專利名稱：控制和驅動電路及方法
技術領域：
本發(fā)明涉及開關電源領域，尤其涉及一種控制和驅動電路及方法。
背景技術：
隨著開關電源技術的發(fā)展，低壓大電流開關電源越來越成為一種重要的發(fā)展趨勢，而效率問題始終是低壓大電流開關電源發(fā)展規(guī)律的一個主旋律。同步整流技術是低壓大電流場合提高效率通常采用的一種方法，通過同步整流技術可以降低同步整流開關電源的損耗。同步整流技術的關鍵在于同步整流管的驅動方式，不同的驅動方式對效率的影響是有很大的差別的。參見圖1A，圖中所示的是現(xiàn)有的第一種反激式同步整流開關電源的驅動控制方式。其工作原理為原邊開關管控制器U1產(chǎn)生一個PWM信號控制原邊開關管Q1開通和關斷，當該PWM信號為高電平有效時，原邊開關管Q1導通，變壓器儲存能量，此時同步整流管Q2的漏源電壓Vds大于零，同步整流管控制器U3檢測到Vds > 0后，控制同步整流管Q2關斷；當該PWM信號為低電平無效時，原邊開關管Q1關斷，變壓器能量由原邊傳遞到副邊，副邊電流流過同步整流管Q2內(nèi)部的反并聯(lián)二極管D，導致同步整流管Q2漏源兩端的電壓變?yōu)閂ds = -Vdf，其中Vdf為反并聯(lián)二極管D的正向導通壓降，這說明此時同步整流管Q2的漏源電壓Vds小于零，同步整流管驅動器檢測到Vds < 0后，控制同步整流管Q2開通，副邊電流流過同步整流管Q2而不再流過反并聯(lián)二極管D，直至原邊開關管控制器再次輸出高電平信號控制原邊開關管Q1導通，同步整流管Q2將再次被關斷。這種同步整流控制方式通過采用具有低導通電阻的MOS管來替代普通反激式變換器中的快恢復二極管，實現(xiàn)了對反激式電源效率的提升。但是，在該方案中，如果在副邊電流沒有下降到零時，原邊開關管驅動器U1已經(jīng)控制原邊開關管Q1導通，則會導致變換器出現(xiàn)兩個開關管同時導通(即交叉導通)的現(xiàn)象。為避免交叉導通的出現(xiàn)，該控制方式主要適用于工作在斷續(xù)導通模式(DCM)的反激式變換器或者副邊電流能夠過零的LLC變換器中，適用范圍較窄。此外，在同步整流開關電源中，反并聯(lián)二極管D的導通時間越小，電源的整體效率越高，但是，在該方案中，同步整流管Q2的導通和關斷控制比較復雜，難以減小反并聯(lián)二極管D的導通時間，因而難以進一步提高電源效率。參見圖1B，圖中所示的是現(xiàn)有的第二種反激式同步整流開關電源的驅動控制方式。其中，原邊開關管控制器U1用于產(chǎn)生兩路PWM信號Vm和Vffip,且PWM信號和PWM信號Vffip為互補信號，變壓器T2用于傳輸PWM信號Vffip到副邊。其工作原理如下當PWM信號Vgi為高電平有效時，互補PWM信號Vffip為低電平無效，PWM信號Vtn控制原邊開關管Q1導通，互補PWM信號Vffip經(jīng)變壓器T2傳輸?shù)礁边叄?jīng)同步整流管控制器轉換為同步整流管控制信號Vffi，此時同步整流管控制信號Vffi也為低電平，同步整流管Q2關斷；當PWM信號Vtn變?yōu)榈碗娖綗o效時，互補PWM信號Vffip變?yōu)楦唠娖接行?，PWM信號Vm控制原邊開關管Q1關斷，此時同步整流管控制信號變?yōu)楦唠娖娇刂仆秸鞴躋2開通。由此可以看出，該方案可以解決第一種方案中存在的交叉導通問題，并且，同步整流管Q2的導通和關斷控制也較第一種簡單。但是，由于變壓器T2的存在，電路的體積和成本大為增加，而且變壓器T2難以傳輸快速變化的占空比信號。因此，如何在高頻電源中快速準確地根據(jù)原邊開關管的驅動信號得到同步整流管的驅動信號，同時滿足低成本、小體積、高效率、高可靠性的要求，并且解決交叉導通的問題，成為設計同步整流開關電源驅動電路的關鍵。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種控制和驅動電路及方法，應用于一同步整流開關電源中，可以產(chǎn)生原邊開關管控制信號控制原邊開關管的開通與關斷，同時根據(jù)其中一個原邊開關管控制信號產(chǎn)生相應的第一控制信號，該第一控制信號經(jīng)過轉換電路處理后得到第二控制信號，然后同步整流管控制器根據(jù)該第二控制信號產(chǎn)生同步整流管驅動信號控制同步整流管的開通與關斷。本發(fā)明可以解決傳統(tǒng)同步整流開關電源中出現(xiàn)的交叉導通問題，同時能夠根據(jù)其中一個原邊開關管控制信號精確快速地控制同步整流管的開通與關斷，實現(xiàn)同步整流開關電源的高頻化、低成本、小體積和高效率。此 外，本發(fā)明還采用一隔離電路對同步整流開關電源的原邊地和副邊地進行隔離，從而保證了同步整流開關電源的安全可靠工作。為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明提供一種控制和驅動電路，應用于一同步整流開關電源中，包括原邊開關管控制器，用于產(chǎn)生原邊開關管控制信號；邏輯電路，用于根據(jù)接收到的所述原邊開關管控制信號來產(chǎn)生第一控制信號；轉換電路，用于根據(jù)接收到的所述第一控制信號來產(chǎn)生第二控制信號；同步整流管控制器，用于根據(jù)接收到的所述第二控制信號來產(chǎn)生同步整流管控制信號，并根據(jù)所述同步整流開關電源的拓撲結構，保證所述原邊開關管控制信號和所述同步整流管控制信號同相或者反相。進一步的，當所述同步整流開關電源中的原邊開關管和同步整流管的開關狀態(tài)相反時，所述邏輯電路包括延時電路和反相器，根據(jù)所述原邊開關管控制信號進行延時和反相控制以產(chǎn)生所述第一控制信號；所述同步整流管控制器根據(jù)所述第二控制信號的過零時刻產(chǎn)生所述同步整流管控制信號。進一步的，當所述同步整流開關電源中的原邊開關管和同步整流管的開關狀態(tài)相反時，所述邏輯電路包括延時電路和反相器，所述延時電路用于將接收到的所述原邊開關管控制信號進行延時以產(chǎn)生所述第一控制信號；所述同步整流管控制器根據(jù)所述第二控制信號的過零時刻產(chǎn)生第三控制信號；所述反相器用于將所述第三控制信號進行反相以產(chǎn)生所述同步整流管控制信號。進一步的，當所述同步整流開關電源中的原邊開關管和同步整流管的開關狀態(tài)一致時，所述邏輯電路包括延時電路，所述延時電路用于將接收到的所述原邊開關管控制信號進行延時以產(chǎn)生所述第一控制信號；所述同步整流管控制器根據(jù)所述第二控制信號的過零時刻產(chǎn)生所述同步整流管控制信號。 進一步的，所述轉換電路包括微分電容和微分電阻。進一步的，所述控制和驅動電路還包括跨接在所述同步整流開關電源的原邊地與副邊地之間的隔離電路，用于隔離所述同步整流開關電源的原邊地和副邊地。進一步的，所述隔離電路包括隔離電容。
進一步的，所述控制和驅動電路還包括第一鉗位電路，第二鉗位電路，所述第一鉗位電路用于保護所述原邊開關管控制器；所述第二鉗位電路用于保護所述同步整流管控制器。進一步的，所述第一鉗位電路包括第一二極管、第二二極管、第一鉗位電壓和第二鉗位電壓，當所述第一控制信號的幅值大于所述第一鉗位電壓或小于所述第二鉗位電壓時，所述第一鉗位電路將所述第一控制信號的幅值鉗位至所述第一鉗位電壓或所述第二鉗位電壓；所述第二鉗位電路包括第三二極管、第四二極管、第三鉗位電壓和第四鉗位電壓，當所述第二控制信號的幅值大于所述第三鉗位電壓或小于所述第四鉗位電壓時，所述第二 鉗位電路將所述第二控制信號的幅值鉗位至所述第三鉗位電壓或所述第四鉗位電壓。根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種控制和驅動方法，應用于一同步整流開關電源中，包括以下步驟產(chǎn)生所述原邊開關管控制信號；將所述原邊開關管控制信號經(jīng)過邏輯運算后產(chǎn)生第一控制信號；將所述第一控制信號經(jīng)過微分轉換后產(chǎn)生第二控制信號；將所述第二控制信號經(jīng)過控制后產(chǎn)生同步整流管控制信號。進一步，所述控制和驅動方法還包括對原邊地和副邊地進行隔離。進一步的，當所述同步整流開關電源中的原邊開關管和同步整流管的開關狀態(tài)相反時，所述邏輯控制包括對所述原邊開關管控制信號進行反相和延時控制以得到所述第一控制信號，所述同步整流管控制信號根據(jù)所述第二控制信號產(chǎn)生與所述原邊開關管控制信號反相的所述同步整流管控制信號。進一步的，當所述同步整流開關電源中的原邊開關管和同步整流管的開關狀態(tài)一致時，所述邏輯控制包括對所述原邊開關管控制信號進行延時控制以得到所述第一控制信號，所述同步整流管控制信號根據(jù)所述第二控制信號產(chǎn)生與所述原邊開關管控制信號同相的所述同步整流管控制信號。由此可見，本發(fā)明通過控制所述第一控制信號與所述原邊開關管控制信號的時序關系，能夠根據(jù)所述原邊開關管控制信號產(chǎn)生所述第一控制信號，同時通過采用所述轉換電路快速準確地將所述第一控制信號轉換為所述第二控制信號，并通過所述同步整流管控制器將所述第二控制信號轉換為所述同步整流管控制信號，以實現(xiàn)對所述同步整流管的控制。該方案不僅可以避免所述原邊開關管和所述同步整流管的交叉導通，還可以盡可能地減小所述同步整流管的反并聯(lián)二極管的導通時間，最大程度地提高系統(tǒng)效率。由于本實施例中，所述轉換電路采用RC微分電路實現(xiàn)，相比圖IB中采用變壓器傳輸信號，能夠大大地減少成本和體積，提高功率密度。此外，本實施例中的隔離電路采用電容實現(xiàn)，可以抑制共模干擾，防止電容器失效后，不會導致電擊、危及人身安全的問題，增強同步整流開關電源的可靠性和安全性。此外，本發(fā)明采用所述第一鉗位電路和所述第二鉗位電路來保護所述原邊開關管控制器和所述同步整流管控制器正常工作。在不同拓撲結構中。本領域普通技術人員可根據(jù)原邊開關管和同步整流管的控制信號的邏輯關系，選擇本發(fā)明中合適的驅動電路來實現(xiàn)對不同拓撲結構的同步整流開關電源進行控制。


圖IA為現(xiàn)有技術中第一種反激式同步整流開關電源的原理框圖；圖IB為現(xiàn)有技術中第二種反激式同步整流開關電源的原理框圖；圖2A為本發(fā)明實施例一中反激式同步整流開關電源的原理框圖；圖2B為本發(fā)明圖2A中反激式同步整流開關電源的工作波形圖；圖2C為本發(fā)明圖2A所示的反激式同步整流開關電源中邏輯電路的一種實施例的原理圖；圖2D為本發(fā)明圖2A所示的反激式同步整流開關電源中同步整流管控制器的一種實施例的原理圖； 圖2E為本發(fā)明圖2D所示同步整流管控制器的信號波形圖；圖3為本發(fā)明實施例二中反激式同步整流開關電源的原理框圖；圖4為本發(fā)明實施例三中正激式同步整流開關電源的原理框圖；圖5為本發(fā)明實施例四中推挽式同步整流開關電源的原理框圖；圖6為本發(fā)明實施例五中全橋式同步整流開關電源的原理框圖；圖7A為本發(fā)明控制和驅動方法的第一種實施例的流程圖；圖7B為本發(fā)明控制和驅動方法的第二種實施例的流程圖。
具體實施例方式為使本發(fā)明的上述目的、特征和優(yōu)點能夠更加明顯易懂，下面結合附圖對本發(fā)明的具體實施方式
做詳細的說明。在下面的描述中闡述了很多具體細節(jié)以便于充分理解本發(fā)明。但是本發(fā)明能夠以很多不同于在此描述的其它方式來實施，本領域技術人員可以在不違背本發(fā)明內(nèi)涵的情況下做類似推廣，因此本發(fā)明不受下面公開的具體實施的限制。實施例一如圖2A所示的實施例是一種反激式同步整流開關電源。所述反激式同步整流開關電源包括功率級電路和驅動電路，用于將直流電壓Vin轉換為輸出電壓Vrat，其中所述功率級電路包括濾波電容C1、變壓器T、原邊開關管Qp同步整流管Q2和輸出濾波電容Crat ;所述驅動電路包括原邊開關管控制器U1、邏輯電路U2、轉換電路201和同步整流管控制器U3。所述原邊開關管控制器仏用于產(chǎn)生原邊開關管控制信號Vot以控制所述原邊開關管％的開通與關斷，其第一輸出端連接所述原邊開關管Q1的控制端和所述邏輯電路U2的輸入端；所述邏輯電路U2用于接收所述原邊開關管控制信號Vot以產(chǎn)生第一控制信號Vm，其輸出端連接所述轉換電路201的輸入端；所述轉換電路201用于接收所述第一控制信號Vm以產(chǎn)生第二控制信號Vffil，其輸出端連接所述同步整流管控制器U3的輸入端；所述同步整流管控制器U3用于接收所述第二控制信號Vffil以產(chǎn)生同步整流管控制信號Vffi來控制所述同步整流管Q2的開通與關斷，其輸出端連接所述同步整流管Q2的控制端。在本實施例中，所述轉換電路201可由微分電容Cya與微分電阻Rya串聯(lián)連接組成的微分電路實現(xiàn)，微分電容Cya的取值范圍可以是0. IpF 100pF，所述微分電阻Rya的取值范圍可以為IkQ IMQ。
結合圖2B所示的反激式同步 整流開關電源的工作波形圖，可將其工作原理描述如下在時刻，所述原邊開關管控制器U1控制所述原邊開關管控制信號Vtjp跳變?yōu)楦唠娖叫盘栆允顾鲈呴_關管Q1導通，經(jīng)過導通時間〖。 后，在t2時刻，所述原邊開關管控制信號Vtjp跳變?yōu)榈碗娖叫盘柨刂扑鲈呴_關管Q1關斷，相反的，經(jīng)過關斷時間后，在t3時刻，所述原邊開關管控制信號Vot再次跳變?yōu)楦唠娖叫盘柨刂扑鲈呴_關管Q1導通；所述原邊開關管控制信號Vff經(jīng)過邏輯電路U2的延時和反相處理后可得到所述第一控制信號Vm其中延時時間可設為td;因而，在t4時刻，所述第一控制信號Vm由低電平信號跳變?yōu)楦唠娖叫盘枺藭r，由于所述轉換電路201中的微分電容Cya上的電壓不能突變，相當于短路，所述原邊開關管驅動信號Vff完全加在微分電阻Rya上，導致所述第二控制信號Vffil瞬間上升，產(chǎn)生一個為正尖峰信號，其幅值與所述原邊開關管驅動信號Vff的幅值相同，之后，微分電容(^按指數(shù)規(guī)律充電，微分電阻Rya上電壓因此按指數(shù)規(guī)律下降，該正尖峰信號經(jīng)過時間tw后在t5時刻到達零，與此同時，所述同步整流管控制器U3根據(jù)檢測到的所述第二控制信號Vffil的負向過零信號來控制所述同步整流管控制信號Vffi跳變?yōu)楦唠娖?；?jīng)過所述第一控制信號的導通時間tm(其中，tm = U，在t6時刻，所述第一控制信號Vm由高電平信號跳變?yōu)榈碗娖叫盘?，由于轉換電路201中的微分電容Cya上儲存的電壓不能突變，導致所述第二控制信號Vffil瞬間下降，開始產(chǎn)生一個負尖峰信號，之后，微分電容Cya按指數(shù)規(guī)律放電，該負尖峰信號經(jīng)過時間tw后在t7時刻到達零，與此同時，所述同步整流管控制器U3根據(jù)檢測到的所述第二控制信號Vffil的正向過零信號來控制所述同步整流管控制信號Vgs跳變?yōu)榈碗娖剑灰源搜h(huán)實現(xiàn)同步整流開關電源的驅動控制。為了能夠最大限度地提高效率，可以嚴格控制原邊開關管Q1和同步整流管Q2的開關時序，當所述原邊開關管Q1關斷時，控制所述同步整流管Q2導通，當所述同步整流管Q2關斷時，控制所述原邊開關管％導通。在本實施例中，可以通過設置所述尖峰信號的寬度和所述延時時間來控制所述原邊開關管Q1和所述同步整流管Q2的開關時序，首先尖峰信號寬度可設置Stw = 3X I其中，T =RyaXCya，而延時時間設置為td = T-tw，其中T為開關管的周期，在這里，需要注意的是，尖峰信號寬度的設置需要滿足tw <、和tw < Iff，其中，ton為所述原邊開關管的導通時間，toff為所述原邊開關管的關斷時間。在本實施例中，所述尖峰信號的寬度設置Stw = 3X T是由于通常微分電容(^經(jīng)過3個RC時間常數(shù)I即可基本達到幅值。當然，該尖峰信號寬度也可設置為其他值，例如tw = 4X T , tw = 5X T 或者 tw = 6X T 等。參考圖2C，所示為圖2A中所示反激式同步整流開關電源中邏輯電路的第一種實施方式。所述邏輯電路U2包括延時電路210和反相器211，所述延時電路210用于將接收到的所述原邊開關管控制信號Vff延時所述延時時間td，其輸入端連接所述原邊開關管控制器U1的輸出端，輸出端連接所述反相器211的輸入端；所述反相器211用于將延時后的所述原邊開關管控制信號Vgp反相，其輸出端連接所述轉換電路201。在本實施例中，所述延時電路210可由電阻R2和電容C2實現(xiàn)，所述延時時間td可通過調(diào)節(jié)電阻R2和電容C2的參數(shù)得到；所述反相器211可由非門A1實現(xiàn)。除圖2C中所示實施方式外，所述邏輯電路U2的功能也可以通過調(diào)換圖2C中的所述延時電路210和所述反相器211的連接位置實現(xiàn)。當然，所述邏輯電路U2也可由其他任何能夠實現(xiàn)其功能的電路組成。
參考圖2D，所示為圖2A所示的反激式同步整流開關電源中同步整流管控制器的一種實施方式。所述同步整流管控制器U3包括過零檢測電路220和第一 RS觸發(fā)器222，所述過零檢測電路220包括第一比較器220、第二比較器221、第一單脈沖發(fā)生器224和第二單脈沖發(fā)生器225，所述第一比較器222的同相輸入端和所述第二比較器223的反相輸入端共同連接所述轉換電路201的輸出端，用以接收所述第二控制信號Vffil ;所述第一比較器222的反相輸入端用于接收第一參考電壓Vrafl,輸出端產(chǎn)生第一比較信號Va給第一單脈沖發(fā)生器224的輸入端；第一單脈沖發(fā)生器224的輸出端產(chǎn)生復位信號Vk給所述第一 RS觸發(fā)器221的復位端R以復位所述同步整流管控制信號Vffi ;所述第二比較器223的反相輸入端用于接收第二參考電壓Vraf2,輸出端產(chǎn)生第二比較信號Ve2給第二單脈沖發(fā)生器225的輸入端；第二單脈沖發(fā)生器225的輸出端產(chǎn)生置位信號Vs給所述第一 RS觸發(fā)器221的置位端S以置位所述同步整流管控制信號Vffi ;所述第一 RS觸發(fā)器221的Q端連接所述同步整流管Q2的控制端用以產(chǎn)生所述同步整流管控制信號Vffi ;其中，所述第一參考電壓VMfl可以設置為略小于零，所述第二參考電壓V,ef2可以設置為略大于零。結合圖2E，所示為圖2D中實例方式的信號波形圖，其工作原理可以描述如下在t8時刻，當所述第二控制信號Vffil產(chǎn)生負尖峰信號而小于所述第一參考電壓VMfl和第二參考電壓VMf2時,所述第一比較信號Va跳變?yōu)榈碗娖?，所述第二比較信號Ve2為高電平，所述同步整流管控制信號Vffi因置位而為高電平；在t9時刻，當所述第二控制信號Vffil正向到達所述第一參考電壓VMfl時，所述第一比較信號Va跳變?yōu)楦唠娖?，所述第一單脈沖發(fā)生器224產(chǎn)生一個單脈沖的復位信號Vk以使所述同步整流管控制信號Vffi因復位而跳變?yōu)榈碗娖?；在t1(l時刻，當所述第二控制信號Vffil產(chǎn)生正尖峰信號而大于所述第二參考電壓VMf2時，所述第二比較信號Ve2跳變?yōu)榈碗娖?，所述同步整流管控制信號因復位而仍為低電平；在tn時刻，當所述第二控制信號Vffil負向到達所述第二參考電壓VMf2時，所述第二比較信號Ve2跳變?yōu)楦唠娖剑龅诙蚊}沖發(fā)生器225產(chǎn)生一個單脈沖的置位信號Vs以使所述同步整流管控制信號Vffi因置位而跳變?yōu)楦唠娖?；以此反復，同步整流管控制器U3可根據(jù)所述第二控制信號Vffil產(chǎn)生所述同步整流管控制信號。除圖2D中所示實施方式外，所述同步整流管控制器U3的功能也可由其他電路實現(xiàn)。在圖2C和圖2D所示的實施例中，采用在所述邏輯電路U2中加入反相器211以最終實現(xiàn)所述同步整流管控制信號和所述原邊開關管控制信號Vff的反相。本技術領域中 的普通技術人員可由此可以推知，還可通過僅在所述邏輯電路U2中加入所述延時電路210，而在所述同步整流管控制器U3中加入反相器以最終實現(xiàn)所述同步整流管控制信號Vffi和所述原邊開關管控制信號Vgp的反相。此外，在本實施例中，所述反激式同步整流開關電源還包括一個隔離電路202，所述隔離電路202可由隔離電容Cyb實現(xiàn)。所述隔離電容Cyb跨接在原邊地和副邊地之間，用于對所述反激式同步整流開關電源的原邊地GND1和副邊地GND2進行隔離。在此，所述原邊開關管控制器U1的參考地為原邊地GND1，所述同步整流管驅動器U3的參考地為副邊地GND2。由此可見，在本實施例中，通過控制所述第一控制信號Vm與所述原邊開關管控制信號Vff的時序關系，能夠根據(jù)所述原邊開關管控制信號Vot產(chǎn)生所述第一控制信號Vm，同時通過采用所述轉換電路201，能夠快速準確地將所述第一控制信號Vm轉換為所述第二控制信號Vffil,并通過所述同步整流管控制器U3將所述第二控制信號Vffil轉換為所述同步整流管控制信號Vffi,以實現(xiàn)對所述同步整流管Q2的控制。該方案不僅可以避免所述原邊開關管Q1和所述同步整流管Q2的交叉導通，還可以盡可能地減小所述同步整流管Q2的反并聯(lián)二極管D的導通時間，最大程度地提高系統(tǒng)效率。由于本實施例中，所述轉換電路采用微分電容Cya和微分電阻Rya實現(xiàn)，相比圖IB中采用變壓器傳輸信號，能夠大大地減少成本和體積，提高功率密度。此外，本實施例中的隔離電路202采用隔離電容Cyb實現(xiàn)，可以抑制共模干擾，防止電容器失效后，不會導致電擊、危及人身安全的問題，增強同步整流開關電源的可靠性和安全性。實施例二如圖3所不的實施例是在圖2A電路的基礎上改進后的一種反激式同步 整流開關電源。與圖2A所示反激式同步整流開關電源不同的是，為保護所述原邊開關管控制器U1和所述同步整流管控制器U3，本實施例加入了第一鉗位電路301和第二鉗位電路302。所述第一鉗位電路301包括第一二極管D1、第二二極管D2、第一鉗位電壓Vapi和第二鉗位電壓Vap2，所述第一二極管D1的陰極連接至第一鉗位電壓VaP1，陽極連接所述第二二極管D2的陰極，其公共端連接所述轉換電路201的輸入端，所述第二二極管D2的陽極連接第二鉗位電壓Vap2 ;所述第二鉗位電路302包括第三二極管D3、第四二極管D4、第三鉗位電壓Vap3和第四鉗位電壓Vap4，所述第三二極管D3的陰極連接至第三鉗位電壓VaP3，陽極連接第四二極管D4的陰極，其公共端轉換電路201的輸出端，所述第四二極管D4的陽極連接至第四鉗位電壓^_。其中，設置所述第一鉗位電壓Vapi略高于第一控制信號Vm的最大值，所述第二鉗位電壓Vap2略小于所述第一控制信號Vepi的最小值,所述第一鉗位電壓Vapi和所述第二鉗位電壓Vap2都以原邊地GND1作為參考地；設置所述第三鉗位電壓Vap3的值略大于所述差分信號Vffis的最大值，所述第四鉗位電壓Vap4的值略小于所述第二控制信號Vffil的最小值，所述第三鉗位電壓Vap3和所述第四鉗位電壓Vap4都以副邊地GND2作為參考地。由于所述第一鉗位電路301的存在，當所述第一控制信號Vm的電壓因受到干擾而產(chǎn)生波動導致其最大值高于Vapi時,所述第一二極管D1導通,將第一控制信號Vepi的電壓鉗位至所述第一鉗位電壓Vapi ;當所述第一控制信號Vm的電壓因受到干擾而產(chǎn)生波動導致其最小值低于Vap2時，所述第二二極管D2導通，將第一控制信號Vm的電壓鉗位至所述第二鉗位電壓Vap2。同理，由于所述第二鉗位電路302的存在，當所述第二控制信號Vffil因受到干擾而產(chǎn)生波動導致其最大值高于Vap3時，所述第三二極管D3導通，將所述第二控制信號Vffil的電壓鉗位至所述第三鉗位電壓Vap3 ;當所述第二控制信號Vffil的電壓因受到干擾而產(chǎn)生波動導致其最小值低于Vap4時，所述第四二極管D4導通，將所述第二控制信號Vffil的電壓鉗位至所述第四鉗位電壓VaP4。除第一鉗位電路301和第二鉗位電路302外，本實施例中的其余部分電路結構和工作原理與圖2A中所示反激式同步整流開關電源相同，在此將不再贅述。由此可知，由于所述第一鉗位電路301和所述第二鉗位電路302的存在，可避免因干擾而導致所述第一控制信號Vm和所述第二控制信號Vffil幅值過大或過小的現(xiàn)象，以保護所述原邊開關管控制器U1和所述同步整流管控制器U3正常工作。 此外，所述第三鉗位電壓Vap3還可以為所述同步整流管控制器U3提供偏置電壓，所述微分電容Cya還可以為所述同步整流管控制器U3提供驅動能量。本領域普通技術人員可知，所述第一鉗位電路301和所述第二鉗位電路302也可由其他合適電路實現(xiàn)。實施例三如圖4所示為本發(fā)明實施例三中正激式同步整流開關電源。所述正激式同步整流開關電源包括功率級電路和驅動電路，其中所述功率級電路包括濾波電容C1、變壓器T、原邊開關管Qp同步整流管Q2、同步整流管Q3和輸出濾波電容Crat ;所述驅動電路包括原邊開關管控制器U1、邏輯電路U2、轉換電路201和同步整流管控制器U3。與圖2A所示實施例一中反激式同步整流開關電源不同的是，在本實施例中，所述變壓器T為同名端連接，所述同步續(xù)流管Q3與所述輸出濾波電容Cwt并聯(lián)連接，所述同步整流管控制器U3除產(chǎn)生所述同步整流管控制信號Vffi外，還同時產(chǎn)生一同步續(xù)流管控制信號VJ以控制所述同步續(xù)流管Q3的開通與關斷，此處同步整流管控制器U3的實施方式可采用如圖2D所示實施方式，其中，圖2D實施例中第一 RS觸發(fā)器221的Q非端用于輸出所述同步續(xù)流管控制信號VJ ;所述 正激式同步整流開關電源的其余部分的連接方式與主要功能，以及所述微分電容Cya，隔離電容Cyb和所述微分電阻Rya的取值范圍均與圖2A所示實施例一中反激式同步整流開關電源類似，在此將不再贅述。值得注意的是，由于本實施例的功率級電路拓撲結構與圖2A所示不同，本實施例中所述原邊開關管Q1導通時，所述同步整流管Q2同時導通；所述原邊開關管Q1關斷時，所述同步整流管Q2也同時關斷。因此，本實施例中的正激式同步整流開關電源驅動電路的工作原理與圖2A至圖2D所示的反激式同步整流開關電源驅動電路略有不同。其區(qū)別在于，本實施例中，由于同步整流管Q2始終與原邊開關管Ql同相，因而不需在所述邏輯電路％或者所述同步整流管控制器U3中加入所述反相器211，即所述第一控制信號Vm由所述原邊開關管控制信號Vff經(jīng)過所述邏輯電路U2經(jīng)過延時得到，所述同步整流管控制信號Vffi由第二控制信號Vffil經(jīng)過同步整流管控制器U3得到；而其余部分工作原理均與反激式同步整流開關電源驅動電路類似，在此將不再贅述。在本實施例中，尖峰信號的寬度和延時時間的設置也與反激式同步整流開關電源驅動電路類似，在此將不再贅述。實施例四如圖5所示為本發(fā)明實施例四中推挽式同步整流開關電源。與圖4所示實施例三中正激式同步整流開關電源不同的是，本實施例中的功率級電路采用推挽式拓撲，其結構為本領域普通技術人員所熟知，在此將不再贅述。為適應推挽式拓撲結構，所述原邊開關管控制器U1和所述同步整流管控制器U3均需要產(chǎn)生兩路控制信號，在此實施例中，由于所述原邊開關管Q1和所述同步整流管Q2的控制信號始終保持同相，因此可依據(jù)圖4所示正激式同步整流開關電源的驅動電路來實現(xiàn)對本實施例所述推挽式同步整流開關電源的控制；另夕卜，由于原邊開關管Q1和同步整流管Q4的控制信號始終反相，因此也可依據(jù)圖2A所示反激式同步整流開關電源的驅動電路來實現(xiàn)對本實施例所述推挽式同步整流開關電源的控制；同樣地，也可根據(jù)原邊開關管Q3與同步整流管Q2或者與同步整流管Q4的控制信號的關系，選擇圖2A或者圖4中實施例所采用的驅動方式來實現(xiàn)對本實施例所述推挽式同步整流開關電源的控制。
由此，可知，本領域普通技術人員可依據(jù)不同拓撲結構的同步整流開關電源中的原邊開關管和同步整流管的開關狀態(tài)的邏輯關系，選擇本發(fā)明中合適的驅動電路進行控制。例如當邏輯電路U2所依據(jù)的原邊開關管開關狀態(tài)與同步整流管控制器U3第一輸出端(例如圖2D所示同步整流管控制器U3實施例的第一 RS觸發(fā)器221的Q端)所控制的同步整流管開關狀態(tài)為反相時，可以依據(jù)圖2A中反激式同步整流開關電源驅動電路的原理設計驅動電路。當邏輯電路U2所依據(jù)的原邊開關管開關狀態(tài)與同步整流管控制器U3第一輸出端(例如圖2D所示同步整流管控制器U3實施例的第一 RS觸發(fā)器221的Q端)所控制的同步整流管開關狀態(tài)為同相時，可以依據(jù)圖4中正激式同步整流電路的的原理設計驅動電路。圖2A所示實施例的驅動電路與圖4所示的驅動電路的不同之處在于，圖2A所示實施例在原邊開關管控制器U1或者同步整流管控制器U3中加入了反相器。實施例五
如圖6所示為本發(fā)明實施例五中全橋式同步整流開關電源。本實施例的驅動電路可依據(jù)實施例四中推挽式同步整流開關電源驅動電路的原理實現(xiàn)，在此將不再贅述。本領域普通技術人員可知，本發(fā)明圖3所示的實施例對于圖2A所示的實施例的改進同樣適用于圖4、圖5、圖6中所示的實施例。如圖7A所示為本發(fā)明控制和驅動方法的第一種實施例的流程圖，其包括以下步驟S701 :當所述原邊開關管開關狀態(tài)與所述同步整流管開關狀態(tài)應互為反相信號時，產(chǎn)生所述原邊開關管控制信號；S702 :對所述原邊開關管控制信號進行反相和延時控制，得到第一控制信號；S703 :對所述第一控制信號進行微分轉換，得到第二控制信號；S704:根據(jù)所述第二控制信號，產(chǎn)生一與所述原邊開關管控制信號反相的所述同步整流管控制信號。其中，步驟S702中也可僅包含延時控制，而在步驟S704中，根據(jù)所述第二控制信號產(chǎn)生第三控制信號，對所述第三控制信號進行反相控制以產(chǎn)生一與所述原邊開關管控制信號反相的所述同步整流管控制信號。如圖7B所示為本發(fā)明控制和驅動方法的第二種實施例的流程圖，其包括以下步驟S705 :當所述原邊開關管開關狀態(tài)與所述同步整流管開關狀態(tài)一致時，產(chǎn)生所述原邊開關管控制信號；S706 :對所述原邊開關管控制信號進行延時控制，得到第一控制信號；S707 :對所述第一控制信號進行微分轉換，得到第二控制信號；S708:根據(jù)所述第二控制信號，產(chǎn)生一與所述原邊開關管控制信號同相的所述同步整流管控制信號；其中，所述原邊開關管控制信號與所述同步整流管控制信號分別用于控制所述同步整流開關電源功率級電路中的原邊開關管和同步整流管的開通與關斷。在步驟S701和步驟S705中，進一步包括，當所述同步整流開關電源功率級電路中具有一個以上原邊開關管時，可以根據(jù)需要設定其中一個原邊開關管的控制信號為所述原邊開關管控制信號，其余的原邊開關管的控制信號可以依據(jù)其與所設定的原邊開關管控制信號的邏輯關系產(chǎn)生；在步驟S702和步驟S706中，對所述原邊開關管控制信號的延時控制可通過一 RC延時電路實現(xiàn)。此外，在步驟S702中，對所述原邊開關管控制信號的反相控制可通過一反相器實現(xiàn)。在步驟S703和步驟S707中，對所述第一控制信號的微分轉換可通過一 RC微分電路實現(xiàn)。
在步驟S704和步驟S708中，可根據(jù)所述第二控制信號，采用一過零檢測電路和一RS觸發(fā)器來產(chǎn)生所述同步整流管控制信號。同樣，進一步包括，當所述同步整流開關電源功率級電路中具有一個以上同步整流管時，可以根據(jù)需要設定其中一個同步整流管的控制信號為所述同步整流管控制信號，其余的同步整流管的控制信號可以依據(jù)與所設定的同步整流管控制信號的邏輯關系產(chǎn)生。此外，在本實施例中，還包括對所述同步整流開關電源功率級電路的原邊地和副邊地進行隔離，該隔離可通過一電容來實現(xiàn)。當然，本實施例中的反相控制、延時控制、對所述第一控制信號的轉換、所述同步整流管控制信號的產(chǎn)生方式以及隔離方式也可由本領域普通技術人員所知的其它合適的電路結構實現(xiàn)。除本發(fā)明實施例中所列舉的反激式、正激式、推挽式、全橋式拓撲結構外,本發(fā)明還可應用在其他合適拓撲結構中。以上對依據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實施例的開關型調(diào)節(jié)器的同步整流開關電源驅動電路及控制方法進行了詳盡描述，本領域普通技術人員據(jù)此可以推知其他技術或者結構以及電路布局、元件等均可應用于所述實施例。本說明書中的各個實施例之間相同相似的部分互相參見即可，每個實施例重點說明的都是與其他實施例的不同之處?？梢愿鶕?jù)實際的需要選擇其中的部分或者全部模塊來實現(xiàn)本實施例方案的目的。本領域普通技術人員在不付出創(chuàng)造性勞動的情況下，即可以理解并實施。依照本發(fā)明的實施例如上文所述，這些實施例并沒有詳盡敘述所有的細節(jié)，也不限制該發(fā)明僅為所述的具體實施例。顯然，根據(jù)以上描述，可作很多的修改和變化。本說明書選取并具體描述這些實施例，是為了更好地解釋本發(fā)明的原理和實際應用，從而使所屬技術領域技術人員能很好地利用本發(fā)明以及在本發(fā)明基礎上的修改使用。本發(fā)明僅受權利要求書及其全部范圍和等效物的限制。
權利要求
1.一種控制和驅動電路，應用于一同步整流開關電源中，其特征在于，包括 原邊開關管控制器，用于產(chǎn)生原邊開關管控制信號； 邏輯電路，用于根據(jù)接收到的所述原邊開關管控制信號來產(chǎn)生第一控制信號； 轉換電路，用于根據(jù)接收到的所述第一控制信號來產(chǎn)生第二控制信號； 同步整流管控制器，用于根據(jù)接收到的所述第二控制信號來產(chǎn)生同步整流管控制信號，并根據(jù)所述同步整流開關電源的拓撲結構，保證所述原邊開關管控制信號和所述同步整流管控制信號同相或者反相。
2.根據(jù)權利要求I所述的控制和驅動電路，其特征在于，當所述同步整流開關電源中的原邊開關管和同步整流管的開關狀態(tài)相反時， 所述邏輯電路包括延時電路和反相器，根據(jù)所述原邊開關管控制信號進行延時和反相控制以產(chǎn)生所述第一控制信號； 所述同步整流管控制器根據(jù)所述第二控制信號的過零時刻產(chǎn)生所述同步整流管控制信號。
3.根據(jù)權利要求I所述的控制和驅動電路，其特征在于，當所述同步整流開關電源中的原邊開關管和同步整流管的開關狀態(tài)相反時， 所述邏輯電路包括延時電路和反相器，所述延時電路用于將接收到的所述原邊開關管控制信號進行延時以產(chǎn)生所述第一控制信號； 所述同步整流管控制器根據(jù)所述第二控制信號的過零時刻產(chǎn)生第三控制信號； 所述反相器用于將所述第三控制信號進行反相以產(chǎn)生所述同步整流管控制信號。
4.根據(jù)權利要求I所述的控制和驅動電路，其特征在于，當所述同步整流開關電源中的原邊開關管和同步整流管的開關狀態(tài)一致時， 所述邏輯電路包括延時電路，所述延時電路用于將接收到的所述原邊開關管控制信號進行延時以產(chǎn)生所述第一控制信號； 所述同步整流管控制器根據(jù)所述第二控制信號的過零時刻產(chǎn)生所述同步整流管控制信號。
5.根據(jù)權利要求I所述的控制和驅動電路，其特征在于，所述轉換電路包括微分電容和微分電阻。
6.根據(jù)權利要求I所述的控制和驅動電路，其特征在于，進一步包括跨接在所述同步整流開關電源的原邊地與副邊地之間的隔離電路，用于隔離所述同步整流開關電源的原邊地和副邊地。
7.根據(jù)權利要求6所述的控制和驅動電路，其特征在于，所述隔離電路包括隔離電容。
8.根據(jù)權利要求I所述控制和驅動電路，其特征在于，進一步包括第一鉗位電路，第二鉗位電路，所述第一鉗位電路用于保護所述原邊開關管控制器；所述第二鉗位電路用于保護所述同步整流管控制器。
9.根據(jù)權利要求8所述控制和驅動電路，其特征在于，所述第一鉗位電路包括第一二極管、第二二極管、第一鉗位電壓和第二鉗位電壓，當所述第一控制信號的幅值大于所述第一鉗位電壓或小于所述第二鉗位電壓時，所述第一鉗位電路將所述第一控制信號的幅值鉗位至所述第一鉗位電壓或所述第二鉗位電壓；所述第二鉗位電路包括第三二極管、第四二極管、第三鉗位電壓和第四鉗位電壓，當所述第二控制信號的幅值大于所述第三鉗位電壓或小于所述第四鉗位電壓時，所述第二鉗位電路將所述第二控制信號的幅值鉗位至所述第三鉗位電壓或所述第四鉗位電壓。
10.一種控制和驅動方法，應用于一同步整流開關電源中，其特征在于，包括以下步驟 產(chǎn)生所述原邊開關管控制信號； 將所述原邊開關管控制信號經(jīng)過邏輯運算后產(chǎn)生第一控制信號； 將所述第一控制信號經(jīng)過微分轉換后產(chǎn)生第二控制信號； 將所述第二控制信號經(jīng)過控制后產(chǎn)生同步整流管控制信號。
11.根據(jù)權利要求10所述的控制和驅動方法，其特征在于，進一步包括對原邊地和副邊地進行隔離。
12.根據(jù)權利要求10所述的控制和驅動方法，其特征在于，當所述同步整流開關電源中的原邊開關管和同步整流管的開關狀態(tài)相反時，所述邏輯控制包括對所述原邊開關管控制信號進行反相和延時控制以得到所述第一控制信號，所述同步整流管控制信號根據(jù)所述第二控制信號產(chǎn)生與所述原邊開關管控制信號反相的所述同步整流管控制信號。
13.根據(jù)權利要求10所述的控制和驅動方法，其特征在于，當所述同步整流開關電源中的原邊開關管和同步整流管的開關狀態(tài)一致時，所述邏輯控制包括對所述原邊開關管控制信號進行延時控制以得到所述第一控制信號，所述同步整流管控制信號根據(jù)所述第二控制信號產(chǎn)生與所述原邊開關管控制信號同相的所述同步整流管控制信號。
全文摘要
本發(fā)明提供一種控制和驅動電路，應用于一同步整流開關電源中，包括原邊開關管控制器用于產(chǎn)生原邊開關管控制信號；邏輯電路用于根據(jù)接收到的原邊開關管控制信號來產(chǎn)生第一控制信號；轉換電路用于根據(jù)接收到的第一控制信號來產(chǎn)生第二控制信號；同步整流管控制器用于根據(jù)接收到的第二控制信號來產(chǎn)生同步整流管控制信號，并根據(jù)同步整流開關電源的拓撲結構保證原邊開關管控制信號和同步整流管控制信號同相或者反相。本發(fā)明還提供一種控制和驅動方法以解決根據(jù)原邊開關管控制信號產(chǎn)生控制同步整流管開通與關斷的同步整流管控制信號，避免同步整流電源出現(xiàn)交叉導通問題，且實現(xiàn)同步整流開關電源的高頻化、低成本、小體積和高效率。
文檔編號H02M7/12GK102969912SQ201210407340
公開日2013年3月13日 申請日期2012年10月23日 優(yōu)先權日2012年10月23日
發(fā)明者陳偉 申請人:矽力杰半導體技術(杭州)有限公司