專利名稱：用于功率測(cè)量裝置的Sigma－Delta乘法電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明的技術(shù)領(lǐng)域是功率測(cè)量裝置，借助它可計(jì)算實(shí)際上從電網(wǎng)獲取功率的瞬時(shí)值，其中電網(wǎng)的電流及電壓均為可變量，電壓小但能察覺(jué)到，電流明顯，因?yàn)閷?shí)質(zhì)上用電流的有效值來(lái)確定功率，不管是以一定的強(qiáng)度吸取電流(存在吸收功率)還是電流幾乎為零(不吸收功率)。
在EP90313050.8中描述了Sigma-Delta轉(zhuǎn)換器，在該文獻(xiàn)中它也被與功率測(cè)量裝置有關(guān)地進(jìn)行描述，不過(guò)在所述現(xiàn)有技術(shù)中還使用了(那里用5表示)模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADU)，在以多組件數(shù)目制造出的這種裝置中其成本方面是不利的。
本發(fā)明的任務(wù)是，減少這種裝置的成本并同時(shí)保持其精度或甚至改善其精度。這將用權(quán)利要求1或權(quán)利要求10來(lái)實(shí)現(xiàn)。在此情況下，一個(gè)Sigma-Delta轉(zhuǎn)換器(或調(diào)制器)的輸出端將輸出其位流，以便使第二模擬信號(hào)的符號(hào)在其極性上正比于第一調(diào)制器(SDM)輸出信號(hào)的位流密度地變換。該符號(hào)變換由“乘法裝置”來(lái)執(zhí)行，但它不是通常電路技術(shù)定義的模擬乘法器，而是根據(jù)權(quán)利要求6可構(gòu)成替換形式(a)或(b)。
在此情況下，當(dāng)功率以其瞬時(shí)值確定時(shí)，本發(fā)明可以作到?jīng)]有用于電流及電壓模擬測(cè)量信號(hào)的模擬乘法器也行，沒(méi)有具有并行輸出的模/數(shù)轉(zhuǎn)換器也行，及作為放棄這些的后果沒(méi)有數(shù)字乘法器也行。
根據(jù)權(quán)利要求10的方法用較高頻率的第一位流工作，該位流是數(shù)字位流。該位流調(diào)制了一個(gè)(第二)模擬信號(hào)并由此產(chǎn)生了一個(gè)基波信號(hào)Uy，它不但被第一模擬信號(hào)，而且也被第二信號(hào)影響，由此可滿足前提，用它確定出一個(gè)積信號(hào)Uz。如果確定Sigma-Delta調(diào)制器位流密度的該第一模擬信號(hào)與電壓成正比地被選擇及該第二模擬信號(hào)與電流成正比地被選擇，由此得到作為積信號(hào)的功率，它在以高頻轉(zhuǎn)換極性的基波信號(hào)的低頻分量求值時(shí)出現(xiàn)。
上述包含在傳統(tǒng)功率測(cè)量裝置中作為模擬乘法器的“乘法”運(yùn)算按照上述原理僅限制在符號(hào)的改變或與±1的相乘上，這就能以簡(jiǎn)單的電路技術(shù)成本合理地來(lái)實(shí)現(xiàn)。同樣也可放棄使用復(fù)雜的數(shù)字乘法器，它雖然可能會(huì)沒(méi)有模擬乘法器偏移量的問(wèn)題得以實(shí)施，但是它的電路成本很高并且在達(dá)到足夠的精度時(shí)需要許多二進(jìn)制位數(shù)。
第二Sigma-Delta變換器的輸入值由此相應(yīng)于瞬時(shí)功率，它被通過(guò)調(diào)制器的作用轉(zhuǎn)換到數(shù)字量并能通過(guò)向上/向下計(jì)數(shù)器被轉(zhuǎn)換成吸取的能量(KWh，所謂“功”)。積分器可以是模擬的或數(shù)字的結(jié)構(gòu)(權(quán)利要求4)，最好它是所述的向上/向下計(jì)數(shù)器。
重要的是指出，根據(jù)本發(fā)明建議的方案不僅可用于交變電壓的模擬信號(hào)(電網(wǎng)電壓，電網(wǎng)電流)，而且也可用于具有很小頻率、甚至頻率為零的“交變電壓”。因而該電路也適于使直流電壓信號(hào)彼此相乘，而不需要在轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)中使用模擬乘法器或模/數(shù)轉(zhuǎn)換器，該轉(zhuǎn)換器根據(jù)一個(gè)采樣/保持組件提供在采樣/保持組件中存儲(chǔ)模擬量的數(shù)字采樣表示值。正是這后一組件在電路技術(shù)上是昂貴的，故根據(jù)本發(fā)明應(yīng)避免使用它。
一種符號(hào)的乘法能通過(guò)四個(gè)模擬開(kāi)關(guān)的橋電路簡(jiǎn)單地實(shí)現(xiàn)(權(quán)利要求6，第一方案)，這些模擬開(kāi)關(guān)被交叉地控制導(dǎo)通及關(guān)閉，以使得輸入的模擬信號(hào)通過(guò)非常低的第一對(duì)模擬開(kāi)關(guān)導(dǎo)通電阻未改變地傳送，或者交換兩根輸入導(dǎo)線并使該信號(hào)反相地通過(guò)另一對(duì)低導(dǎo)通電阻的模擬開(kāi)關(guān)作為這樣的信號(hào)傳送，該信號(hào)已被與-1相乘。
模擬開(kāi)關(guān)的偏移量及非線性在電路技術(shù)上已被很好地掌握并且對(duì)本發(fā)明的電路不會(huì)帶來(lái)任何影響。
利用根據(jù)本發(fā)明的電路能夠以合理的成本獲得功率測(cè)量裝置的高等級(jí)精度。
也可以附加一種斬波器一放大器類型的偏移量抑制電路，這時(shí)兩個(gè)數(shù)字量的反相級(jí)被設(shè)置在符號(hào)反相裝置的前面及第二Sigma-Delta調(diào)制器的后面并同步反相地或非反相地連接(權(quán)利要求5,9)。
以下，將借助多個(gè)實(shí)施例對(duì)本發(fā)明進(jìn)行說(shuō)明和補(bǔ)充。


圖1是用作交變電壓乘法器的電壓/電流乘法器的電路框圖。輸入信號(hào)a’(t)及b’(t)也可能是直流信號(hào)(頻率為零的交變電壓)。
圖2是圖1的詳細(xì)電路圖，下邊是以開(kāi)關(guān)20a為例的模擬開(kāi)關(guān)(左面)及用于模擬開(kāi)關(guān)的非重疊脈沖(右面)。
圖2a是在圖1中測(cè)量的調(diào)制信號(hào)波形圖。
圖3是具有使用兩個(gè)異或門50a、50b及6Hz頻率fc的一個(gè)數(shù)字偏移量校正器的電路。用于SC邏輯電路的脈沖f1、f2及校正頻率fc表示在下面。
圖4是“乘法器”20的一個(gè)變型結(jié)構(gòu)，它通過(guò)第一Sigma-Delta轉(zhuǎn)換器10的位流密度信號(hào)Ux來(lái)控制符號(hào)反相，其中該變型實(shí)施形式用兩個(gè)復(fù)用器21a、21b來(lái)實(shí)現(xiàn)，它們由兩個(gè)頻率f1、f2(MHZ范圍內(nèi))控制，它們也控制圖1中作為SC技術(shù)的電路。并可使用一種統(tǒng)一的電路方案。
根據(jù)圖1的功率測(cè)量電路由兩個(gè)Sigma/Delta調(diào)制器10、30，一個(gè)模擬調(diào)制器AM，一個(gè)時(shí)鐘脈沖發(fā)生器及一個(gè)脈沖累加器組成，它們根據(jù)圖1進(jìn)行連接。正比于測(cè)量電壓的模擬輸入信號(hào)U(t)通過(guò)第一調(diào)制器10轉(zhuǎn)換成一個(gè)數(shù)字位流Ux(t)。設(shè)有一個(gè)模擬輸入端的調(diào)制器(AM)由兩個(gè)信號(hào)控制。在模擬側(cè)是正比于電流i(t)的信號(hào)及在數(shù)字控制側(cè)是位流信號(hào)Ux(t)。該調(diào)制器將符號(hào)Ux(t)與模擬輸入信號(hào)相乘。由此，該調(diào)制器的輸出信號(hào)在其平均值上正比于i(t)與U(t)的積，因?yàn)閁x(t)在其平均值上相應(yīng)于U(t)。該調(diào)制器的輸出信號(hào)接著輸入到第二Sigma/Delta調(diào)制器30。由此該輸出脈沖電流在其權(quán)重上也正比于i(t)及U(t)的積。在第二Sigma/Delta調(diào)制器輸出端上產(chǎn)生的脈沖電流Uz(t)將輸入到加法單元40(例如作為數(shù)字向上/向下計(jì)數(shù)器)的累加輸入端。該累加器的輸出信號(hào)為一低頻位流，它相當(dāng)于平均功率。通過(guò)積分使調(diào)制器的高頻量化噪音得到很大程度的抑制。
這兩個(gè)相同的電路單元由一階同步Sigma/Delta調(diào)制器組成。此外對(duì)這兩個(gè)Sigma/Delta調(diào)制器幾乎不需要任何附加電路元件。這正是它的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)。
一個(gè)傳統(tǒng)一階Sigma/Delta調(diào)制器包括一個(gè)積分器，一個(gè)1位量化器(比較器)，一個(gè)輸出端、它被用采樣頻率FS采樣，及一個(gè)1位數(shù)模擬轉(zhuǎn)換器、它使+/-URef電壓相應(yīng)于比較器被采樣信號(hào)的符號(hào)。在每個(gè)采樣點(diǎn)上積分器對(duì)輸入端信號(hào)X(t)與轉(zhuǎn)換器輸出端信號(hào)的差(誤差信號(hào))進(jìn)行積分。對(duì)于一個(gè)采樣周期，差值的符號(hào)被存儲(chǔ)在量化器中。當(dāng)比較器輸出y(t)為邏輯1時(shí)，將正電壓+URef反饋到積分器的輸入端。該反饋信號(hào)其脈沖電流正比于輸入信號(hào)，因?yàn)榉e分器的誤差被調(diào)節(jié)到零。作為Z變換的信號(hào)，調(diào)制器的函數(shù)可通過(guò)下列等式來(lái)描述y(Z)=X(Z)+(1-Z-1)×Q(Z)式中Q(Z)為調(diào)制器的量化噪音。該等式第二項(xiàng)的頻譜位于基帶稍下面的高頻區(qū)域中，因此能容易通過(guò)數(shù)字濾波及例如通過(guò)積分器被抑制。
Sigma/Delta調(diào)制器的大的優(yōu)點(diǎn)是它在傳統(tǒng)IC技術(shù)中的可積分性。典型的Sigma/Delta調(diào)制器利用具有開(kāi)關(guān)一電容積分器的傳統(tǒng)IC方案。這是一種最有效的微電子學(xué)方法，因?yàn)殚_(kāi)關(guān)一電容(SC)電路如CMOS那樣易高質(zhì)量大批量地被制造。
SC電路的原理是利用電容器之間電荷的轉(zhuǎn)移及通過(guò)模擬開(kāi)關(guān)換向。在此情況下，換向頻率這樣選擇，即它比輸入信號(hào)的頻率高得多。在電表的例子中，采樣頻率相對(duì)50Hz或60Hz的輸入信號(hào)典型的在MHz范圍中。開(kāi)關(guān)一電容電路中的模擬開(kāi)關(guān)通過(guò)兩個(gè)互不重疊相位相反的矩形波信號(hào)進(jìn)行控制(例如圖2，下方)。該電路的時(shí)鐘脈沖發(fā)生器被這樣設(shè)計(jì)，即各信號(hào)的脈沖邊沿具有足夠間隔而不重疊。這就避免了繼續(xù)導(dǎo)通時(shí)的電荷損耗。在時(shí)鐘脈沖信號(hào)的一個(gè)相位期間，一部分電容器被連接到電壓源上并被充電到該電壓。在時(shí)鐘脈沖信號(hào)的第二相位期間，借助模擬開(kāi)關(guān)及運(yùn)算放大器電荷被轉(zhuǎn)充到另外的電容器上。作為結(jié)果，輸出信號(hào)可通過(guò)各輸入信號(hào)之間的數(shù)學(xué)運(yùn)算、如加、減及固定系數(shù)的乘法、延遲及積分來(lái)描述，為此僅需要不同比例的電容器、模擬開(kāi)關(guān)及運(yùn)算放大器。例如，一個(gè)高阻值電阻可通過(guò)一個(gè)小電容CS來(lái)近似地代替，該小電容用開(kāi)關(guān)頻率FS進(jìn)行開(kāi)關(guān)。等效電阻相當(dāng)于1/(Cs·Fs)。當(dāng)我們將它的信號(hào)與一個(gè)非開(kāi)關(guān)控制的電容Cint或與一個(gè)運(yùn)算放大器及一個(gè)非開(kāi)關(guān)控制的電容的求和節(jié)點(diǎn)反饋地連接時(shí)，就可以通過(guò)該“電阻”來(lái)調(diào)節(jié)時(shí)間常數(shù)R*C=[Ciht/Fs*Cs]，它僅由電容的比例及采樣頻率來(lái)確定。這是開(kāi)關(guān)一電容電路的一大優(yōu)點(diǎn)，因?yàn)樵趥鹘y(tǒng)的IC技術(shù)中線性的電容比例可以非常精確地被制作獲得，相反地，一個(gè)電容器或電阻的絕對(duì)值在常規(guī)IC技術(shù)中不能精確地被確定。這就是為什么開(kāi)關(guān)一電容技術(shù)在許多高分辨率轉(zhuǎn)換器原理中應(yīng)用的原因。
圖2中示出本發(fā)明電路的一種可能的實(shí)施形式。典型地，這類電路在模擬數(shù)據(jù)路徑上完全作成差分方式。為了簡(jiǎn)化說(shuō)明，這里僅描述一個(gè)單端SC電路。該模擬調(diào)制器用四個(gè)交叉連接的模擬開(kāi)關(guān)20a至20d表示，它們能使輸入信號(hào)i(t)的極性反相。第一Sigma/Delta調(diào)制器SDM1的輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換成輸出信號(hào)Ux(t)。如果該邏輯信號(hào)為零，則該調(diào)制器的輸出Uy(t)=-i(t)。如果Ux(t)=1，則調(diào)制器的輸出信號(hào)相應(yīng)于輸入信號(hào)Uy(t)=i(t)。各個(gè)Sigma/Delta調(diào)制器的電路被表示在虛線框內(nèi)。SDM1及SDM2調(diào)制器利用公知的具有兩個(gè)差分輸入端的自動(dòng)調(diào)零點(diǎn)SC技術(shù)，它們由運(yùn)算放大器OA2及OA1，輸入采樣電容器C1，參考值采樣電容器C2，積分電容器C3及各種由兩個(gè)不重疊的時(shí)鐘脈沖信號(hào)f1及f2控制的開(kāi)關(guān)組成。調(diào)制器輸入端及DAC輸出端之間被積分的差分信號(hào)的符號(hào)在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期上由比較器K1或K2確定，并在一個(gè)時(shí)鐘周期上存儲(chǔ)在D一觸發(fā)器中。由兩個(gè)與門組成的比較器輸出級(jí)通過(guò)DAC控制在下個(gè)采樣周期中被積分的參考電壓源(為+Vref或-Vref)。此外通過(guò)SDM2調(diào)制器30的與門這樣地分離輸出脈沖電流，即一個(gè)輸出代表瞬時(shí)正的測(cè)量功率Uz(t)，而第二個(gè)輸出代表負(fù)的測(cè)量功率。這兩個(gè)脈沖電流將在一個(gè)n位向上/向下計(jì)數(shù)器中累加。該計(jì)數(shù)器的輸出端輸出具有一脈沖密度的脈沖電流W(t)，它相應(yīng)于有功功率的平均值Fw(t)~u(t)×i(t)URef2×Fs.]]>一個(gè)Sigma/Delta調(diào)制器的輸入(例如U(t)或Uy(t))與積分器的差分輸入信號(hào)相連接。積分器的參考值輸入端與DAC輸出端(+Vref或-Vref)通過(guò)一個(gè)公用開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換，該開(kāi)關(guān)連接到積分器及DAC。SC積分器包括一個(gè)自動(dòng)零補(bǔ)償(自動(dòng)調(diào)零)部分，它可減少運(yùn)算放大器的偏移電壓及低頻噪音。這將通過(guò)相關(guān)的雙重采樣(CDS)來(lái)實(shí)現(xiàn)。在CDS中每個(gè)采樣周期分成兩個(gè)子周期。在第一子周期中采樣偏移量，及在第二子周期中從輸入信號(hào)中扣除偏移量。由此能有效地實(shí)現(xiàn)對(duì)技術(shù)上不可避免的偏移電壓的抑制。
對(duì)偏移量的采樣在相位F1期間通過(guò)閉合運(yùn)算放大器的反相輸入端及輸出端之間的反饋開(kāi)關(guān)來(lái)實(shí)現(xiàn)。由此電容器C1及C2將充電到運(yùn)算放大器輸入端的偏移電壓(VOS)。電容器的第二極一方面充電到調(diào)制器正輸入電壓Vin+(k)(k是遞增的采樣周期序號(hào))及在另一電容中第二極充電到零電壓。在相位F1期間，電容器C3與運(yùn)算放大器輸入端分開(kāi)，積分器保持在先傳輸?shù)紺3中的電荷。
在相位F2期間C1放電到負(fù)的輸入電壓Vn-(k)，而C1的右側(cè)大約保持在偏移電壓電位上，因?yàn)檫\(yùn)算放大器輸入端通過(guò)C3的反饋保持不變。這意味著，在F2期間，存儲(chǔ)在電容器C1中的電荷(Vin(k)*C1)轉(zhuǎn)充電到C3上，它與運(yùn)算放大器偏移量無(wú)關(guān)。同時(shí)，電荷+-Uref*C2與偏移量無(wú)關(guān)地從C2轉(zhuǎn)充電到C3上，其中有關(guān)的是上一采樣周期積分器輸出端的符號(hào)。因此偏移電壓不影響從積分器輸入端到輸出端的信號(hào)傳輸。
考慮到剛才的解釋，在相位F2期間的每個(gè)采樣周期中一部份信號(hào)及參考值輸入端的電荷被傳送和積分到電容器C3中并接著產(chǎn)生出積分器的輸出電壓。在第K周期后積分相位F2結(jié)束時(shí)積分器輸出電壓Vint(K)將變化值ΔK，并可寫(xiě)為下列等式Δ(k) = Vint(k)-Vint(k-1) = [Vin(k)×(C1/C3)+SD(k-1)×URef×(C2/C3)]，Vint(k)=Σn=1k[Δ(n)]+Vos,]]>式中SD(K-1)=sign[VCOM3(K-1)]=±1，相應(yīng)于在相位F2的第K-1采樣周期中F2的負(fù)邊沿期間的積分器輸出符號(hào)。
比較器K1及K2同時(shí)地檢測(cè)比較器輸出符號(hào)，其中每個(gè)積分相位F2結(jié)束時(shí)的值僅作為反饋信號(hào)用于下個(gè)周期。因此對(duì)F2負(fù)邊沿上的比較器輸出電壓采樣并將此時(shí)刻上的符號(hào)存儲(chǔ)在D觸發(fā)器中，由此來(lái)產(chǎn)生SD(K)。在實(shí)施上D觸發(fā)器、比較器、及采樣邏輯部分可結(jié)合在一個(gè)電路中。
存儲(chǔ)觸發(fā)器先前狀態(tài)的D觸發(fā)器輸出端確定采樣周期中相位F2期間DAC輸出源的符號(hào)。在圖2a中表示出一個(gè)正輸入電壓的調(diào)制器信號(hào)的典型波形。D觸發(fā)器輸出SD(t)相當(dāng)于調(diào)制器的輸出信號(hào)。由量化噪音產(chǎn)生的實(shí)質(zhì)性誤差出現(xiàn)在較高頻率的區(qū)域中，它可通過(guò)數(shù)字濾波器被有效地抑制。借助相應(yīng)的濾波器，在Sigma/Delta調(diào)制器上目前可達(dá)到20Bit以上的分辨率Fout(t)～(C1/C2)×(Fs/URef)×Vin(t).
在實(shí)際應(yīng)用中，Sigma/Delta調(diào)制器的精度受到非理想組件的限制。它例如為運(yùn)算放大器的非無(wú)窮大放大系數(shù)，模擬開(kāi)關(guān)的電荷注射，熱噪音，閃爍噪音，通過(guò)襯底效應(yīng)的數(shù)字電路部分的串?dāng)_等。由于這些誤差源，典型地，一個(gè)實(shí)際調(diào)制器的分辨率限制在15Bit上。具有一系列的附加電路，它們可改善非理想組件。通過(guò)全差分模擬電路，放大系數(shù)補(bǔ)償?shù)姆e分器，高成本的相位發(fā)生器等可以實(shí)現(xiàn)實(shí)質(zhì)性的改善。為了能制作1級(jí)以上的脈沖電流計(jì)數(shù)器，要求分辨率高于17Bit，這就是說(shuō)，為此輸入噪音及輸入偏移電壓必須在μV的范圍內(nèi)。通常為此對(duì)于較高級(jí)的Sigma/Delta調(diào)制器使用較高級(jí)的高成本濾波器。這通常會(huì)導(dǎo)致，在高精度的Sigma/Delta調(diào)制器上明顯地抬高了硬件要求。在根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施方式中可以放棄使用這些措施。
圖3中表示一種功率測(cè)量裝置的補(bǔ)充形式。它使用了通過(guò)斬波器穩(wěn)壓的精確度提高措施，其中第二Sigma/Delta調(diào)制器SDM2的輸入端符號(hào)及輸出信號(hào)同時(shí)地經(jīng)過(guò)一個(gè)低頻矩形波函數(shù)被調(diào)制。該調(diào)制通過(guò)一個(gè)異或門用兩個(gè)調(diào)制器的輸入頻率fc及輸出信號(hào)SD1,SD2來(lái)進(jìn)行。通過(guò)該措施，在信號(hào)fc的一個(gè)周期中調(diào)制器SDM2的偏移電壓Vos2在數(shù)字積分器中被正向地向上計(jì)數(shù)，而在第二周期部分中以負(fù)的符號(hào)積分。在通過(guò)數(shù)字分配器可方便地實(shí)現(xiàn)的采樣周期fc精確對(duì)稱的情況下，偏移量被非常有效地抑制。通過(guò)該措施使用幾個(gè)附加門就能在偏移量及噪音方面改善電路的精確度。
如果考慮到使模擬電路盡可能簡(jiǎn)單，由此減小串?dāng)_及襯底噪音的影響是有意義的，則推薦一種變型方案。圖4中的功率測(cè)量裝置的區(qū)別在于變換了模擬調(diào)制器20。在SDM2輸入開(kāi)關(guān)中的控制輸入端的替換使用兩個(gè)數(shù)字復(fù)用器22a、22b取代交叉連接的模擬開(kāi)關(guān)20a至20d，這減少了在開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換時(shí)可能出現(xiàn)的模擬誤差。在此情況下通過(guò)在SC積分器中輸入開(kāi)關(guān)22a、22b的控制相位F1及F2的轉(zhuǎn)換可使輸入信號(hào)的極性反相。由此無(wú)需復(fù)雜的硬件得到開(kāi)關(guān)精確度的進(jìn)一步改善。
本發(fā)明的結(jié)果是，得到了一種非常簡(jiǎn)單的解決方案，它僅需要一種傳統(tǒng)的Sigma/Delta調(diào)制器的兩個(gè)基本單元及非常簡(jiǎn)單的數(shù)字濾波器(向上/向下計(jì)數(shù)器)。
權(quán)利要求
1.用于功率或能量測(cè)量裝置(P,W,30,40)的乘法電路，其中(a)第一被測(cè)量(9)的模擬信號(hào)(U(t))被輸入到第一Sigma-Delta轉(zhuǎn)換器(SDM1；10)，它的輸出控制一個(gè)乘法裝置(20；20a,20b,20c,20d；21a,21b,22a,22b)；(b)第二被測(cè)量(19)的模擬信號(hào)i(t)被輸入到乘法裝置(20)；(c)乘法裝置(20)的輸出被輸入到第二Sigma-Delta轉(zhuǎn)換器(SDM2；30)，在該轉(zhuǎn)換器輸出端上提供一個(gè)輸出信號(hào)(P(t))，它代表第一及第二模擬信號(hào)(u,i)積的瞬時(shí)值。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的電路，其中(a)第一信號(hào)是在其有效值上波動(dòng)很小的交變信號(hào)，尤其是代表電網(wǎng)電壓(UNetz(t))的信號(hào)；(b)第二信號(hào)是在其有效值上波動(dòng)明顯強(qiáng)烈的交變信號(hào)，尤其是代表電網(wǎng)電流(iNetz(t))的信號(hào)。
3.根據(jù)權(quán)利要求2的電路，其中在110V,220V或380V的標(biāo)準(zhǔn)上對(duì)電網(wǎng)電壓和電網(wǎng)電流進(jìn)行測(cè)量(9,19)。
4.根據(jù)上述權(quán)利要求之一的電路，其中輸出信號(hào)(P(t))被輸入到一個(gè)模擬或數(shù)字的積分器(40)中，尤其是一個(gè)向上/向下計(jì)數(shù)器中，它的計(jì)數(shù)級(jí)能夠在至少一個(gè)、尤其是兩個(gè)及多個(gè)交變模擬信號(hào)(u,i)周期中對(duì)第二Sigma-Delta轉(zhuǎn)換器(30)的二進(jìn)制輸出信號(hào)無(wú)溢出地計(jì)數(shù)，以使得積分器(40)的輸出連續(xù)地代表這兩個(gè)模擬信號(hào)作出的功(W(t))。
5.根據(jù)上述權(quán)利要求之一的電路，其中第一及第二數(shù)字反相級(jí)(50a,50b)，尤其各為一個(gè)異或門，被安置在乘法裝置(20)前面，及在第二Sigma-Delta轉(zhuǎn)換器(30)后面，這些反相器被一個(gè)低頻率(fc)同步地控制，以便使該乘法裝置中的偏移量長(zhǎng)時(shí)期地被補(bǔ)償。
6.根據(jù)上述權(quán)利要求之一的電路，其中乘法裝置(20)被構(gòu)成為(a)在一個(gè)橋式電路中的四個(gè)模擬開(kāi)關(guān)(20a,20b,20c,20d)，其中橋支路是輸出端并且上或下橋端點(diǎn)是乘法裝置(20)的第一輸入端，及其中乘法裝置(20)的第二輸入端是一個(gè)數(shù)字輸入端，它總是使兩個(gè)模擬開(kāi)關(guān)(20a,20d；20b,20c)同時(shí)地導(dǎo)通及同時(shí)地關(guān)斷；其中同時(shí)導(dǎo)通及同時(shí)關(guān)斷的模擬開(kāi)關(guān)各為一個(gè)半橋的上模擬開(kāi)關(guān)及另一半橋的下模擬開(kāi)關(guān)，以便根據(jù)第一Sigma-Delta轉(zhuǎn)換器(10)的輸出信號(hào)(Ux)操作模’擬開(kāi)關(guān)，及根據(jù)模擬開(kāi)關(guān)的開(kāi)關(guān)狀態(tài)直接地或反相地傳輸?shù)诙M信號(hào)(ⅰ)(b)兩個(gè)復(fù)用器(21a,21b)，它們的復(fù)用器輸入端相互連接并構(gòu)成乘法裝置(20)的第二輸入端，對(duì)它輸入第一Sigma-Delta轉(zhuǎn)換器(10)的輸出信號(hào)，其中乘法裝置(20)的第一輸入端各具有一個(gè)模擬開(kāi)關(guān)(22a,22b)，它們根據(jù)復(fù)用器(21a,21b)的輸出信號(hào)或者使第二模擬信號(hào)(i)或者使模擬反相的第二模擬信號(hào)(-i)作為乘法裝置(20)的輸出信號(hào)通過(guò)，并且其中分別在兩個(gè)復(fù)用器的被復(fù)用器信號(hào)選擇的兩個(gè)輸入端上固定地配置反向的頻率信號(hào)(f1,f2；f2,f1)，它們是用于構(gòu)造在SC電路(開(kāi)關(guān)電容電路)內(nèi)的Sigma-Delta轉(zhuǎn)換器(10,30)的模擬開(kāi)關(guān)控制的非重疊時(shí)鐘脈沖信號(hào)。
7.根據(jù)上述權(quán)利要求之一的電路，其中Sigma-Delta轉(zhuǎn)換器(30,10)在其輸出端上輸出一個(gè)與模擬輸入信號(hào)(u,±i)成比例的位流密度信號(hào)，該信號(hào)中邏輯1電平與邏輯零電平的比例與輸入信號(hào)瞬時(shí)值成比例(一階SD調(diào)制器)。
8.根據(jù)上述權(quán)利要求之一的電路，其中驅(qū)動(dòng)Sigma-Delta調(diào)制器(10,30)的第一頻率(f1,f2)比交變模擬信號(hào)(u,i)的頻率高得多；并且/或根據(jù)權(quán)利要求5的低頻(fc)開(kāi)關(guān)頻率明顯地低于交變模擬信號(hào)(u,i)的頻率(fu,fi)，只要交變信號(hào)作為輸入信號(hào)被使用的話。
9.根據(jù)權(quán)利要求8的電路，其中Sigma-Delta調(diào)制器(10,30)的驅(qū)動(dòng)效率在MHZ范圍中，交變模擬信號(hào)的頻率(fu,fi)在20至1000Hz范圍中，及數(shù)字反相器級(jí)(50a,50b)的開(kāi)關(guān)頻率低于10Hz，以便為測(cè)量瞬時(shí)功率(P(t))以比被測(cè)量的模擬信號(hào)的頻率高得多的頻率及比被測(cè)量的模擬信號(hào)的頻率明顯低的頻率來(lái)驅(qū)動(dòng)兩個(gè)Sigma-Delta變換器及補(bǔ)償它們的偏移量。
10.用于在一種測(cè)量裝置、尤其是用于電網(wǎng)電壓及電網(wǎng)電流的測(cè)量裝置中測(cè)量功率瞬時(shí)值(P(t))的方法，在該方法中(a)控制一個(gè)高頻數(shù)字位流(Ux)，使其兩個(gè)邏輯電平的密度與第一模擬信號(hào)(U(t))成比例，該模擬信號(hào)(U(t))的頻率(fu)比位流的頻率小得多；(b)第一數(shù)字位流(Ux)轉(zhuǎn)換第二模擬信號(hào)(i(t))的符號(hào)或極性(10)，該第二模擬信號(hào)的頻率(fi)為第一模擬信號(hào)的數(shù)量級(jí)，以便得到一個(gè)高頻極性轉(zhuǎn)換的基波信號(hào)(Uy)，它適用于積信號(hào)的確定(ZU)。
11.根據(jù)權(quán)利要求10的方法，其中基波信號(hào)(Uy)不需用具有并行輸出端的AD轉(zhuǎn)換或(模擬/數(shù)字)求積裝置以其低頻分量來(lái)求值，尤其是通過(guò)第二Sigma-Delta調(diào)制器(30)求值，該調(diào)制器輸出端輸出積信號(hào)(Uz=P(t))。
12.根據(jù)權(quán)利要求10或11的方法，其中第一模擬信號(hào)是待測(cè)量的電壓(u)，尤其是家用電網(wǎng)的電網(wǎng)電壓，及第二模擬信號(hào)是上述供電電網(wǎng)的被測(cè)量的電流(i)，以便確定作為積信號(hào)(Uz)的從電網(wǎng)獲取功率(P(t))的瞬時(shí)值。
13.根據(jù)上述方法權(quán)利要求之一的方法，其中Sigma-Delta調(diào)制器(10,30)的驅(qū)動(dòng)頻率(f1,f2)比交變模擬信號(hào)的頻率(fu,fi)大105至106倍，然而當(dāng)使用模擬直流信號(hào)時(shí)，驅(qū)動(dòng)頻率高于1MHZ。
14.根據(jù)上述權(quán)利要求之一的裝置或方法，其中模擬信號(hào)是模擬交變信號(hào)。
15.根據(jù)上述權(quán)利要求之一的裝置或方法，其中乘法裝置(20)是一個(gè)符號(hào)反相裝置。
全文摘要
功率測(cè)量裝置被用于計(jì)算從網(wǎng)絡(luò)中取得的實(shí)際功率的瞬時(shí)值,在該網(wǎng)絡(luò)中電流及電壓均為可變的,電壓變化很小但到可察覺(jué),電流以明顯方式變化,因?yàn)樗挠行е祵?shí)質(zhì)上確定功率,即如果從電網(wǎng)取得的電流有一定的強(qiáng)度,則獲得了功率,而當(dāng)電源實(shí)際為零時(shí),從電網(wǎng)未取得功率。公開(kāi)了一種用于功率或能量測(cè)量裝置(P、W,30,40)的乘法電路。第一被測(cè)量(9)的模擬信號(hào)(u)被輸入到第一Sigma－delta轉(zhuǎn)換器(SDM1;10),它的輸出控制一個(gè)乘法器(20;20a,20b,20c,20d;21a,21b,22a,22b)。第二被測(cè)量(19)的模擬信號(hào)(i)被輸入到乘法器 (20)。乘法器(20)的輸出提供給第二 Sigma－Delta轉(zhuǎn)換器(SDM2;30),其輸出端產(chǎn)生一個(gè)輸出信號(hào)(p(t)),它代表第一及第二摸擬信號(hào)(u,i)的積的瞬時(shí)值,由此測(cè)量出功率。
文檔編號(hào)H03M3/02GK1226968SQ97196868
公開(kāi)日1999年8月25日 申請(qǐng)日期1997年7月29日 優(yōu)先權(quán)日1996年7月29日
發(fā)明者米哈伊爾·尼古拉維奇·克羅斯諾夫, 阿列克謝·米哈伊洛維奇·庫(kù)佐金 申請(qǐng)人:D-泰克驅(qū)動(dòng)和微電子技術(shù)有限公司