本發(fā)明涉及一種復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機的控制方法，屬于磁懸浮開關磁阻電機的控制技術領域。

背景技術：

無軸承開關磁阻電機是20世紀90年代發(fā)展起來的一種新型磁懸浮電機。無軸承開關磁阻電機因集旋轉與懸浮兩功能于一體，不僅可有效解決高速運行時軸承摩擦帶來的損耗和發(fā)熱等問題，還能進一步發(fā)揮開關磁阻電機的高速適應性，從而強化其在航空航天、飛輪儲能、艦船等高速領域的應用基礎。

隨著研究的不斷深入，人們逐漸認識到，能否解決轉矩和懸浮力有效輸出區(qū)域間的制約，懸浮與旋轉兩功能是否能解耦控制、以及高速時懸浮控制精度好壞，對無軸承同步磁阻電機BSRM高速性能是否能得到充分發(fā)揮起著至關重要的作用。

具有全轉子位置懸浮能力的復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機，顯著提升了徑向承載能力，同時有效打破了傳統(tǒng)BSRM轉矩和懸浮力有效輸出區(qū)域間的制約，從而有利于實現BSRM轉矩和懸浮力的解耦及協(xié)調控制。

然而，與傳統(tǒng)結構無軸承開關磁阻電機相比，由于圓柱轉子的存在，導致復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機的電感幅值較大，在電源電壓受限的情況下，電流響應速度下降。尤其高速運行時，完成換相與勵磁模式切換均需要經歷較長的勵磁周期，這期間電流斬波控制和跟蹤精度下降，影響懸浮力的控制精度。因此，研究復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機換相與勵磁模式切換過程中的懸浮力平穩(wěn)控制方法，實現懸浮力的全程精準控制，是提升系統(tǒng)可靠性的關鍵。

技術實現要素：

本發(fā)明目的是針對現有技術的不足，提出一種復合轉子無軸承開關磁阻電機的控制方法。所述方法使得復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機換相與勵磁模式切換時的懸浮力平穩(wěn)過渡，是一種新型控制方法。

本發(fā)明為實現上述目的，采用如下技術方案：

一種復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機的控制方法，所述復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機包括定子、轉子和繞組；所述定子為凸極結構，其定子齒個數為12；所述繞組共12個，每個定子齒上繞有1個繞組；所述轉子由圓柱轉子和凸極轉子構成，圓柱轉子為圓柱型結構，凸極轉子為凸極結構；所述凸極轉子的齒個數為8；所述圓柱轉子和凸極轉子串聯(lián)，緊密布置，套在轉軸上，并布置在所述定子內；所述復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機為三相工作制電機，每相繞組由空間上相隔90°的四個繞組構成，三相分別為A相、B相和C相，所述三相在空間上相差30°；

其特征在于，每相繞組均有懸浮勵磁和轉矩勵磁兩種工作模式，所述電動運行時，每相繞組首先進行懸浮勵磁，之后進行轉矩勵磁；懸浮勵磁時，將懸浮力控制區(qū)分為雙相懸浮模式和單相懸浮模式；所述雙相懸浮模式包括雙相懸浮模式Ⅰ和雙相懸浮模式Ⅱ；每相懸浮勵磁將依次經歷雙相懸浮模式Ⅰ、單相懸浮模式和雙相懸浮模式Ⅱ三個過程，并且通過獨立控制每相四個繞組的電流，以調節(jié)懸浮力；轉矩勵磁時，通過控制每相繞組功率開關的關斷角，以調節(jié)轉矩；具體包括如下步驟：

步驟A，采集轉子實時位置角θ，判別各相勵磁狀態(tài)；

步驟A-1，當轉子位置角θ＝θ_on時，開通A相繞組功率電路的功率開關，A相開始懸浮勵磁；當θ＝θ_on+15°時，A相懸浮勵磁結束，開始轉矩勵磁；其中，θ_on對應于A相最小電感平頂區(qū)的起始點，超前A相對齊位置30°；

步驟A-2，當θ＝θ_on+15°時，C相導通，開始懸浮勵磁；當θ＝θ_on+30°時，C相懸浮勵磁結束，開始轉矩勵磁；

步驟A-3，當θ＝θ_on+30°時，B相導通，開始懸浮勵磁；當θ＝θ_on+45°時，B相懸浮勵磁結束，開始轉矩勵磁；

步驟B，獲取X方向給定懸浮力和Y方向給定懸浮力具體步驟如下：

步驟B-1，選定三相工作制電機中的一相，在所述相進入懸浮勵磁之后，獲取該相懸浮勵磁時轉子在X軸和Y軸方向的實時位移信號α和β，其中，X軸與所述相兩定子齒極中心線重合，Y軸與所述相其余兩定子齒極中心線重合，X軸與Y軸在空間上相差90°；

步驟B-2，將實時位移信號α和β分別與給定的參考位移信號α^*和β^*相減，分別得到X方向和Y方向的實時位移信號差Δα和Δβ，將所述實時位移信號差Δα和Δβ經過比例積分微分控制器，得到所述相X方向懸浮力和Y方向懸浮力

步驟C，懸浮模式判別及懸浮力分配，具體步驟如下：

步驟C-1，θ∈[θ_on，θ₁]時，A相開始導通勵磁，B相由懸浮勵磁模式切換到轉矩勵磁模式，A相和B相均產生懸浮力，所述電機運行于雙相懸浮模式Ⅰ；

A相X方向懸浮力的參考值和Y方向懸浮力的參考值分別為：

B相X方向懸浮力的參考值和Y方向懸浮力的參考值分別為：

其中，轉子位置角θ₁由電機結構參數和運行速度決定，f₁(θ)為雙相懸浮模式Ⅰ時的懸浮力分配函數，其表達式為：

步驟C-2，θ∈[θ₁，θ₂]時，僅A相產生懸浮力，所述電機運行于單相懸浮模式；A相X方向懸浮力的參考值和Y方向懸浮力的參考值分別為和其中，轉子位置角θ₂＝θ_on+15°；

步驟C-3，θ∈[θ₂，θ₃]時，A相由懸浮勵磁模式切換到轉矩勵磁模式，C相開始導通勵磁，A相和C相均產生懸浮力，所述電機運行于雙相懸浮模式Ⅱ；

A相X方向懸浮力的參考值和Y方向懸浮力的參考值分別為：

C相X方向懸浮力的參考值和Y方向懸浮力的參考值分別為：

其中，轉子位置角θ₃＝θ₁+θ₂-θ_on，f₂(θ)為雙相懸浮模式Ⅱ時的懸浮力分配函數，表達式為

步驟D，調節(jié)θ∈[θ_on，θ₁]區(qū)間的懸浮力，此時所述電機運行于雙相懸浮模式Ⅰ，A相和B相均產生懸浮力，具體步驟如下：

步驟D-1，調節(jié)A相懸浮力，

步驟D-1-1，根據所述懸浮力和以及電流計算公式和得到A相X方向電流差的參考值和A相Y方向電流差的參考值

其中，k_f1為懸浮力系數，其表達式為

N為繞組匝數，μ₀為真空磁導率，l_c為圓柱轉子的軸向長度；

r為圓柱轉子的半徑，α_s為定子的極弧角，δ為氣隙長度，I_N為所述電機的額定相電流；

步驟D-1-2，根據A相X方向電流差的參考值和Y方向電流差的參考值由電流計算公式和得到A相四個繞組電流的參考值和

步驟D-1-3，利用電流斬波控制方法，讓A相四個繞組的實際電流i_a1、i_a2、i_a3和i_a4分別跟蹤其參考值和從而實時調節(jié)A相懸浮力；

步驟D-2，調節(jié)B相懸浮力，

步驟D-2-1，根據所述懸浮力和以及電流計算公式和得到B相X方向電流差的參考值和B相Y方向電流差的參考值其中，k_f2為懸浮力系數，其表達式為其中l(wèi)_t為凸極轉子的軸向長度；

步驟D-2-2，根據B相X方向電流差的參考值和Y方向電流差的參考值由電流計算公式和得到B相四個繞組電流的參考值和

步驟D-2-3，利用電流斬波控制方法，讓B相四個繞組的實際電流i_b1、i_b2、i_b3和i_b4分別跟蹤其參考值和從而實時調節(jié)B相懸浮力；

步驟E，調節(jié)θ∈[θ₁，θ₂]區(qū)間的懸浮力，此時所述電機運行于單相懸浮模式，僅由A相產生懸浮力，具體步驟如下：

步驟E-1，根據所述懸浮力和以及電流計算公式和得到A相X方向電流差的參考值和A相Y方向電流差的參考值

步驟E-2，根據A相X方向電流差的參考值和Y方向電流差的參考值由電流計算公式和解算得到A相四個繞組電流的參考值和

步驟E-3，利用電流斬波控制方法，讓A相四個繞組的實際電流i_a1、i_a2、i_a3和i_a4分別跟蹤其參考值和從而實時調節(jié)懸浮力；

步驟F，調節(jié)θ∈[θ₂，θ₃]區(qū)間的懸浮力，此時所述電機運行于雙相懸浮模式Ⅱ，A相和C相均產生懸浮力，具體步驟如下：

步驟F-1，調節(jié)A相懸浮力，

步驟F-1-1，根據所述懸浮力和以及電流計算公式和得到A相X方向電流差的參考值和A相Y方向電流差的參考值

步驟F-1-2，根據A相X方向電流差的參考值和Y方向電流差的參考值由電流計算公式和解算得到A相四個繞組電流的參考值和

步驟F-1-3，利用電流斬波控制方法，讓A相四個繞組的實際電流i_a1、i_a2、i_a3和i_a4分別跟蹤其參考值和從而實時調節(jié)A相懸浮力；

步驟F-2，調節(jié)C相懸浮力，

步驟F-2-1，根據所述懸浮力和以及電流計算公式和得到C相X方向電流差的參考值和C相Y方向電流差的參考值

步驟F-2-2，根據C相X方向電流差的參考值和Y方向電流差的參考值由電流計算公式和解算得到C相四個繞組電流的參考值和

步驟F-2-3，利用電流斬波控制方法，讓C相四個繞組的實際電流i_c1、i_c2、i_c和i_c4分別跟蹤其參考值和從而實時調節(jié)C相懸浮力；

步驟G，調節(jié)轉矩，θ∈[θ₃，θ_off]時，A相處于轉矩勵磁工作模式，通過調節(jié)關斷角θ_off，控制輸出轉矩；具體步驟如下：

步驟G-1，采集轉子實時轉速，計算得到轉子角速度ω；

步驟G-2，轉子角速度ω與設定的參考角速度ω^*相減，得到轉速差Δω；

步驟G-3，所述轉速差Δω，通過比例積分控制器，獲得關斷角θ_off，利用角度位置控制方法，通過動態(tài)調節(jié)關斷角θ_off的取值，從而實時調節(jié)轉矩。

本發(fā)明的有益效果：本發(fā)明提出了一種復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機的控制方法。所述方法能夠達到如下技術效果：

(1)實現轉矩和懸浮力的解耦控制；

(2)實現換相與勵磁模式切換過程中的懸浮力平穩(wěn)控制；

(3)實現懸浮力的全程精準控制。

附圖說明

圖1是復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機的三維結構示意圖。

圖2是復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機的A相繞組示意圖。

圖3是復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機的懸浮力平穩(wěn)控制方法的系統(tǒng)框圖。

圖4是復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機的三相繞組電感。

圖5是三相繞組電流及勵磁區(qū)間示意圖。

圖6是懸浮模式判別及懸浮力分配圖。

附圖標記說明：圖1至圖6中，1是定子，2是凸極轉子，3是圓柱轉子，4是繞組，5是轉軸，i_a1+、i_a2+、i_a2+、i_a3+分別為A相四個繞組的流入電流，i_a1-、i_a2-、i_a2-、i_a3-分別為A相四個繞組的流出電流，i_b1、i_b2、i_b2、i_b3分別為B相四個繞組電流，i_c1、i_c2、i_c2、i_c3分別為C相四個繞組電流，X、Y分別為直角坐標系的兩坐標軸，F_α，F_β為A相繞組在X、Y軸方向產生的懸浮力，F_α*，F_β*為懸浮力的參考值，F_Aα*，F_Aβ*為A相懸浮力的參考值，F_Bα*，F_Bβ*為B相懸浮力的參考值，F_Cα*，F_Cβ*為C相懸浮力的參考值，α、β分別為轉子在在X、Y軸方向上的偏心位移，α*、β*分別為轉子在在X、Y軸方向上偏心位移的參考值。

具體實施方式

下面結合附圖，對本發(fā)明一種復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機的控制方法的技術方案進行詳細說明：

如圖1所示，是復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機的三維結構示意圖，其中，1是定子，2是凸極轉子，3是圓柱轉子，4是繞組，5是轉軸。

所述復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機包括定子、轉子和繞組；所述定子為凸極結構，極數為12；所述轉子由圓柱轉子和凸極轉子構成，圓柱轉子為圓柱型結構，凸極轉子為凸極結構，且極數為8；所述圓柱轉子和凸極轉子串聯(lián)緊密布置，套在轉軸上，并布置在所述定子內；每個定子齒均繞有1個繞組，共12個。

圖2為復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機的A相繞組示意圖。A相繞組由空間上相隔90°的四個繞組構成。四個繞組單獨為一套繞組，同時勵磁，并進行獨立控制。A相四個繞組電流產生的四極對稱磁通，呈NSNS分布。B、C相繞組與A相繞組結構相同，僅在位置上與A相相差30°和-30°。

圖3是復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機的懸浮力平穩(wěn)控制方法的系統(tǒng)框圖。控制過程為：檢測電機轉子位置信息，得到每相繞組的開通角θ_on，每相開始導通勵磁；將位移誤差信號進行PID調節(jié)獲得每相給定懸浮力F_α*，F_β*，經懸浮力模式判別及懸浮力分配環(huán)節(jié)，得到每相懸浮力的參考值，A相懸浮力的參考值分別為F_Aα*和F_Aβ*，B相懸浮力的參考值分別為F_Bα*和F_Bβ*，C相懸浮力的參考值分別為F_Cα*和F_Cβ*，之后經過懸浮電流控制器獲得各相繞組電流的參考值，A相四個繞組電流的參考值分別為i_a1*、i_a2*、i_a3*和i_a4*，B相四個繞組電流的參考值分別為i_b1*、i_b2*、i_b3*和i_b4*，C相四個繞組電流的參考值分別為i_c1*、i_c2*、i_c3*和i_c4*，再經過各相勵磁控制器，利用電流斬波控制讓各相實際電流跟蹤各相繞組電流的參考值，以產生所需的懸浮力。

檢測電機轉子位置信息，經計算得到實際轉速ω，將轉速誤差信號進行PI調節(jié)，獲得每相繞組的關斷角θ_off，通過關斷角θ_off控制功率電路的導通寬度，進而動態(tài)調節(jié)輸出轉矩。

圖4是復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機的三相繞組電感。

為實現復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機轉矩與懸浮力的解耦控制，采用雙相導通控制策略。一相在電感平緩區(qū)域(即最小電感平頂區(qū))導通，對該相四個繞組進行不對稱勵磁，以產生懸浮所需的徑向力；另一相在電感上升區(qū)間導通，對此相四個繞組施加對稱勵磁，以調節(jié)轉矩。因此，每相繞組均存在懸浮勵磁和轉矩勵磁兩種工作模式。

基于復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機的解耦工作機理，可將其運行工作模式設計如下：

以A相為例，如圖4所示，在轉子位置角θ∈[-7.5°，7.5°]內，由于繞組自感分布相對平滑，有利于減小運動電勢對懸浮電流斬波控制的影響，從而可采用電流斬波控制方法實現徑向懸浮力的瞬時控制。

當電動運行時，在[-7.5°，7.5°]內(即圖4中的①區(qū))，獨立控制A相四套繞組電流，通過對四套繞組的不對稱勵磁產生作用于轉子的懸浮力，而此時的轉矩則由B相的四套繞組對稱勵磁產生?？蛇x擇在轉角θ∈[7.5°，22.5°]內(即圖4中的③區(qū))以相同的驅動信號開通A相繞組的主功率開關，使其四套繞組電流相同，具體的電流控制方法可采用斬波電流控制，PWM控制，以及單脈沖控制等，而此時的懸浮力則由C相的四套繞組不對稱勵磁產生；由此可見，在電動運行時的勵磁相序是BA-AC-CB(同時導通的兩相中，前者懸浮勵磁相，后者為轉矩勵磁相)。

圖5是復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機的三相繞組電流及勵磁區(qū)間示意圖。

由于每相繞組電感較大，在懸浮勵磁模式切換到轉矩勵磁模式時，需要經歷一定的勵磁周期。另外，在勵磁模式切換時，還存在一個換相問題：即一相繞組恰好結束懸浮勵磁，開始轉矩勵磁；同時另一相繞組則起始導通，進行懸浮勵磁。此刻，換相與勵磁模式切換交叉在一起，機電能量轉換關系復雜，控制難度增大。因此，如何解決復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機勵磁模式切換時懸浮力的平穩(wěn)控制問題，是提升系統(tǒng)可靠性的關鍵。

換相與勵磁模式切換時，一方面，轉矩勵磁相需要快速控制其各繞組電流為統(tǒng)一值，縮短不對稱勵磁過程，以減小該過程對懸浮控制的影響；另一方面，懸浮勵磁相則需要快速控制各懸浮勵磁電流達到給定值，以產生所需懸浮力，這要求最大程度地縮短各懸浮電流由零上升到給定值的勵磁時間。然而，由于圓柱轉子的存在，即便在最小電感平頂區(qū)內，各相繞組的電感值也較大，尤其當電機轉速較高時，換相過程與勵磁切換過程均需要經歷較長的勵磁周期。

為此，通過電流控制使這兩過程的勵磁寬度相等，并對這兩過程中的懸浮力進行實時準確控制，進而實現換相與勵磁切換過程中的懸浮平穩(wěn)過渡。

以A相為例來說明復合轉子單繞組無軸承開關磁阻電機的各種運行模式。

(1)當轉子位置角θ∈[θ_on，θ₁]時，A相繞組開始導通，B相繞組由懸浮勵磁模式切換到轉矩勵磁模式，A相和B相均產生懸浮力，稱該運行模式為雙相懸浮模式Ⅰ。

(2)當轉子位置角θ∈[θ₁，θ₂]時，A相繞組不對稱勵磁產生懸浮力，B相繞組對稱勵磁產生轉矩，稱該運行模式為單相懸浮模式。

(3)當轉子位置角θ∈[θ₂，θ₃]時，A相繞組由懸浮勵磁模式切換到轉矩勵磁模式，C相繞組開始導通，A相和C相均產生懸浮力，稱該運行模式為雙相懸浮模式Ⅱ。

(4)當轉子位置角θ∈[θ₃，θ_off]時，A相對稱勵磁產生轉矩，懸浮力由C相繞組不對稱勵磁單獨產生，稱該運行模式為轉矩勵磁模式。

(5)當轉子位置角θ∈[θ_off，θ₄]時，A相關斷，進入續(xù)流狀態(tài)，懸浮力仍由C相繞組不對稱勵磁單獨產生，稱該運行模式為續(xù)流模式。

為使換相過程的勵磁周期與懸浮模式切換到轉矩模式的勵磁周期相等，需滿足：

θ₁-θ_on＝θ₃-θ₂ (1)

各懸浮勵磁模式時，懸浮力表達式如下：

(1)雙相懸浮模式Ⅰ，即換相與勵磁模式切換過程，此時θ∈[θ_on，θ₁]，A相和B相產生懸浮力。

A相X和Y方向懸浮力F_Aα和F_Aβ的表達式為：

其中，N為單個繞組匝數，k_f1為懸浮力系數，其表達式為：

式中，μ₀為真空磁導率，l_c為圓柱轉子的軸向長度，r為圓柱轉子的半徑，α_s為定子的極弧角，δ為氣隙長度。

令：

式中，I_N為復合結構單繞組無軸承開關磁阻電機的額定電流，Δi_sa1和Δi_sa2分別為A相X和Y方向繞組的電流差。

將式(4)代入式(2)中，可得：

當F_Aα*和F_Aβ*已知時，可計算出A相X和Y方向繞組電流差的參考值：

B相X和Y方向懸浮力F_Bα和F_Bβ的表達式為：

其中，k_f1為懸浮力系數，其表達式為：

式中，l_t為凸極轉子的軸向長度，θ為轉子位置角。

令：

式中，Δi_sb1和Δi_sb2分別為B相X和Y方向繞組的電流差。

將式(9)代入式(7)中，可得：

當F_Bα*和F_Bβ*已知時，可計算出B相X和Y方向繞組電流差的參考值：

(2)單相懸浮模式，即θ∈[θ₁，θ₂]時，僅A相產生懸浮力。

當F_Aα*和F_Aβ*已知時，仍采用式(6)計算A相X和Y方向繞組電流差的參考值。

(3)雙相懸浮模式Ⅱ，即另一個換相與勵磁模式切換過程，此時θ∈[θ₂，θ₃]，A相和C相產生懸浮力。

此時，A相X和Y方向懸浮力F_Aα和F_Aβ的表達式為：

當F_Aα*和F_Aβ*已知時，可計算出A相X和Y方向繞組電流差的參考值：

C相X和Y方向懸浮力F_Cα和F_Cβ的表達式為：

令：

式中，Δi_sc1和Δi_sc2分別為C相X和Y方向繞組的電流差。

將式(15)代入式(14)中，可得：

當F_Cα*和F_Cβ*已知時，可計算出C相X和Y方向繞組電流差的參考值：

圖6是懸浮模式判別及懸浮力分配圖。懸浮模式的判別，可通過實時檢測得到轉子位置角θ來完成。而經PID調節(jié)器得到的懸浮力給定值，則可通過懸浮力分配函數計算出兩勵磁相所需的徑向力給定值。之后，通過每種懸浮模式所對應的電流控制算法，實現電機的懸浮運行及換相與勵磁模式切換時的平穩(wěn)過渡，進而實現對懸浮力的準確控制?；诖瞬呗栽O計的換相與模式切換時的電流控制方法，依然可實現轉矩和懸浮力的解耦控制，且控制簡單。

將懸浮力控制區(qū)分為雙相懸浮勵磁模式和單相懸浮勵磁模式。每個懸浮勵磁周期將依次經歷雙相懸浮模式Ⅰ、單相懸浮模式和雙相懸浮模式Ⅱ三個過程。其中，兩個雙相懸浮模式僅適用于換相與勵磁切換過程，而單相懸浮模式則對應于換相與勵磁切換完成后的剩余懸浮勵磁周期。

懸浮力分配原則：

(1)θ∈[θ_on，θ₁]，即雙相懸浮模式Ⅰ時，A相X和Y方向懸浮力的參考值為：

式中，f₁(θ)為雙相懸浮模式Ⅰ時的懸浮力分配函數，表達式為：

B相X和Y方向懸浮力的參考值為：

(2)θ∈[θ₁，θ₂]，即單相懸浮模式時，A相X和Y方向懸浮力的參考值為：

(3)θ∈[θ₂，θ₃]，即雙相懸浮模式Ⅱ時，A相X和Y方向懸浮力的參考值為：

式中，f₂(θ)為雙相懸浮模式Ⅱ時的懸浮力分配函數，表達式為：

C相X和Y方向懸浮力的參考值為：

為實現復合轉子無軸承開關磁阻電機的懸浮力平穩(wěn)控制，每相繞組均有兩種工作模式：懸浮勵磁工作模式和轉矩勵磁工作模式，電動運行時每相繞組首先進行懸浮勵磁模式，之后進行轉矩勵磁；懸浮勵磁時，將懸浮力控制區(qū)分為雙相懸浮模式和單相懸浮模式；每相懸浮勵磁將依次經歷雙相懸浮模式Ⅰ、單相懸浮模式和雙相懸浮模式Ⅱ共三個過程，并且通過獨立控制每相四個繞組的電流，以調節(jié)懸浮力；轉矩勵磁時，通過控制每相繞組功率開關的關斷角，以調節(jié)轉矩；包括如下步驟：

步驟A，采集轉子實時位置角θ，判別各相勵磁狀態(tài)；

步驟A-1，當轉子位置角θ＝θ_on時，開通A相繞組功率電路的功率開關，A相開始懸浮勵磁；當θ＝θ_on+15°時，A相懸浮勵磁結束，開始轉矩勵磁；其中，θ_on對應于A相最小電感平頂區(qū)的起始點，超前A相對齊位置30°；

步驟A-2，當θ＝θ_on+15°時，C相導通，開始懸浮勵磁；當θ＝θ_on+30°時，C相懸浮勵磁結束，開始轉矩勵磁；

步驟A-3，當θ＝θ_on+30°時，B相導通，開始懸浮勵磁；當θ＝θ_on+45°時，B相懸浮勵磁結束，開始轉矩勵磁；

步驟B，獲取X方向給定懸浮力和Y方向給定懸浮力具體步驟如下：

步驟B-1，選定三相工作制電機中的一相，在所述相進入懸浮勵磁之后，獲取該相懸浮勵磁時轉子在X軸和Y軸方向的實時位移信號α和β，其中，X軸與所述相兩定子齒極中心線重合，Y軸與所述相其余兩定子齒極中心線重合，X軸與Y軸在空間上相差90°；

步驟B-2，將實時位移信號α和β分別與給定的參考位移信號α^*和β^*相減，分別得到X方向和Y方向的實時位移信號差Δα和Δβ，將所述實時位移信號差Δα和Δβ經過比例積分微分控制器，得到所述相X方向懸浮力和Y方向懸浮力

步驟C，懸浮模式判別及懸浮力分配，具體步驟如下：

步驟C-1，θ∈[θ_on，θ₁]時，A相開始導通勵磁，B相由懸浮勵磁模式切換到轉矩勵磁模式，A相和B相均產生懸浮力，所述電機運行于雙相懸浮模式Ⅰ；

A相X方向懸浮力的參考值和Y方向懸浮力的參考值分別為和

B相X方向懸浮力的參考值和Y方向懸浮力的參考值分別為和

其中，轉子位置角θ₁由電機結構參數和運行速度決定，f₁(θ)為雙相懸浮模式Ⅰ時的懸浮力分配函數，表達式為

步驟C-2，θ∈[θ₁，θ₂]時，僅A相產生懸浮力，所述電機運行于單相懸浮模式；A相X方向懸浮力的參考值和Y方向懸浮力的參考值分別為和其中，轉子位置角θ₂＝θ_on+15°；

步驟C-3，θ∈[θ₂，θ₃]時，A相由懸浮勵磁模式切換到轉矩勵磁模式，C相開始導通勵磁，A相和C相均產生懸浮力，所述電機運行于雙相懸浮模式Ⅱ；

A相X方向懸浮力的參考值和Y方向懸浮力的參考值分別為和

C相X方向懸浮力的參考值和Y方向懸浮力的參考值分別為和

其中，轉子位置角θ₃＝θ₁+θ₂-θ_on，f₂(θ)為雙相懸浮模式Ⅱ時的懸浮力分配函數，表達式為

步驟D，調節(jié)θ∈[θ_on，θ₁]區(qū)間的懸浮力，此時所述電機運行于雙相懸浮模式Ⅰ，A相和B相均產生懸浮力，具體步驟如下：

步驟D-1，調節(jié)A相懸浮力，

步驟D-1-1，根據所述懸浮力和以及電流計算公式和可解算得到A相X方向電流差的參考值和A相Y方向電流差的參考值

其中，k_f1為懸浮力系數，其表達式為N為繞組匝數，μ₀為真空磁導率，l_c為圓柱轉子的軸向長度，r為圓柱轉子的半徑，α_s為定子的極弧角，δ為氣隙長度，I_N為所述電機的額定相電流；

步驟D-1-2，根據A相X方向電流差的參考值和Y方向電流差的參考值可由電流計算公式和解算得到A相四個繞組電流的參考值和

步驟D-1-3，利用電流斬波控制方法，讓A相四個繞組的實際電流i_a1、i_a2、i_a3和i_a4分別跟蹤其參考值和從而實時調節(jié)A相懸浮力；

步驟D-2，調節(jié)B相懸浮力，

步驟D-2-1，根據所述懸浮力和以及電流計算公式和可解算得到B相X方向電流差的參考值和B相Y方向電流差的參考值其中，k_f2為懸浮力系數，其表達式為其中l(wèi)_t為凸極轉子的軸向長度；

步驟D-2-2，根據B相X方向電流差的參考值和Y方向電流差的參考值可由電流計算公式和解算得到B相四個繞組電流的參考值和

步驟D-2-3，利用電流斬波控制方法，讓B相四個繞組的實際電流i_b1、i_b2、i_b3和i_b4分別跟蹤其參考值和從而實時調節(jié)B相懸浮力；

步驟E，調節(jié)θ∈[θ₁，θ₂]區(qū)間的懸浮力，此時所述電機運行于單相懸浮模式，僅由A相產生懸浮力，具體步驟如下：

步驟E-1，根據所述懸浮力和以及電流計算公式和可解算得到A相X方向電流差的參考值和A相Y方向電流差的參考值

步驟E-2，根據A相X方向電流差的參考值和Y方向電流差的參考值可由電流計算公式和解算得到A相四個繞組電流的參考值和

步驟E-3，利用電流斬波控制方法，讓A相四個繞組的實際電流i_a1、i_a2、i_a3和i_a4分別跟蹤其參考值和從而實時調節(jié)懸浮力；

步驟F，調節(jié)θ∈[θ₂，θ₃]區(qū)間的懸浮力，此時所述電機運行于雙相懸浮模式Ⅱ，A相和C相均產生懸浮力，具體步驟如下：

步驟F-1，調節(jié)A相懸浮力，

步驟F-1-1，根據所述懸浮力和以及電流計算公式和可解算得到A相X方向電流差的參考值和A相Y方向電流差的參考值

步驟F-1-2，根據A相X方向電流差的參考值和Y方向電流差的參考值可由電流計算公式和解算得到A相四個繞組電流的參考值和

步驟F-1-3，利用電流斬波控制方法，讓A相四個繞組的實際電流i_a1、i_a2、i_a3和i_a4分別跟蹤其參考值和從而實時調節(jié)A相懸浮力；

步驟F-2，調節(jié)C相懸浮力，

步驟F-2-1，根據所述懸浮力和以及電流計算公式和可解算得到C相X方向電流差的參考值和C相Y方向電流差的參考值

步驟F-2-2，根據C相X方向電流差的參考值和Y方向電流差的參考值可由電流計算公式和解算得到C相四個繞組電流的參考值和

步驟F-2-3，利用電流斬波控制方法，讓C相四個繞組的實際電流i_c1、i_c2、i_c和i_c4分別跟蹤其參考值和從而實時調節(jié)C相懸浮力；

步驟G，調節(jié)轉矩，θ∈[θ₃，θ_off]時，A相處于轉矩勵磁工作模式，通過調節(jié)關斷角θ_off，控制輸出轉矩；具體步驟如下：

步驟G-1，采集轉子實時轉速，計算得到轉子角速度ω；

步驟G-2，轉子角速度ω與設定的參考角速度ω^*相減，得到轉速差Δω；

步驟G-3，所述轉速差Δω，通過比例積分控制器，獲得關斷角θ_off，利用角度位置控制方法，通過動態(tài)調節(jié)關斷角θ_off的取值，從而實時調節(jié)轉矩。

綜上所述，本發(fā)明采用的雙相導通控制策略，不僅可實現轉矩和懸浮力的解耦控制，還可解決換相與勵磁模式切實過程中的懸浮平穩(wěn)控制問題。

對該技術領域的普通技術人員而言，根據以上實施類型可以很容易聯(lián)想其他的優(yōu)點和變形。因此，本發(fā)明并不局限于上述具體實例，其僅僅作為例子對本發(fā)明的一種形態(tài)進行詳細、示范性的說明。在不背離本發(fā)明宗旨的范圍內，本領域普通技術人員根據上述具體實例通過各種等同替換所得到的技術方案，均應包含在本發(fā)明的權利要求范圍及其等同范圍之內。