據(jù)符號(hào)和擴(kuò)頻碼都只包括兩種電平+1(高電平)和-1(低電平)，因此乘得的結(jié)果如圖3所示，可見(jiàn)擴(kuò)頻后信號(hào)頻率帶寬是擴(kuò)頻前的SF倍，因此這一頻率擴(kuò)展過(guò)程叫“擴(kuò)頻”；前面所述的是加擴(kuò)的過(guò)程，解擴(kuò)的過(guò)程是加擴(kuò)的逆過(guò)程，兩者是相輔相成的。信號(hào)113是解擴(kuò)用擴(kuò)頻碼d(t)，它其實(shí)就是加擴(kuò)時(shí)所用的擴(kuò)頻碼，即d(t)＝b(t)。解擴(kuò)時(shí)，用信號(hào)113去乘信號(hào)112，這樣就可恢復(fù)出信號(hào)110，這就是恢復(fù)后數(shù)據(jù)信號(hào)114，正確時(shí)應(yīng)有e(t)＝a(t)。用表達(dá)式表示如下e(t)＝c(t)*d(t)＝[a(t)*b(t))]*d(t)＝a(t)*[b(t)*d(t)]＝a(t)*b2(t)＝a(t) (1)注意在加擴(kuò)或解擴(kuò)過(guò)程中，相乘的兩個(gè)信號(hào)必須時(shí)序同步，b(t)＝d(t)才能成立，(1)式中b(t)*d(t)＝b2(t)＝1也才成立，這樣才能正確恢復(fù)出原數(shù)據(jù)信號(hào)。
解擾的過(guò)程與解擴(kuò)完全一樣。
3、提取頻偏信息通過(guò)FFT將信號(hào)變換到頻域，經(jīng)過(guò)能量比較可提取出頻偏信息。必須指出的是，任何無(wú)線(xiàn)信道都存在多徑效應(yīng)，對(duì)于每一條徑來(lái)說(shuō)，固定頻偏是一樣的，多普勒頻偏因?yàn)槊織l徑與移動(dòng)終端的移動(dòng)方向的夾角不同而不同，而小區(qū)搜索完成的只是多徑中最強(qiáng)徑的同步，因此本方法得到的頻偏也是最強(qiáng)徑的頻偏，其中的多普勒頻偏只能代表最強(qiáng)徑的。但由于在多徑信號(hào)合并時(shí)，一般采用最大比合并，即能量越強(qiáng)的徑，合并時(shí)所加的權(quán)值越大。因此，本方法估計(jì)出的最強(qiáng)徑頻偏用于AFC校正還是很有效果的。
圖2示出了本發(fā)明提供的WCDMA系統(tǒng)的AFC裝置實(shí)現(xiàn)示意圖。
本發(fā)明提出的AFC裝置中，主要有小區(qū)搜索模塊、相關(guān)器、PN碼發(fā)生器、FFT運(yùn)算模塊及能量比較模塊五個(gè)部分。此處的相關(guān)器和PN碼發(fā)生器與寬帶碼分多址系統(tǒng)多處用到的相關(guān)器和PN碼發(fā)生器是完全一樣的，可用現(xiàn)場(chǎng)可編程邏輯陣列(FPGA)或數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)實(shí)現(xiàn)；FFT運(yùn)算和比較器可以用DSP實(shí)現(xiàn)。
如圖2所示，其中的虛框部分表示本發(fā)明提出的自動(dòng)頻率控制裝置。模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊101將模擬接收信號(hào)變換成數(shù)字信號(hào)送到小區(qū)搜索模塊102，102模塊對(duì)接收信號(hào)中的主同步信道、輔同步信道和主公共控制信道處理后得到信號(hào)的時(shí)隙同步、幀同步和主擾碼號(hào)；PN碼發(fā)生器模塊106利用102模塊生成的主擾碼號(hào)產(chǎn)生相應(yīng)的PN碼，在時(shí)隙同步信號(hào)和幀同步信號(hào)的控制下，對(duì)CPICH信道進(jìn)行相關(guān)解擾解擴(kuò)，相關(guān)器103輸出CPICH的符號(hào)，每一個(gè)符號(hào)都含有頻偏信息；將離散的CPICH符號(hào)送入FFT模塊104做FFT，得到CPICH的頻域信號(hào)；頻率能量比較模塊105對(duì)所得的頻域信號(hào)分段比較，得到每一段中的峰值頻率；通過(guò)分析峰值頻率的相對(duì)位置，可以獲得頻偏信息；將所得的頻偏信息送入環(huán)路濾波器模塊107，該模塊實(shí)際上就是一個(gè)低通濾波器，它可平滑頻偏信號(hào)；平滑后的頻偏信號(hào)送往壓控振蕩器模塊(VOC)108，它根據(jù)輸入的信號(hào)電壓大小調(diào)整振蕩器的輸出信號(hào)頻率，而該輸出信號(hào)是參與中頻混頻的，這樣，就達(dá)到了改變頻偏的目的，實(shí)現(xiàn)了自動(dòng)頻率校正。
權(quán)利要求
1.一種寬帶碼分多址系統(tǒng)中的自動(dòng)頻率控制方法，包括如下步驟1)小區(qū)搜索，以得到時(shí)隙同步、幀同步以及主擾碼號(hào)；2)解擾解擴(kuò)，利用通過(guò)步驟1)所獲得的信息，對(duì)公共導(dǎo)頻信道進(jìn)行解擾解擴(kuò)，得到公共導(dǎo)頻符號(hào)；3)通過(guò)快速傅立葉變換將信號(hào)變換到頻域，經(jīng)過(guò)能量分析提取出頻偏信息。
2.實(shí)現(xiàn)如權(quán)利要求1所述的自動(dòng)頻率控制方法的裝置，包括小區(qū)搜索模塊(102)，用來(lái)對(duì)接收信號(hào)中的主同步信道、輔同步信道和主公共控制信道處理后得到信號(hào)的時(shí)隙同步、幀同步和主擾碼號(hào)；其特征在于它還包括PN碼發(fā)生器模塊(106)，利用小區(qū)搜索模塊(102)生成的主擾碼號(hào)產(chǎn)生相應(yīng)的PN碼，在時(shí)隙同步信號(hào)和幀同步信號(hào)的控制下，對(duì)CPICH信道進(jìn)行相關(guān)解擾解擴(kuò)；相關(guān)器(103)，輸出CPICH的符號(hào)，每一個(gè)符號(hào)都含有頻偏信息；FFT模塊(104)，將相關(guān)器(103)輸出的離散的CPICH符號(hào)快速傅立葉變換，得到CPICH的頻域信號(hào)；頻率能量比較模塊(105)，對(duì)所得的頻域信號(hào)分段比較，得到每一段中的峰值頻率，并通過(guò)分析峰值頻率的相對(duì)位置獲得頻偏信息。
全文摘要
一種適用于第三代移動(dòng)通信中頻分雙工(FDD)模式下寬帶碼分多址(WCDMA)系統(tǒng)中的自動(dòng)頻率控制(AFC)方法,包括以下步驟:小區(qū)搜索,以得到時(shí)隙同步、幀同步以及主擾碼號(hào);解擾解擴(kuò),利用通過(guò)小區(qū)搜索所獲得的信息,對(duì)公共導(dǎo)頻信道(CPICH)進(jìn)行解擾解擴(kuò),得到公共導(dǎo)頻符號(hào);通過(guò)快速傅立葉變換將信號(hào)變換到頻域,經(jīng)過(guò)能量分析提取出頻偏信息;本發(fā)明還提供了實(shí)現(xiàn)上述方法的自動(dòng)頻率控制裝置。
文檔編號(hào)H04J13/00GK1264228SQ00114058
公開(kāi)日2000年8月23日 申請(qǐng)日期2000年2月1日 優(yōu)先權(quán)日2000年2月1日
發(fā)明者莫毅群, 張軍, 王宇, 唐萬(wàn)斌 申請(qǐng)人:深圳市中興通訊股份有限公司