專利名稱：一種基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)的低功耗低失真信號發(fā)生器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)領(lǐng)域，它通過模擬電路對常規(guī)信號進(jìn)行補(bǔ)償?shù)?方法，對于提高信號發(fā)生器的性能具有至關(guān)重要的作用。
背景技術(shù)：
以硅傳感器為主的微機(jī)械傳感器是當(dāng)今傳感器發(fā)展的前沿技術(shù)，尤其是近年來實(shí) 現(xiàn)的諧振式微傳感器技術(shù)，具有良好的溫度穩(wěn)定性、長期穩(wěn)定性和較高的靈敏度等優(yōu)點(diǎn)。同 時也具有直接的準(zhǔn)數(shù)字式輸出信號的獨(dú)特優(yōu)點(diǎn)。在諧振式微傳感器敏感元件和相關(guān)測試儀器領(lǐng)域，為實(shí)現(xiàn)對諧振子自身動力學(xué)非 線性特性和電環(huán)節(jié)非線性特性進(jìn)行實(shí)驗(yàn)分析，同時要保證整個測試系統(tǒng)的最小化和低能耗 的要求，有時需要一款低功耗且低失真的信號發(fā)生器，為激勵單元提供高質(zhì)量的激勵信號， 為互相關(guān)檢測電路提供高質(zhì)量的參考信號。在理論上已經(jīng)證明，諧振式傳感器的激勵、參考 信號只需采用正弦信號就可獲得最好的檢測效果，所以諧振式傳感器只對信號源輸出的正 弦波形信號有較高要求。目前，在諧振式傳感器敏感元件和相關(guān)測試儀器領(lǐng)域，信號源的主要實(shí)現(xiàn)途徑是 使用直接數(shù)字頻率合成(Direct Digital Synthesize)技術(shù)，常用英文縮寫為DDS。DDS技 術(shù)具有低成本、低功耗、高分辨率和快速轉(zhuǎn)換時間等優(yōu)點(diǎn)，由于使用了 RAM存儲器來存儲波 形表的技術(shù)原理，還可以生成任意波形信號的。DDS技術(shù)已經(jīng)被廣泛使用在電信與電子儀器 領(lǐng)域，是實(shí)現(xiàn)設(shè)備全數(shù)字化的一個關(guān)鍵技術(shù)。其中，美國AD(Analog Devices)公司生產(chǎn)的 AD98XX系列的DDS芯片在技術(shù)上更為成熟，并已占據(jù)大部分市場。目前為止，大部分DDS芯片要實(shí)現(xiàn)波形失真更小，都是通過不斷提高采樣頻率和 改進(jìn)軟件算法來實(shí)現(xiàn)，而且為了擴(kuò)大DDS芯片的應(yīng)用領(lǐng)域而擴(kuò)張市場，DDS芯片所帶的附屬 功能也越來越多，能夠輸出更多波形種類的信號。比如AD公司的AD9852芯片內(nèi)部主頻可達(dá) 到300MHz，且集成了兩個D/A轉(zhuǎn)換器，可以直接得到各種波形的模擬信號輸出。但是，這些 類似提高主頻和軟件算法改進(jìn)方法都是針對DDS技術(shù)中波形采樣得到幅值信號未輸入D/ A轉(zhuǎn)換器之前的，由于D/A轉(zhuǎn)換器本身固有的零階保持轉(zhuǎn)換機(jī)理，得到的模擬信號勢必會是 一個階梯波形信號，而且生成的目標(biāo)信號的頻率與采樣時鐘頻率越接近，也可以說目標(biāo)信 號每個周期的采樣點(diǎn)數(shù)越多，階梯越明顯，諧波分量越大，總諧波失真THD也就是越大。為 了減少信號的失真，勢必要不斷提高采樣時鐘頻率，提高了采樣時鐘頻率，信號發(fā)生器所需 的功耗也就越大，這就造成了低信號失真和低采樣頻率的矛盾，自然也造成了低信號失真 和低功耗的矛盾。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的技術(shù)解決問題針對傳統(tǒng)信號發(fā)生方法的不足，提出了一種新型的基于 直接數(shù)字頻率合成技術(shù)的低功耗低失真信號發(fā)生器，采用折線波形來代替原有的階梯波形來逼近目標(biāo)波形，無需提高采樣頻率，就可獲得失真更小的信號，解決了現(xiàn)有技術(shù)中低信號 失真和低采樣頻率之間的矛盾。本發(fā)明的技術(shù)解決方案一種基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)的低功耗低失真信號發(fā) 生器，其特征在于包括可編程邏輯器件、階梯波形信號生成電路、補(bǔ)償鋸齒波形信號生成 電路和加減法運(yùn)算器；基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)，可編程邏輯器件分別輸出目標(biāo)信號波 形的數(shù)字幅值信號和與數(shù)字幅值信號相匹配的數(shù)字幅值差信號，然后將這兩個信號同步分 別輸出至階梯波形信號生成電路和補(bǔ)償鋸齒波形信號生成電路，得到階梯波形電壓信號和 鋸齒波形補(bǔ)償電壓信號，時域上同步的階梯波形電壓信號和補(bǔ)償鋸齒波形電壓信號輸出至 加減運(yùn)算器，經(jīng)加減運(yùn)算器相加后，階梯波形信號得到了補(bǔ)償，得到折線波形信號。在階梯 波形信號生成電路和補(bǔ)償鋸齒波形信號生成電路這兩路信號處理電路中，對元器件的選擇 應(yīng)盡量相匹配，有利于之后對兩路信號進(jìn)行疊加。如在兩路信號電路中，對D/A轉(zhuǎn)換器、恒 流源模塊和電壓跟隨器進(jìn)行元器件選擇評估的時候，最好選擇相同的元器件，有利于兩路 信號在時域上更加匹配。在階梯波形信號生成電路和補(bǔ)償鋸齒波形信號生成電路這兩路信號處理電路中， 對元器件的選擇應(yīng)盡量相匹配，有利于之后對兩路信號進(jìn)行疊加。本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比的優(yōu)點(diǎn)本發(fā)明是從改變D/A轉(zhuǎn)換器零階保持的轉(zhuǎn)換環(huán)節(jié) 出發(fā)，通過在原有的階梯波形之上補(bǔ)償一個鋸齒波形，得到一個折線波形，從而降低信號的 失真度。由于本發(fā)明的方案與現(xiàn)今使用的提高主頻、改進(jìn)軟件算法的改進(jìn)方案相互獨(dú)立，可 以將本發(fā)明方法累加到前者的技術(shù)之上，無需提高采樣頻率，就可獲得失真更小的信號，解 決了現(xiàn)有技術(shù)中低信號失真和低采樣頻率之間的矛盾。反過來也可以得到如下結(jié)論要獲 得相同失真度的信號，使用了本發(fā)明所需的采樣頻率要比不使用本發(fā)明的情況下小，在微 電子領(lǐng)域，由于頻率大小和功耗直接相關(guān)，所以所需的功耗也會減小?？傊?，本發(fā)明的信號發(fā)生器是在擁有DDS技術(shù)的低成本、低功耗、高分辨率、快速 轉(zhuǎn)換時間和能夠輸出任意波形等優(yōu)點(diǎn)的基礎(chǔ)之上，又大大減小了信號波形的失真。在對信 號失真度、時鐘頻率和功耗有較高要求的領(lǐng)域，比如諧振式傳感器、MEMS器件等應(yīng)用領(lǐng)域， 能夠通過本發(fā)明得到相同失真度但更低采樣頻率、更低功耗的信號發(fā)生單元。


圖1為本發(fā)明中采用鋸齒波補(bǔ)償?shù)脑砜驁D；圖2為本發(fā)明中采用鋸齒波補(bǔ)償原理中第一種階梯波形信號生成部分的實(shí)施方 式的電路圖；圖3為本發(fā)明中采用鋸齒波補(bǔ)償原理中第二種階梯波形信號生成部分的實(shí)施方 式的電路圖；圖4為本發(fā)明中采用鋸齒波補(bǔ)償原理中第一種鋸齒波形信號生成部分的實(shí)施方 式的電路圖；圖5為本發(fā)明中采用鋸齒波補(bǔ)償原理中第二種鋸齒波形信號生成部分的實(shí)施方 式的電路圖；圖6a、圖6b為本發(fā)明中第一種恒流源的實(shí)施方式的電路圖；圖7a、圖7b為本發(fā)明中第二種恒流源的實(shí)施方式的電路圖8a、圖8b為本發(fā)明中積分器的實(shí)施方式的電路圖；圖9a、圖9b為本發(fā)明中加法器的實(shí)施方式的電路圖。
具體實(shí)施例方式本發(fā)明對現(xiàn)有技術(shù)中D/A轉(zhuǎn)換器輸出的階梯波形的信號進(jìn)行了補(bǔ)償，在采樣頻率 不變的情況下，減小了原有D/A轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換環(huán)節(jié)帶入的失真。反之，要獲得相同失真度的信 號，所需的采樣頻率減小，從而功耗也隨之減小。如圖1所示，本發(fā)明提出了采用鋸齒波補(bǔ)償?shù)姆桨福谥苯訑?shù)字頻率合成技術(shù)， 可編程邏輯器件1分別輸出與目標(biāo)波形信號相對應(yīng)的數(shù)字幅值信號和數(shù)字幅值差信號兩 個相應(yīng)的數(shù)字信號，分別輸出至階梯波形信號生成電路2和補(bǔ)償鋸齒波形信號生成電路3， 得到的階梯波形電壓信號Vof和鋸齒波形補(bǔ)償電壓信號Voc同步輸出至加減運(yùn)算器4，進(jìn)行 相加之后就得到一個折線波形信號Vo。其中圖1中所提到的階梯波形信號生成電路2和補(bǔ) 償鋸齒波形信號生成電路3要滿足時域上的同步，但完成的功能互相獨(dú)立，各自可實(shí)施的 方式將在以下幾段中進(jìn)行詳細(xì)描述。如圖2所示，本發(fā)明提出的采用鋸齒波補(bǔ)償原理中第一種階梯波形信號生成部分 的實(shí)施方式的電路圖?；谥苯訑?shù)字頻率合成技術(shù)，可編程邏輯器件1生成所需波形的數(shù) 字幅值信號，輸出至雙極性D/A轉(zhuǎn)換器21，雙極性D/A轉(zhuǎn)換21如果選用雙極性電流輸出型 的D/A轉(zhuǎn)換器，可在輸出端接一個負(fù)載電阻M來進(jìn)行電流-電壓轉(zhuǎn)換，電壓信號通過電壓 跟隨器22得到階梯波形電壓信號Vof ；雙極性輸出的D/A轉(zhuǎn)換器21如果選用雙極性電壓輸 出型的D/A轉(zhuǎn)換器可以直接將電壓信號輸出至電壓跟隨器22得到階梯波形電壓信號Vof。 基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)，可編程邏輯器件1生成所需波形的數(shù)字幅值差信號，輸出至 補(bǔ)償鋸齒波形信號生成電路3，生成補(bǔ)償鋸齒波形電壓信號Voc。時域上同步的階梯波形電 壓信號Vof和補(bǔ)償鋸齒波形電壓信號Voc輸出至加減運(yùn)算器4，相加進(jìn)行補(bǔ)償后得到折線波 形信號Vo。其中，電壓跟隨器在跟隨輸入端電壓信號的同時，也起到了一個緩沖和隔離的作 用。如圖3所示，本發(fā)明提出的采用鋸齒波補(bǔ)償原理中第二種階梯波形信號生成部分 的實(shí)施方式的電路圖?；谥苯訑?shù)字頻率合成技術(shù)，可編程邏輯器件1生成所需波形的數(shù) 字幅值信號，輸出至單極性D/A轉(zhuǎn)換器21’，單極性D/A轉(zhuǎn)換器21’可選用單極性電流輸出 的D/A轉(zhuǎn)換器，在輸出端連接一個恒流源23，抵消電流信號中的直流分量，再將電流輸入到 一個負(fù)載電阻M’來進(jìn)行電流-電壓轉(zhuǎn)換，電壓信號通過電壓跟隨器22得到階梯波形的電 壓信號Vof?；谥苯訑?shù)字頻率合成技術(shù)，可編程邏輯器件1生成所需波形的數(shù)字幅值差信 號，輸出至補(bǔ)償鋸齒波形信號生成電路3，生成補(bǔ)償鋸齒波形電壓信號Voc。時域上同步的 階梯波形電壓信號Vof和補(bǔ)償鋸齒波形電壓信號Voc輸出至加減運(yùn)算器4，相加經(jīng)過補(bǔ)償后 得到折線波形信號Vo。其中，電壓跟隨器在跟隨輸入端電壓信號的同時，也起到了一個緩沖 和隔離的作用。如圖4所示，本發(fā)明提出的采用鋸齒波補(bǔ)償原理中第一種鋸齒波形信號生成部分 的實(shí)施方式的電路圖?；谥苯訑?shù)字頻率合成技術(shù)，可編程邏輯器件1生成所需波形的數(shù) 字幅值差信號，輸出至雙極性數(shù)控恒流源31，雙極性數(shù)控恒流源31可采用雙極性電流輸出 型D/A轉(zhuǎn)換器，D/A轉(zhuǎn)換通過對數(shù)字幅值差信號進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換，生成幅值差階梯波形電流信號，輸出至積分器33，積分器33采用模擬開關(guān)331按照采樣頻率對兩個積分電容333和334 進(jìn)行輪換的充放電，在積分器的輸入端生成一個每個鋸齒斜率隨每個采樣階段輸入積分器 的電流幅值而變化的鋸齒波形電壓信號，鋸齒波形電壓信號輸出至電壓跟隨器32得到一 個鋸齒波形電壓信號Voc?；谥苯訑?shù)字頻率合成技術(shù)，可編程邏輯器件1生成所需波形的 的數(shù)字幅值信號，根據(jù)以上在圖2、圖3中提出的方案，可以得到階梯波形電壓信號Vof。時 域上同步的階梯波形電壓信號Vof和補(bǔ)償鋸齒波形電壓信號Voc輸出至加減運(yùn)算器4，相加 經(jīng)過補(bǔ)償后得到折線波形Vo。如圖5所示，本發(fā)明提出的采用鋸齒波補(bǔ)償原理中第二種鋸齒波形信號生成部分 的實(shí)施方式的電路圖?；谥苯訑?shù)字頻率合成技術(shù)，可編程邏輯器件1生成所需波形的數(shù) 字幅值差信號，輸出至單極性數(shù)控恒流源31’，單極性數(shù)控恒流源可采用單極性電流輸出型 D/A轉(zhuǎn)換器，在輸出的階梯波形電流信號的輸出端連接一個恒流源34，抵消階梯波形電流 信號中的直流分量，剩余的階梯波形的交流電流信號，輸出至積分器33，積分器33采用模 擬開關(guān)331按照采樣頻率對兩個積分電容333和334進(jìn)行輪換的充放電，在積分器的輸入 端生成一個每個鋸齒斜率隨每個采樣階段輸入積分器的電流幅值而變化的鋸齒波形電壓 信號，鋸齒波形電壓信號輸出至電壓跟隨器32得到一個鋸齒波形電壓信號Voc。基于直接 數(shù)字頻率合成技術(shù)，可編程邏輯器件1生成所需波形的的數(shù)字幅值信號，根據(jù)以上在圖2、 圖3中提出的方案，可以得到階梯波形電壓信號Vof。時域上同步的階梯波形電壓信號Vof 和補(bǔ)償鋸齒波形電壓信號Voc輸出至加減運(yùn)算器4，相加進(jìn)行補(bǔ)償后得到折線波形Vo。如圖6所示，恒流源23包括運(yùn)算放大器231、電阻器233、234、235、基準(zhǔn)電壓232、 和PNP三極管236、237 ；恒流源；34包括運(yùn)算放大器；341、電阻；343、；344、；345、基準(zhǔn)電壓342 和PNP三極管346、347。調(diào)節(jié)恒流源23輸出電流正好抵消圖3中說明的階梯波形電流信號 中的直流分量，得到純交流的階梯波形電流信號。調(diào)節(jié)恒流源34輸出電流正好抵消圖5中 說明的階梯波形電流信號中的直流分量，得到純交流的階梯波形電流信號。調(diào)節(jié)三個電阻 233,234,235或；343、；344、345從而調(diào)節(jié)恒流源23或；34輸出電流值。兩PNP三極管236和 237或346和347構(gòu)成PNP型復(fù)合管，增加了放大倍數(shù)，提高了輸出阻抗，與運(yùn)算放大器231 或341形成深度負(fù)反饋，通過第二電阻234或344與第三電阻235或345對基準(zhǔn)電壓源進(jìn) 行分壓，在第一電阻233或343兩端形成穩(wěn)定壓降，然后通過復(fù)合三極管負(fù)反饋電路組合成 為高輸出阻抗的恒流源；該恒流源為輸出型恒流源，也稱正常數(shù)恒流源；為提高恒流源的 輸出電流精度，基準(zhǔn)電壓源可選擇輸出電壓誤差在2mV以下的高精度基準(zhǔn)電壓源芯片，電 阻可選擇誤差在0. 02%以下，溫度系數(shù)在5PPM以下的精密電阻，三極管可選擇放大倍數(shù)大 于200的，運(yùn)算放大器231或341可選擇失調(diào)電壓小于50uV，失調(diào)電流小于2nA的高精度運(yùn) 放。如圖7所示，本發(fā)明的恒流源23還可以采用另外一種形式，它包括運(yùn)算放大器 231、電阻233、234、235、基準(zhǔn)電壓232、和NPN三極管236，、237，，恒流源34包括運(yùn)算放大 器;341、電阻；343、；344、；345、基準(zhǔn)電壓342和NPN三極管；346，、347，。調(diào)節(jié)恒流源23吸入電 流正好抵消圖3中說明的階梯波形電流信號中的直流分量，得到純交流的階梯波形電流信 號。調(diào)節(jié)恒流源34吸入電流正好抵消圖5中說明的階梯波形電流信號中的直流分量，得到 純交流的階梯波形電流信號。調(diào)節(jié)三個電阻233、234、235或343、344、345從而調(diào)節(jié)恒流源 23或34輸出電流值。兩NPN三極管236，和237，或346，和347，構(gòu)成NPN型復(fù)合管，增加了放大倍數(shù)，提高了輸出阻抗，與運(yùn)算放大器231或341形成深度負(fù)反饋，通過第二電阻234 或344與第三電阻235或345對基準(zhǔn)電壓源進(jìn)行分壓，在第一電阻233或343兩端形成穩(wěn) 定壓降，然后通過復(fù)合三極管負(fù)反饋電路組合成為高輸出阻抗的恒流源；該恒流源為吸入 型恒流源，也稱負(fù)常數(shù)恒流源；為提高恒流源的輸出電流精度，基準(zhǔn)電壓源可選擇輸出電壓 誤差在2mV以下的基準(zhǔn)電壓源芯片，電阻可選擇誤差在0. 02%以下，溫度系數(shù)在5PPM以下 的精密電阻，三極管可選擇放大倍數(shù)大于200的，運(yùn)算放大器231或341可選擇失調(diào)電壓小 于50uV，失調(diào)電流小于2nA的運(yùn)放。對圖6輸出型恒流源、圖7吸入型恒流源的選擇取決于 圖3、圖5中單極性D/A轉(zhuǎn)換器和單極性數(shù)控恒流源是吸入型的還是輸出型的。吸入型D/A 轉(zhuǎn)換器對應(yīng)于圖6輸出型恒流源，輸出型D/A轉(zhuǎn)換器對應(yīng)于圖7吸入型恒流源。如圖8所示，本發(fā)明提出的積分器的實(shí)施方式可以分為兩種，相區(qū)別的地方在第 一種方式(圖8a)采用了電壓源335，而第二種方式(圖8b)采用了接地336。第一種方式 會使得積分器一端得到的鋸齒波形信號中帶有一個直流的電壓偏置，電壓偏置的值等于所 采用的電壓源335的電壓值。這個直流偏置可以通過之后電路中的加減運(yùn)算器進(jìn)行減去， 保證輸出信號為純交流信號。第二種方式使得積分器一端得到的鋸齒波形信號中不帶有直 流的電壓偏置，所以不需要考慮抵消直流偏置信號。這兩種方案的選擇取決于模擬開關(guān)331 輸入輸出的模擬信號范圍。如圖8a所示，積分器33由模擬開關(guān)331、限流電阻332、基準(zhǔn)電壓源335、電容333 和334組成。電容333和334的電容值要匹配。模擬開關(guān)331有四個端點(diǎn)A、B、X、Y，端點(diǎn) X與電流輸出型D/A轉(zhuǎn)換器相連，端點(diǎn)A與電容333相連，端點(diǎn)B與電容334相連，端點(diǎn)Y接 基準(zhǔn)電壓源335。當(dāng)端點(diǎn)X與端點(diǎn)A相連，端點(diǎn)Y與端點(diǎn)B相連的時候，電流對電容333充 電，電容334通過限流電阻332與基準(zhǔn)電壓源335相連，進(jìn)行放電使電容334非接地端達(dá)到 基準(zhǔn)電壓，當(dāng)端點(diǎn)X與端點(diǎn)B相連，端點(diǎn)Y與端點(diǎn)A相連的時候，電流對電容334充電，電容 333通過限流電阻332與基準(zhǔn)電壓源335相連，進(jìn)行放電使電容334非接地端達(dá)到基準(zhǔn)電 壓。模擬開關(guān)輪換著對電容333和334進(jìn)行充放電，在積分器33的輸入端X得到一個斜率 隨輸入電流變化的鋸齒波形電壓信號，信號中帶有一個值等于基準(zhǔn)電壓源335的直流偏置 電壓信號。如圖8b，本發(fā)明積分器33的另外一種形式，它由模擬開關(guān)331、限流電阻332、地 336、電容333和334組成。電容333和334的電容值要匹配。模擬開關(guān)331有四個端點(diǎn) A、B、X、Y，端點(diǎn)X與電流輸出型D/A轉(zhuǎn)換器相連，端點(diǎn)A與電容333相連，端點(diǎn)B與電容334 相連，端點(diǎn)Y接地。當(dāng)端點(diǎn)X與端點(diǎn)A相連，端點(diǎn)Y與端點(diǎn)B相連的時候，電流對電容333充 電，電容334通過限流電阻332與地336相連，進(jìn)行放電，當(dāng)端點(diǎn)X與端點(diǎn)B相連，端點(diǎn)Y與 端點(diǎn)A相連的時候，電流對電容334充電，電容333通過限流限流電阻332與地336相連， 進(jìn)行放電。模擬開關(guān)輪換著對電容333和334進(jìn)行充放電，在積分器33的輸入端X得到一 個斜率隨輸入電流變化的鋸齒波形電壓信號，信號中不帶直流偏置電壓信號。模擬開關(guān)的切換時間要等于可編程邏輯器件1輸出數(shù)字信號的采樣周期，而且每 一次的切換充放電的開始時間都要正好在階梯波形信號的每一個階梯開始的時間。模擬開 關(guān)331可以直接采用兩個單刀雙擲的模擬開關(guān)芯片，并對非公共端進(jìn)行首尾相連，使得具 備四個端點(diǎn)來回切換的功能。也可以采用四個單刀單擲的模擬開關(guān)芯片，并對兩端口進(jìn)行 首尾相連，使得具備四個端點(diǎn)來回切換的功能。
如圖9所示，本發(fā)明提出的加減運(yùn)算器的實(shí)施方式可以分為兩種。分別針對于積 分器33采用的是基準(zhǔn)電壓源的情況和接地的情況。當(dāng)積分器33輸出端的鋸齒波形電壓信 號帶有一直流偏置電壓信號，需要在加減運(yùn)算器4中減去這一直流偏置電壓信號，而且該 直流偏置電壓的大小等于積分器33中采用的電壓基準(zhǔn)源335輸出的電壓大小，所以可以采 用加減運(yùn)算器4的第一種實(shí)施方式(圖9a)；當(dāng)積分器33輸出端的鋸齒波形電壓信號不帶 有直流偏置電壓信號，所以可以采用加減運(yùn)算器4的第二種實(shí)施方式(圖9b)。如圖9a所示，加減運(yùn)算器4由電阻42、43、44、45和46、運(yùn)算放大器41和基準(zhǔn)電壓 335組成。階梯波形電壓信號通過電阻42和帶有直流偏置的鋸齒波形電壓信號通過電阻 43 一起并聯(lián)輸入到運(yùn)算放大器41的負(fù)相輸入端，基準(zhǔn)電壓源335通過電阻44輸入到運(yùn)算 放大器41的正相輸入端，運(yùn)算放大器41的正相輸入端通過電阻45接地，電阻46連接運(yùn)算 放大器41的負(fù)相輸入端和輸出端構(gòu)成負(fù)反饋回路。加減運(yùn)算器4實(shí)現(xiàn)了將輸入的階梯波 形電壓信號和帶有直流偏置的鋸齒波形電壓信號進(jìn)行相加然后再減去直流偏置電壓信號， 得到折線波形電壓信號。如圖9b所示，加減運(yùn)算器4還可以由電阻42、43、44、45和46、運(yùn)算放大器41和地 336組成。階梯波形電壓信號通過電阻42和帶有直流偏置的鋸齒波形電壓信號通過電阻 43 一起并聯(lián)輸入到運(yùn)算放大器41的負(fù)相輸入端，運(yùn)算放大器41的正相輸入端通過電阻44 和45接地，電阻46連接運(yùn)算放大器41的負(fù)相輸入端和輸出端構(gòu)成負(fù)反饋回路。這種形式 的加減運(yùn)算器4實(shí)現(xiàn)了將輸入的階梯波形電壓信號和鋸齒波形電壓信號進(jìn)行相加，得到折 線波形電壓信號。通過相應(yīng)軟件仿真和理論公式推導(dǎo)，目標(biāo)信號為IOOKHz正弦波形信號，以2MHz為 采樣時鐘頻率，生成相應(yīng)的階梯波形信號的總諧波失真THD為-20dB，而使用本發(fā)明技術(shù)生 成的折現(xiàn)波形信號的總諧波失真THD為-50dB。足足減小了 30dB左右。反過來證明了在輸 出相同總諧波失真THD的波形的時候，使用本發(fā)明技術(shù)所需的采樣時鐘頻率遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于使用 常規(guī)技術(shù)所需的采樣時鐘頻率。在針對小型化、集成化等要求的時候，也可以依照本發(fā)明采 用ASIC工藝實(shí)現(xiàn)，這樣減小了采樣時鐘頻率的同時，也減小了功耗。本發(fā)明尤其適用于平 滑波形信號生成的應(yīng)用中。對直接數(shù)字頻率合成平滑波形信號的應(yīng)用中不可避免地會帶入 波形失真起到了有效的遏制作用。本發(fā)明適用于所需信號頻率要求為IOOKHz左右，而采樣 時鐘頻率在2MHz左右，但又對信號失真度和功耗要求較高的領(lǐng)域，尤其適用于微機(jī)電MEMS 器件中。本發(fā)明未詳細(xì)闡述部分屬于本領(lǐng)域公知技術(shù)。
權(quán)利要求
1.一種基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)的低功耗低失真信號發(fā)生器，其特征在于包括可 編程邏輯器件(1)、階梯波形信號生成電路(2)、補(bǔ)償鋸齒波形信號生成電路(3)和加減法 運(yùn)算器(4)；基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)，可編程邏輯器件(1)分別輸出目標(biāo)波形信號的數(shù) 字幅值信號和與數(shù)字幅值信號相匹配的數(shù)字幅值差信號，然后將這兩個信號分別同步輸出 至階梯波形信號生成電路(2)和補(bǔ)償鋸齒波形信號生成電路(3)，得到階梯波形電壓信號 Vof和鋸齒波形補(bǔ)償電壓信號Voc，時域上同步的階梯波形電壓信號Vof和補(bǔ)償鋸齒波形電 壓信號Voc輸出至加減運(yùn)算器(4)，經(jīng)加減運(yùn)算器(4)相加后得到折線波形信號Vo。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)的低功耗低失真信號發(fā)生器，其 特征在于所述階梯波形信號生成電路(2)包括雙極性D/A轉(zhuǎn)換器(21)、階梯波形信號電 壓跟隨器(22)和負(fù)載電阻(24)；雙極性D/A轉(zhuǎn)換器(21)的模擬信號輸出端連接到階梯波 形信號電壓跟隨器(22)的輸入端，階梯波形信號電壓跟隨器(22)輸出端得到正常情況下 的階梯波形信號Vof，并連接到加減法運(yùn)算器(4)的輸入端；雙極性D/A轉(zhuǎn)換器(21)將輸 入的數(shù)字幅值信號轉(zhuǎn)換成雙極性階梯波形電壓信號，通過電壓跟隨器(22)對該階梯波形 電壓信號進(jìn)行跟隨，并對信號起到緩沖和隔離作用。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)的低功耗低失真信號發(fā)生器，其 特征在于所述雙極性D/A轉(zhuǎn)換器(21)如果選用雙極性電流輸出型的D/A轉(zhuǎn)換器，可在其 輸出端接一個負(fù)載電阻(24)，將模擬電流信號進(jìn)行電流-電壓轉(zhuǎn)換，電壓跟隨器(22)通過 對負(fù)載電阻(24) —端的階梯波形模擬電壓信號進(jìn)行跟隨得到階梯波形電壓信號Vof ；雙極 性D/A轉(zhuǎn)換器(21)如果選用雙極性電壓輸出型的D/A轉(zhuǎn)換器，電壓跟隨器(22)可通過對 D/A轉(zhuǎn)換器輸出端的階梯波形模擬電壓信號進(jìn)行直接跟隨，得到階梯波形電壓信號Vof。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)的低功耗低失真信號發(fā)生器，其 特征在于所述階梯波形信號生成電路(2)包括單極性D/A轉(zhuǎn)換器(21’)、恒流源(23)、 電壓跟隨器(22)和負(fù)載電阻(24’ )；恒流源(23)與單極性D/A轉(zhuǎn)換器(21’ )的輸出端相 連，連接到階梯波形信號電壓跟隨器(22)的輸入端，階梯波形信號電壓跟隨器(22)輸出端 得到正常情況下的階梯波形信號Vof，并連接到加減法運(yùn)算器(4)的輸入端；單極性D/A轉(zhuǎn) 換器(21’ )選用單極性電流輸出型的D/A轉(zhuǎn)換器，將輸入的數(shù)字幅值信號轉(zhuǎn)換成單極性階 梯波形電流信號，輸出端連接一個恒流源(23)，將D/A轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換得到的單極性階梯波形 電流信號中的直流分量抵消，剩余的交流電流輸入到一個負(fù)載電阻(24’)，將模擬電流信號 進(jìn)行電流-電壓轉(zhuǎn)換，再通過電壓跟隨器(22)對負(fù)載電阻(24’)一端的階梯波形電壓信號 進(jìn)行跟隨，并對信號起到緩沖和隔離作用。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)的低功耗低失真信號發(fā)生器，其 特征在于所述恒流源(23)包括運(yùn)算放大器(231)、三個電阻(233、234、235)、基準(zhǔn)電壓 (232)和兩個PNP三極管(236、237)；兩個PNP三極管(236、237)構(gòu)成PNP型復(fù)合管，其中 第一 PNP三極管(236)的基極連接運(yùn)算放大器(231)的輸出端，該第一 PNP三極管(236)的 集電極與第二 PNP三極管(237)的集電極連接輸出電流，該第二 PNP三極管(237)的基極 連接第一 PNP三極管(236)的發(fā)射級，第二 PNP三極管(237)的發(fā)射級反饋連接到運(yùn)算放 大器(231)的反相輸入端；第一電阻(233) —端連接到運(yùn)算放大器(231)的反相輸入端，另 一端連接到基準(zhǔn)電壓源(232)；第二電阻(234) —端連接到運(yùn)算放大器(231)的正相輸入 端，另一端連接到基準(zhǔn)電壓源(232)；第三電阻(235) —端連接到運(yùn)算放大器(231)的正相輸入端，另一端接地；調(diào)節(jié)三個電阻(233、234、235)從而調(diào)節(jié)恒流源(23)輸出電流值；兩 PNP三極管(236、237)構(gòu)成PNP型復(fù)合管，增加了放大倍數(shù)，提高了輸出阻抗，與運(yùn)算放大器 (231)形成深度負(fù)反饋，通過第二電阻(234)與第三電阻(235)對基準(zhǔn)電壓源進(jìn)行分壓，在 第一電阻(233)兩端形成穩(wěn)定壓降，然后通過復(fù)合三極管負(fù)反饋電路組合成為高輸出阻抗 的恒流源。
6.根據(jù)權(quán)利要求4所述的基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)的低功耗低失真信號發(fā)生器，其 特征在于所述的恒流源(23)包括運(yùn)算放大器(231)、三個電阻(233、234、235)、基準(zhǔn)電 壓(232)和兩個NPN三極管(236，、237，)；兩NPN三極管(236，、237，)構(gòu)成NPN型復(fù)合管， 第一 NPN三極管(236’ )的基極連接運(yùn)算放大器(231)的輸出端，第一 NPN三極管(236’ ) 的集電極與第二 NPN三極管(237’)的集電極連接吸入電流，第二 NPN三極管(237’)的基 極連接第一 NPN三極管(236’)的發(fā)射級，第二 NPN三極管(237’)的發(fā)射級反饋連接到運(yùn) 算放大器(231)的反相輸入端；第一電阻(233) —端連接到運(yùn)算放大器(231)的反相輸入 端，另一端連接到基準(zhǔn)電壓源(232)；第二電阻(234) —端連接到運(yùn)算放大器(231)的正相 輸入端，另一端連接到基準(zhǔn)電壓源(232)；第三電阻(235) —端連接到運(yùn)算放大器(231)的 正相輸入端，另一端接地；調(diào)節(jié)三個電阻(233、234、235)從而調(diào)節(jié)恒流源(23)輸出電流值。 兩NPN三極管(236，、237，)構(gòu)成NPN型復(fù)合管，增加了放大倍數(shù)，提高了輸出阻抗，與運(yùn)算 放大器(231)形成深度負(fù)反饋，通過第二電阻(234)與第三電阻(235)對基準(zhǔn)電壓源進(jìn)行 分壓，在第一電阻(233)兩端形成穩(wěn)定壓降，然后通過復(fù)合三極管負(fù)反饋電路組合成為高 輸出阻抗的恒流源。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)的低功耗低失真信號發(fā)生器， 其特征在于所述補(bǔ)償鋸齒波形信號生成電路(3)包括雙極性數(shù)控恒流源(31)、積分器(33)和電壓跟隨器(32)；雙極性數(shù)控恒流源(31)的模擬信號輸出端連接到積分器(33)， 得到鋸齒波形信號，積分器(33)的電流輸入端連接到電壓跟隨器(32)的輸入端，電壓跟隨 器(32)輸出端得到補(bǔ)償鋸齒波形信號Voc，并連接到加減法運(yùn)算器(4)的輸入端；雙極性 輸出數(shù)控恒流源(31)將輸入的數(shù)字幅值差信號轉(zhuǎn)換成雙極性階梯波形幅值差電流信號， 積分器(33)對輸入的幅值差電流信號在每個階梯上通過自身的電容輪換充放電進(jìn)行積 分，在積分器的一端生成鋸齒波形電壓信號，電壓跟隨器(32)對該階梯波形電壓信號進(jìn)行 跟隨，并對信號起到緩沖和隔離作用。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)的低功耗低失真信號發(fā)生器，其 特征在于所述的補(bǔ)償鋸齒波形信號生成電路(3)包括單極性數(shù)控恒流源(31’)、恒流源(34)、積分器(33)和電壓跟隨器(32)；單極性輸出D/A轉(zhuǎn)換器(31’)與恒流源(34)的輸出 端相連，連接到積分器(33)，積分器(33)的電流輸入端連接到電壓跟隨器(32)的輸入端， 電壓跟隨器(32)輸出端得到補(bǔ)償鋸齒波形信號Voc，并連接到加減法運(yùn)算器(4)的輸入端； 單極性數(shù)控恒流源(31’ )選用單極性電流輸出型的D/A轉(zhuǎn)換器，將輸入的數(shù)字幅值差信號 轉(zhuǎn)換成單極性階梯波形電流信號，輸出端連接一個恒流源(34)，將D/A轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換得到的 單極性階梯波形電流信號中的直流分量抵消，剩余的交流電流輸入到積分器(33)，積分器 (33)對輸入的幅值差電流信號在每個階梯上通過自身的電容輪換充放電進(jìn)行積分，在積分 器的一端生成鋸齒波形電壓信號，再通過電壓跟隨器(32)對積分器(34) —端的鋸齒波形 電壓信號進(jìn)行跟隨，并對信號起到緩沖和隔離作用。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)的低功耗低失真信號發(fā)生器，其 特征在于所述恒流源(34)包括運(yùn)算放大器(341)、三個電阻(343、344、345)、基準(zhǔn)電壓 (342)和兩個PNP三極管(346、347)；兩PNP三極管(346、347)構(gòu)成PNP型復(fù)合管，第一 PNP 三極管(346)的基極連接運(yùn)算放大器(341)的輸出端，該第一PNP三極管(346)的集電極與 第二 PNP三極管(3335)的集電極連接輸出電流，該第二 PNP三極管(347)的基極連接所述 該第一 PNP三極管(346)的發(fā)射級，該第二 PNP三極管(347)的發(fā)射級反饋連接到運(yùn)算放 大器(341)的反相輸入端；第一電阻(343) —端連接到運(yùn)算放大器(341)的反相輸入端，另 一端連接到基準(zhǔn)電壓源(342)；第二電阻(344) —端連接到運(yùn)算放大器(341)的正相輸入 端，另一端連接到基準(zhǔn)電壓源(342)；第三電阻(345) —端連接到運(yùn)算放大器(341)的正相 輸入端，另一端接地；調(diào)節(jié)三個電阻(343、344、345)，從而調(diào)節(jié)恒流源(34)輸出電流值。兩 PNP三極管(346、347)構(gòu)成PNP型復(fù)合管，增加了放大倍數(shù)，提高了輸出阻抗，與運(yùn)算放大器 (341)形成深度負(fù)反饋，通過第二電阻(344)與第三電阻(345)對基準(zhǔn)電壓源進(jìn)行分壓，在 第一電阻(343)兩端形成穩(wěn)定壓降，然后通過復(fù)合三極管負(fù)反饋電路組合成為高輸出阻抗 的恒流源；該恒流源為輸出型恒流源，也稱正常數(shù)恒流源。
10.根據(jù)權(quán)利要求8所述的基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)的低功耗低失真信號發(fā)生器， 其特征在于所述恒流源(34)包括運(yùn)算放大器(341)、三個電阻(343、344、345)、基準(zhǔn)電 壓(342)和兩個NPN三極管(346，、347，)；兩個NPN三極管(346，、347，)構(gòu)成NPN型復(fù) 合管，第一 NPN三極管(346’ )的基極連接運(yùn)算放大器(341)的輸出端，該第一 NPN三極 管(346，)的集電極與第二 NPN三極管(347，)的集電極連接吸入電流，該第二 NPN三極 管(347，)的基極連接第一 NPN三極管(346，)的發(fā)射級，該第二 NPN三極管(347，)的發(fā) 射級反饋連接到運(yùn)算放大器(341)的反相輸入端；第一電阻(343) —端連接到運(yùn)算放大器 (341)的反相輸入端，另一端連接到基準(zhǔn)電壓源(342)；第二電阻(345) —端連接到運(yùn)算放 大器(341)的正相輸入端，另一端連接到基準(zhǔn)電壓源(342)；第三電阻(345) —端連接到運(yùn) 算放大器(341)的正相輸入端，另一端接地；調(diào)節(jié)三個電阻(343、344、345)從而調(diào)節(jié)恒流源 (34，)輸出電流值；兩NPN三極管(346，、3335，)構(gòu)成NPN型復(fù)合管，增加了放大倍數(shù)，提高 了輸出阻抗，與運(yùn)算放大器(341)形成深度負(fù)反饋，通過第二電阻(344)與第三電阻(345) 對基準(zhǔn)電壓源進(jìn)行分壓，在第一電阻(343)兩端形成穩(wěn)定壓降，然后通過復(fù)合三極管負(fù)反 饋電路組合成為高輸出阻抗的恒流源。
11.根據(jù)權(quán)利要求7或8所述的一種基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)的低功耗低失真信號 發(fā)生器，其特征在于所述的積分器(33)包括模擬開關(guān)(331)、限流電阻(332)、兩個積分 電容(333、334)和基準(zhǔn)電壓源(335)；模擬開關(guān)(331)有四個端點(diǎn)A、B、X和Y ；端點(diǎn)X與雙 極性數(shù)控恒流源(31)或單極性數(shù)控恒流源(31’ )的輸出端相連，端點(diǎn)A與第一積分電容 (333)相連，端點(diǎn)B與第二積分電容(334)相連，端點(diǎn)Y經(jīng)過限流電阻(332)與基準(zhǔn)電壓源 (335)或者地(336)相連；當(dāng)端點(diǎn)X與端點(diǎn)A相連，端點(diǎn)Y與端點(diǎn)B相連的時候，電流對第 一積分電容(333)充電，第二積分電容(334)與基準(zhǔn)電壓源(335)或者地(336)相連，進(jìn)行 放電；當(dāng)端點(diǎn)X與端點(diǎn)B相連，端點(diǎn)Y與端點(diǎn)A相連的時候，電流對第二積分電容(334)充 電，第一積分電容(333)與基準(zhǔn)電壓源(335)或者地(336)相連，進(jìn)行放電；模擬開關(guān)(331) 切換由可編程邏輯器件(1)控制，輸入到積分器(33)階梯波形的幅值差電流信號在每個階 梯上輪流對兩個電容進(jìn)行充電，在積分器的輸入端X就能得到一個每一個鋸齒斜率與輸入電流信號在每個階梯上幅值大小成正比的鋸齒波形電壓信號。
12.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)的低功耗低失真信號發(fā)生器， 其特征在于所述的加減運(yùn)算器(4)包括運(yùn)算放大器(41)、四個輸入電阻(42、43、44、 45)，反饋電阻(46)和基準(zhǔn)電壓源(335)或著地(336)；階梯波形信號Vof和補(bǔ)償鋸齒波形 信號Voc分別通過輸入電阻(42、43)連接到運(yùn)算放大器(41)的反相輸入端；反饋電阻(46) 連接運(yùn)算放大器(41)的反相輸入端和輸出端；第三個輸入電阻(44) 一端連接運(yùn)算放大器 (41)的正相輸入端，另一端連接基準(zhǔn)電壓源(335)或者地(336)；第四個輸入電阻(45) — 端連接第一運(yùn)算放大器(41)的正相輸入端，另一端接地；階梯波形電壓信號Vof和補(bǔ)償鋸 齒波形電壓信號Voc通過加減運(yùn)算器(4)進(jìn)行疊加實(shí)現(xiàn)補(bǔ)償，生成折線波形信號Vo。
全文摘要
一種基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)的低功耗低失真信號發(fā)生器，包括可編程邏輯器件、階梯波形信號生成電路、補(bǔ)償鋸齒波形信號生成電路和加減法運(yùn)算器。基于直接數(shù)字頻率合成技術(shù)，可編程邏輯器件分別輸出目標(biāo)波形信號的數(shù)字幅值信號和與數(shù)字幅值信號相匹配的數(shù)字幅值差信號，然后將這兩個信號同步分別輸出至階梯波形信號生成電路和補(bǔ)償鋸齒波形信號生成電路，得到的在時域上同步的階梯波形電壓信號Vof和鋸齒波形補(bǔ)償電壓信號Voc輸出至加減運(yùn)算器，經(jīng)過疊加對鋸齒波形進(jìn)行補(bǔ)償，最終得到折線波形信號。本發(fā)明無需提高采樣頻率，就可獲得失真更小的信號，解決了現(xiàn)有技術(shù)中的信號失真和采樣頻率之間的矛盾。適用于對信號失真度、時鐘頻率和功耗有較高要求的應(yīng)用領(lǐng)域，對直接數(shù)字頻率合成平滑波形信號的應(yīng)用中不可避免會帶入的階梯波形失真起到了有效的遏制作用。
文檔編號H03L7/00GK102064802SQ20101054012
公開日2011年5月18日 申請日期2010年11月10日 優(yōu)先權(quán)日2010年11月10日
發(fā)明者杜艷, 樊尚春, 邢維巍, 駱東君 申請人:北京航空航天大學(xué)