混合多電平變流器及其可變開關頻率軌跡優(yōu)化控制方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種混合多電平變流器及其可變開關頻率軌跡優(yōu)化控制方法，混合多電平變流器連接在直流電網和三相交流電網之間，其可變開關頻率軌跡優(yōu)化控制方法包括以下步驟：S1、建立混合多電平變流器微分方程模型；S2、推導從第k+1到第k+δ步的離散化狀態(tài)方程；S3、確定輸出電流預測值的可行采樣點集合；S4、求取目標函數fθ(k)的最優(yōu)值fθ，opt(k)，將可行預測點對應的開關函數向量Sθ，opt[k]作為混合多電平變流器第k步的開關信號，完成在數字信號處理器的數據裝載，在電流軌跡最優(yōu)預測點對應的時刻發(fā)出PWM開關信號。本發(fā)明能夠實現(xiàn)上、下橋臂各個全橋逆變器和半橋逆變器的子模塊直流母線電容電壓穩(wěn)定控制、交流側電流的快速軌跡跟蹤和可變開關頻率優(yōu)化控制。
【專利說明】混合多電平變流器及其可變開關頻率軌跡優(yōu)化控制方法

【技術領域】
[0001]本發(fā)明屬于電力電子變流器控制和電力系統(tǒng)柔性輸配電【技術領域】，涉及混合多電平變流器的控制技術，具體涉及一種混合多電平變流器及其可變開關頻率軌跡優(yōu)化控制方法。

【背景技術】
[0002]電力電子器件及數字信號處理器的快速發(fā)展為高性能電力轉換與控制裝置的實用化提供了廣闊的發(fā)展空間，電力電子變換器拓撲先后經歷了傳統(tǒng)的兩電平變流器、中性點鉗位式(NPC)三電平變流器、以及多電平電力電子變換器幾個階段。多電平電力電子變換器采用電力電子器件或基本變換電路的串、并聯(lián)構成，顯著地提高了電力變換裝置的耐壓和功率等級?；诎霕蛐突蛉珮蛐碗妷涸醋兞髌鹘涣鱾仁孜泊?lián)形成級聯(lián)H橋型多電平變流器拓撲及其控制策略，是高電壓、大功率電能變換技術的關鍵，在高性能電機驅動、新能源發(fā)電及柔性輸配電領域具有廣闊應用前景。
[0003]將半橋型和全橋型電壓源逆變器交流側首尾串聯(lián)形成混合多電平拓撲，能有效地利用半橋和全橋逆變器的技術優(yōu)勢、顯著改善裝置的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能；然而，如何同時實現(xiàn)混合多電平變流器直流母線電壓穩(wěn)定控制、實現(xiàn)交流側輸出電流跟蹤與環(huán)流電流抑制、減小裝置電力電子器件的開關頻率、降低電力電子器件的導通損耗和開關損耗這幾個目標，建立統(tǒng)一的優(yōu)化理論框架和優(yōu)化控制方法，國內外很少有研究報道。
[0004]CN102739071A提出一種基于環(huán)流解耦的模塊化多電平變流器直流電容電壓控制方法，該方法利用從電網吸收的有功電流控制總的直流母線電壓，用環(huán)流的直流分量使得三相之間直流電壓實現(xiàn)平衡控制，但該方法控制器結構復雜、參數協(xié)調設計困難。專利CN103595285A提出一種模塊化多電平換流器的橋臂之間能量均衡控制方法，通過控制交流環(huán)流分量的大小來實現(xiàn)上下橋臂的能量均衡控制，然而該方法降低了交流輸出電流的波形質量、增加了裝置開關損耗。專利CN102739071A和專利CN103595285A均未涉及到混合多電平變流器各子模塊直流母線電容電壓控制器、輸出電流跟蹤控制器、環(huán)流控制器的協(xié)調優(yōu)化設計方法，未涉及到可變開關頻率的優(yōu)化控制策略。從現(xiàn)有文獻及專利來看，混合多電平變流器傳統(tǒng)的控制方法控制器設計難度大、難以協(xié)調電壓控制器和電流控制器參數、存在環(huán)流抑制控制器、電流跟蹤控制器與直流母線電壓控制器參數難以優(yōu)化協(xié)調設計、且裝置開關頻率固定、開關損耗大等諸多不足。


【發(fā)明內容】

[0005]本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術的不足，提供一種能夠實現(xiàn)上、下橋臂各個全橋逆變器和半橋逆變器的子模塊直流母線電容電壓穩(wěn)定控制、實現(xiàn)環(huán)流抑制、交流側電流的快速軌跡跟蹤和可變開關頻率優(yōu)化控制的混合多電平變流器。
[0006]本發(fā)明的另一個目的是提供一種通過引入可變開關頻率軌跡優(yōu)化控制方法，來克服傳統(tǒng)控制方法控制器設計難度大、難以協(xié)調電壓控制器和電流控制器參數、開關頻率固定和開關損耗大的缺點。
[0007]本發(fā)明的目的是通過以下技術方案來實現(xiàn)的:混合多電平變流器，連接在直流電網和三相交流電網之間，用Mij表示混合多電平變流器第i相第j個模塊，其中，i = a，b，c ; j = 1，...，2N，a，b，c表示混合多電平變流器的A、B、C三相，N為每個橋臂子模塊的個數，則Mij包括以下子模塊:
[0008]Mil和Mi(2N)為全橋逆變器構成的有源濾波器子模塊，用于抑制混合多電平變流器環(huán)流中的諧波分量；
[0009]Mi2,..., Mi(2N_D為半橋逆變器子模塊,用于合成多電平電壓；
[0010]混合多電平變流器第i相上橋臂的MapMw、Md內部的各個子模塊的交流側首尾相連，j = 1，...，N，其中，Mal、Mbl和Mcl的輸入端分別與直流電網正極相連，MaN、MbN和Mc^的輸出端分別與橋臂電感連接；混合多電平變流器第i相下橋臂的Maj、Mbj, Mcj內部的各個子模塊交流側首尾相連，j = N+1,...，21其中成_)為_)4_)的輸入端分別與另一橋臂電感相連，Ma(2N)、Mb(2N)和Μ.)的輸出端分別連接直流電網負極。
[0011 ] 具體地，所述的全橋逆變器分別包括四個IGBT =T1, u、T2, u、T3, ij、T4, ij;四個反并聯(lián)二極管=D1, u、D2, u、D3, u、D4, u和子模塊直流母線電容:CMP J1, U的發(fā)射極與T2, U的集電極相連，T3, u的發(fā)射極與T4, ,j的集電極連接，T1, ,j的發(fā)射極還連接全橋逆變器交流側輸出端FB1, iJ； T3, U的發(fā)射極還連接全橋逆變器交流側輸出端FB2, ij; T1, U和T3, U的集電極分別與Ccap的正極相連，T2jij和T4iij的發(fā)射極分別與Ceap的負極連接，TljT3, Ij^T4jij分別反并聯(lián)二極管 D1, ^ D2, ^ D3, ^ D4,『
[0012]具體地，所述的半橋逆變器模塊分別包括兩個IGBT =T1, u、T2, u，兩個反并聯(lián)二極管AupD2iij和子模塊直流母線電容=Ccap Jljij的集電極與Ceap的正極相連，Tuij的發(fā)射極與T2, ,j的集電極相連，T2, ,j的發(fā)射極與Ccap的負極連接，T1, ,j的發(fā)射極還與半橋逆變器交流側輸出端HB1, u相連，T2, u的發(fā)射極還與半橋逆變器交流側輸出端HB2, u連接，T1, u、T2,分別反并聯(lián)二極管DupD2iijtj
[0013]本發(fā)明還提供一種混合多電平變流器可變開關頻率軌跡優(yōu)化控制方法，包括以下步驟:
[0014]S1、建立混合多電平變流器微分方程模型:以橋臂電流為狀態(tài)變量建立混合多電平變流器的橋臂電流狀態(tài)方程，以各子模塊直流母線電壓為狀態(tài)變量建立混合多電平變流器子模塊的直流母線電壓狀態(tài)方程；
[0015]S2、根據橋臂電流狀態(tài)方程依次推導從第k+Ι到第k+ δ步的離散化狀態(tài)方程，推導橋臂電流的離散化狀態(tài)變量及其輸出變量，根據直流母線電壓狀態(tài)方程依次推導從第k+Ι到第k+ δ步的尚散化狀態(tài)方程,求取尚散化狀態(tài)變量及其輸出變量；
[0016]S3、定義混合多電平變流器第i相輸出電流軌跡跟蹤偏差函數，由遞推關系求取偏差函數與前一個采樣點偏差函數值的變化趨勢，作為電流軌跡跟蹤的約束條件，確定A相、B相、C相輸出電流預測值的可行采樣點集合Θ ；
[0017]S4、根據混合多電平變流器離散化狀態(tài)方程及其遞推關系式求取環(huán)流電流向量第k步及第k+ δ θ步的離散表達式和二階范數；
[0018]S5、定義混合多電平變流器各個子模塊直流母線電壓波動量的狀態(tài)變量，然后求取各個子模塊直流母線電壓波動量狀態(tài)變量第k步及第k+ δ θ步的離散表達式和二階范數；
[0019]S6、根據第k-1步輸入向量S[k_l]和預測的所有可行采樣點集合O對應的輸入向量Se [k]，以及環(huán)流電流向量的二階范數和各個子模塊直流母線電壓波動量狀態(tài)變量的二階范數，求取目標函數(k)的最優(yōu)值，將可行預測點對應的開關函數向量se,opt[k]作為混合多電平變流器第k步的開關信號，完成在數字信號處理器的數據裝載，在電流軌跡最優(yōu)預測點對應的時刻發(fā)出PWM開關信號，實現(xiàn)混合多電平變流器可變開關頻率軌跡跟蹤優(yōu)化控制的目標。
[0020]進一步地，所述的步驟SI建立混合多電平變流器微分方程模型的具體過程如下:
[0021]設Vd。為直流電網電壓，id。為直流電網電流，usa、usb、us。分別為交流電網A相、B相、C相電壓，uaM、ubM、ucM為混合多電平變流器輸出多電平電壓，Ls和Rs分別為交流線路電感和線路電阻，Ln^P Rm分別為橋臂電感和橋臂電阻，iaT、ibT、U分別為混合多電平變流器A相、B相、C相上橋臂電流，U、ibB、icB分別為混合多電平變流器A相、B相、C相下橋臂電流，iz0,a> iz0,b> 分別為混合多電平變流器A相、B相、C相的環(huán)流電流；
[0022]根據基爾霍夫定律，建立混合多電平變流器的A相、B相、C相微分方程如下:
[0023]

【權利要求】
1.混合多電平變流器，其特征在于:連接在直流電網和三相交流電網之間，用Mij表示混合多電平變流器第i相第j個模塊，其中，i = a,b, c ；j = I,..., 2N, a,b, c表示混合多電平變流器的A、B、C三相，N為每個橋臂子模塊的個數，則Mu包括以下子模塊: Mil和Mi(2N)為全橋逆變器構成的有源濾波器子模塊，用于抑制混合多電平變流器環(huán)流中的諧波分量； Mi2,...，Mi(2N_D為半橋逆變器子模塊，用于合成多電平電壓； 混合多電平變流器第i相上橋臂的Mw_、Mbj, Mcj內部的各個子模塊的交流側首尾相連，j = 1，...，N，其中，Mal、Mbl和Mcl的輸入端分別與直流電網正極相連，MaN、MbN和Mc^的輸出端分別與橋臂電感連接；混合多電平變流器第i相下橋臂的Mw_、Mbj, Mcj內部的各個子模塊交流側首尾相連，j = N+1,...，21其中成_)為_)4_)的輸入端分別與另一橋臂電感相連，Ma(2N)、Mb(2N)和Μ.)的輸出端分別連接直流電網負極。
2.根據權利要求1所述的混合多電平變流器，其特征在于:所述的全橋逆變器分別包括四個IGBT =T1, u、T2, u、T3, u、T4, ij;四個反并聯(lián)二極管=D1, u、D2, u、D3, u、D4, u和子模塊直流母線電容=Ccap J1, 的發(fā)射極與T2, 的集電極相連，T3, 的發(fā)射極與T4, 的集電極連接，Tiaj的發(fā)射極還連接全橋逆變器交流側輸出端FBuij, Τ3&_的發(fā)射極還連接全橋逆變器交流側輸出端FB2,ij; Tljij和T3iij的集電極分別與Ceap的正極相連，T2jij和T4iij的發(fā)射極分別與Ccap 的負極連接，T1, u、T2, u、T3, u、T4iij 分別反并聯(lián)二極管 D1, u、D2, u、D3, u、D4,『
3.根據權利要求1所述的混合多電平變流器，其特征在于:所述的半橋逆變器模塊分別包括兩個IGBT =TliijJ2iij,兩個反并聯(lián)二極管=Dlii^D2iij和子模塊直流母線電容:Ceap J1,ij的集電極與Cmp的正極相連，Tuu的發(fā)射極與T2,u的集電極相連，T2,u的發(fā)射極與Cmp的負極連接，Tiaj的發(fā)射極還與半橋逆變器交流側輸出端HBuij相連，T2aj的發(fā)射極還與半橋逆變器交流側輸出端HB2, 連接，T1, u、T2, 分別反并聯(lián)二極管D1, u、D2, ijt)
4.混合多電平變流器可變開關頻率軌跡優(yōu)化控制方法，其特征在于:包括以下步驟: 51、建立混合多電平變流器微分方程模型:以橋臂電流為狀態(tài)變量建立混合多電平變流器的橋臂電流狀態(tài)方程，以各子模塊直流母線電壓為狀態(tài)變量建立混合多電平變流器子模塊的直流母線電壓狀態(tài)方程； 52、根據橋臂電流狀態(tài)方程依次推導從第k+Ι到第k+δ步的離散化狀態(tài)方程，推導橋臂電流的離散化狀態(tài)變量及其輸出變量，根據直流母線電壓狀態(tài)方程依次推導從第k+Ι到第k+ δ步的離散化狀態(tài)方程，求取離散化狀態(tài)變量及其輸出變量； 53、定義混合多電平變流器第i相輸出電流軌跡跟蹤偏差函數，由遞推關系求取偏差函數與前一個采樣點偏差函數值的變化趨勢，作為電流軌跡跟蹤的約束條件，確定A相、B相、C相輸出電流預測值的可行采樣點集合Θ ； 54、根據混合多電平變流器離散化狀態(tài)方程及其遞推關系式求取環(huán)流電流向量第k步及第k+ δ 0步的離散表達式和二階范數； 55、定義混合多電平變流器各個子模塊直流母線電壓波動量的狀態(tài)變量，然后求取各個子模塊直流母線電壓波動量狀態(tài)變量第k步及第k+ δ θ步的離散表達式和二階范數； 56、根據第k-Ι步輸入向量S[k-1]和預測的所有可行采樣點集合Θ對應的輸入向量Se [k]，以及環(huán)流電流向量的二階范數和各個子模塊直流母線電壓波動量狀態(tài)變量的二階范數，求取目標函數(k)的最優(yōu)值fe,_(k)，將可行預測點對應的開關函數向量Se,_[k]作為混合多電平變流器第k步的開關信號，完成在數字信號處理器的數據裝載，在電流軌跡最優(yōu)預測點對應的時刻發(fā)出PWM開關信號，實現(xiàn)混合多電平變流器可變開關頻率軌跡跟蹤優(yōu)化控制的目標。
5.根據權利要求4所述的混合多電平變流器可變開關頻率軌跡優(yōu)化控制方法，其特征在于:所述的步驟SI建立混合多電平變流器微分方程模型的具體過程如下: 設vd。為直流電網電壓，idc為直流電網電流，usa, usb, Usc分別為交流電網A相、B相、C相電壓，U-、UbM、Uc;M為混合多電平變流器輸出多電平電壓，Ls和Rs分別為交流線路電感和線路電阻，LjP Rm分別為橋臂電感和橋臂電阻，iaT、ibT、U分別為混合多電平變流器A相、B相、C相上橋臂電流，iaB、ibB、icB分別為混合多電平變流器A相、B相、C相下橋臂電流，iz0,a、U，b> iz。，。分別為混合多電平變流器A相、B相、C相的環(huán)流電流； 根據基爾霍夫定律，建立混合多電平變流器的A相、B相、C相微分方程如下:
其中，U。』和Su分別為第i相第j個子模塊的直流母線電壓和子模塊開關函數； 根據基爾霍夫定律，交流電網A相、B相、C相輸出電流為: Ii = ii1-1iB⑷ 根據基爾霍夫定律，定義多電平變流器A相、B相、C相環(huán)流電流為:
根據多電平變流器電壓回路特性，定義函數fa、fb、fc分別為:
根據基爾霍夫定律，分別令fa = fh, fh = f。，fc = fa，整理后可得如下方程:

定義多電平變流器各橋臂電流的狀態(tài)變量為:Xi — UaT ^aB ^bT ^bB ^οΤ icB^將公式⑴~⑶及(9)~(11)寫成如下狀態(tài)空間方程:
其中，系數矩陣HpWpKi,輸入向量S及擾動向量Di分別表示為:
Di = [Vdc, Vdc, Vdc, -Usa+usb, -Usb+usc, -USC+USJT在矩陣Ki中，向量KaT、Kafi, KbT、KbB、KcT, Kcb分別表示為:KaT [Uc，al，Uc，a2，...，Uc，成]，Kag [Uc，a(N+l)，^c, a(N+2) ?...，^c, a(2N) -1KbT — [uc,bl, uCjb2,...，uc,bN]，KbB — [uCjb(N+1), UCjb(N+2) ,...，UCjb(2N)]KcT [Uc，cl，Uc，c2，...，Uc，cn]，Kcb [UC，C(N+1)，Uc，c(n+2)，...，^c, c(2N) -1 定義混合多電平變流器各橋臂電流狀態(tài)方程的輸出向量為:
Yi[iaic ^zO, a ^zO, b ^zO, c-1 設混合多電平變流器各橋臂電流狀態(tài)方程的輸出方程為: Yi = ZiXi(13) 由式(4)、(5)可知，系數矩陣Zi可表示為:
定義混合多電平變流器各橋臂各子模塊直流母線電壓的狀態(tài)變量為:
X。 [Uc，a]_，...，Uc，a(2N)，Uc，bi，...，Uc，b(2N)，Uc，ci，...，UC，C(2N)] 根據各個子模塊開關模式，可得如下狀態(tài)方程:
其中，系數矩陣W。、K。分別表示為:
在矩陣W。、K。中，0N為N階零矩陣，In為N階單位矩陣，I6n為6N階單位矩陣，Rdc為子模塊直流母線電容Cmp等效的并聯(lián)電阻，用于等效子模塊的功率損耗。
6.根據權利要求4所述的混合多電平變流器可變開關頻率軌跡優(yōu)化控制方法，其特征在于:所述的步驟S2的具體過程如下: 將狀態(tài)方程(12)離散化，得=Xi [k+1] = MiXi [k] +GiS [k] +Fi(15) 其中，系數矩陣Mp Gp Fi分別表示為:
由公式(13)得到第k+Ι步的混合多電平變流器橋臂電流狀態(tài)方程的離散化輸出方程為: Yi [k+1] = ZiMiXi [k+1]+ZiGiStk]+ZiFi(16) 將式(14)離散化，第k+1步的子模塊直流母線電壓狀態(tài)方程的離散化方程為:Xc [k+1] = McXc [k]+GcS [k](17) 其中，系數矩陣M。、Gc分別表示為:
第k+1步的子模塊直流母線電壓狀態(tài)方程的輸出向量為:
由公式(15)推導多電平變流器各橋臂電流的狀態(tài)變量Xi第k+2步預測值:
依次迭代，可推導Xi第k+ δ步的預測值為:
可推導電容電壓狀態(tài)向量X。第k+δ步的預測值為:
7.根據權利要求4所述的混合多電平變流器可變開關頻率軌跡優(yōu)化控制方法，其特征在于:所述的步驟S3的具體過程如下: 定義第i相輸出電流軌跡跟蹤偏差函數為:
在穩(wěn)態(tài)情況下，如果電流ijk)在允許的紋波范圍內，則有fi,OT(k) = O成立；在動態(tài)過程中，如果ii(k)超過了允許的紋波范圍，則有Uk) > O成立，因此Uk)的符號可作為電流軌跡跟蹤的約束條件，在第k個采樣點得到A相輸出電流的實際值，利用公式(15)預測k+Ι及后續(xù)時刻A相、B相、C相的輸出電流值，根據電流軌跡跟蹤偏差函數(22)評估第k+Ι及后續(xù)時刻的電流變化趨勢，確定可行的預測采樣點； 設A、B、C三相輸出電流預測的采樣點個數量分別為AMAX、BMAX, CMAX,將A、B、C三相所有預測采樣點的集合定義為:
Θ — Ia1, a2，...，aAMAX, bj, b2,...，bBMAX, C1, C2,...，cCMAX}。
8.根據權利要求4所述的混合多電平變流器可變開關頻率軌跡優(yōu)化控制方法，其特征在于:所述的步驟S4中的環(huán)流電流向量為:
YzO [izO，a izO，b izO，c]。
9.根據權利要求4所述的混合多電平變流器可變開關頻率軌跡優(yōu)化控制方法，其特征在于:所述的步驟S5中定義各個子模塊直流母線電壓波動量的狀態(tài)變量為:
其中，Uuef為各個子模塊直流母線電壓的參考值。
10.根據權利要求4所述的混合多電平變流器可變開關頻率軌跡優(yōu)化控制方法，其特征在于:所述的步驟S6定義的優(yōu)化目標函數:
, ,_ (23) l_-1]|2 IPWM2 IXoWil2 ’
其中， Xe，ripple
[k+δ

θ ]為 X。，ripple第k+ δ 0步的采樣值，Yz0[k]和Yz0[k+ δ θ]分別為Yz0第k步和第k+ δ θ步的采樣值，Θ為預測采樣點集合Θ的元素，S[k-1]及Se [k]分別為第k-1步輸入向量和可行采樣點集合O對應的輸入向量，I |x| I2為X的二階范數運算； 將預測采樣點集合?的所有元素Θ代入公式(23)，求取目標函數的最小值: f Θ, opt (k) = min {f θ (k)}, θ e Θ(24) 根據公式(24)求取最優(yōu)目標函數，其對應的電流軌跡最優(yōu)預測點k+δ ，將最優(yōu)目標函數對應的多電平變流器開關函數向量Se,_[?作為k時刻最終的開關向量，完成在數字控制器的數據裝載，在電流軌跡最優(yōu)預測點k+ δ 0,_對應的時刻發(fā)出PWM開關信號，第k個PWM開關周期TPWM[k]是采樣周期Ts的整數倍，Tpwm[k]的數值完全由目標函數優(yōu)化結果決定，從而實現(xiàn)了混合多電平變流器變開關頻率軌跡跟蹤優(yōu)化控制的目標。
【文檔編號】H02M7/49GK104135180SQ201410373195
【公開日】2014年11月5日 申請日期:2014年7月31日 優(yōu)先權日:2014年7月31日
【發(fā)明者】韓楊 申請人:電子科技大學