專利名稱：一種基于前饋補償?shù)牟⒕W(wǎng)逆變器的控制方法
一種基于前饋補償?shù)牟⒕W(wǎng)逆變器的控制方法技術(shù)領(lǐng)域
本發(fā)明屬于電力逆變控制技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種基于前饋補償?shù)牟⒕W(wǎng)逆變器的控制方法。
背景技術(shù)：
近年來，隨著環(huán)境污染以及能源緊缺的日益嚴重，開發(fā)和利用可再生能源(如太陽能、風能等)成為人類社會的迫切需要。而作為可再生能源發(fā)電系統(tǒng)連接電網(wǎng)的必要接口設(shè)備，并網(wǎng)逆變器已成為當前電力電子領(lǐng)域的研究熱點。
為抑制高頻開關(guān)產(chǎn)生的電壓和電流紋波，并網(wǎng)逆變器一般采用L型濾波器或LCL 型濾波器作為其與電網(wǎng)的必要接口部件。由于L型濾波器對高頻諧波的抑制能力有限，一般需要采用較大的電感來滿足諧波標準。而LCL型濾波器可以降低總的電感取值，而且對電流高次諧波有較強的抑制能力，因此近年來被廣泛應(yīng)用在大中功率并網(wǎng)逆變器場合。但是，采用LCL型濾波器的并網(wǎng)控制系統(tǒng)(包括并網(wǎng)逆變器、LCL型濾波器、電壓電流傳感器及控制環(huán))為三階系統(tǒng)，其在諧振頻率處存在很大的幅值增益尖峰，導(dǎo)致系統(tǒng)運行不易穩(wěn)定， 從而使得系統(tǒng)對電網(wǎng)電壓波動等引起的擾動極為敏感，同時也對控制系統(tǒng)的設(shè)計提出了更高的要求。
針對LCL型濾波器的諧振問題，目前多是采用以電容電流反饋為內(nèi)環(huán)，電網(wǎng)電流反饋為外環(huán)的雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)。該方法雖對LCL型濾波器的諧振問題能起到一定的抑制作用，但對電網(wǎng)電壓的擾動卻無能為力。為抑制電網(wǎng)電壓擾動的影響，Xuehua Wang等人在標題為 Full Feedforward of Grid Voltage for Grid-Connected Inverter With LCL Filter to Suppress Current Distortion Due to Grid Voltage Harmonics(IEEE Transactions on Power Electronics, 25, (12)，2010，pp. 3119—3127)的文章中公開了一種電網(wǎng)電壓的前饋方法，其并網(wǎng)控制系統(tǒng)如圖1所示。從理論上而言，該方法能完全消除電網(wǎng)電壓的擾動影響，但文章中電網(wǎng)電壓的前饋系數(shù)卻包含了比例、一次微分和二次微分項， 這顯然在工程上是難以實現(xiàn)的，也是不可行的；而且，該方法的控制系統(tǒng)仍然為三階系統(tǒng)， 因此電流控制器的設(shè)計比較復(fù)雜。發(fā)明內(nèi)容
針對現(xiàn)有技術(shù)所存在的上述技術(shù)缺陷，本發(fā)明提供了一種基于前饋補償?shù)牟⒕W(wǎng)逆變器的控制方法，能夠保證網(wǎng)側(cè)電流不受電網(wǎng)電壓擾動影響的同時，使得系統(tǒng)獲得較大的穩(wěn)定裕度。
一種基于前饋補償?shù)牟⒕W(wǎng)逆變器的控制方法，包括如下步驟
(1)采集電網(wǎng)電壓、網(wǎng)側(cè)電流以及LCL型濾波器的電容電流；
所述的LCL型濾波器包括逆變側(cè)電感、電容和電網(wǎng)側(cè)電感；所述的電容電流為流經(jīng)電容的電流；所述的網(wǎng)側(cè)電流為流經(jīng)電網(wǎng)側(cè)電感的電流。
(2)利用鎖相環(huán)提取電網(wǎng)電壓的相位，將所述的相位與給定的電網(wǎng)電流峰值相乘，得到網(wǎng)側(cè)電流給定信號；使所述的網(wǎng)側(cè)電流給定信號減去所述的網(wǎng)側(cè)電流，得到電流誤差信號；利用電流調(diào)節(jié)器對所述的電流誤差信號進行調(diào)節(jié)，得到指令信號；
(3)對所述的電容電流進行前饋運算處理，得到電流前饋信號；將所述的電網(wǎng)電壓與前饋比例系數(shù)相乘，得到電壓前饋信號；
(4)將所述的電流前饋信號、電壓前饋信號和指令信號相加，得到調(diào)制信號；利用 PWM調(diào)制器使所述的調(diào)制信號與給定的三角載波信號進行比較，生成開關(guān)信號，以對并網(wǎng)逆變器中的開關(guān)管進行控制。
所述的電流調(diào)節(jié)器為PI (比例積分)控制器或PR(比例諧振)控制器。
所述的步驟(3)中，根據(jù)前饋傳遞函數(shù)H。(s) = LlS/kpwm對電容電流進行前饋運算處理；其中k_為PWM(脈沖寬度調(diào)制)比例增益，且kpwm = Vd。/V。m，Vd。為直流母線電壓(即并網(wǎng)逆變器直流側(cè)的輸入電壓)，Vem為三角載波幅值，L1為逆變側(cè)電感的電感值，s =ω為角頻率。
所述的前饋比例系數(shù)k = l/kpwm ；其中kpwm為PWM比例增益，且k_ = NJNcm, Vdc 為直流母線電壓，Vcffl為三角載波幅值。
本發(fā)明通過在電網(wǎng)電流反饋控制環(huán)的基礎(chǔ)上，同時采用了電容電流前饋控制和電網(wǎng)電壓前饋控制，利用電容電流前饋環(huán)節(jié)補償了電網(wǎng)電壓二次微分前饋項，從而不僅能夠保證網(wǎng)側(cè)電流不受電網(wǎng)電壓的擾動影響，同時使整個系統(tǒng)從三階系統(tǒng)降為一階系統(tǒng)，消除了 LCL濾波器諧振頻率處的幅值增益尖峰，從而使系統(tǒng)可以獲得較大的穩(wěn)定裕度，且簡化了電流調(diào)節(jié)器的設(shè)計。


圖1為現(xiàn)有技術(shù)并網(wǎng)控制系統(tǒng)的示意圖。
圖2為本發(fā)明并網(wǎng)控制系統(tǒng)的示意圖。
圖3為現(xiàn)有技術(shù)并網(wǎng)控制策略的控制流程圖。
圖4為本發(fā)明并網(wǎng)控制策略的控制流程圖。
圖5(a)為本發(fā)明中指令信號的波形圖。
圖5(b)為本發(fā)明中電流前饋信號的波形圖。
圖5(c)為本發(fā)明中電壓前饋信號的波形圖。
圖6(a)為本發(fā)明采用電流前饋信號補償前后電網(wǎng)電壓及網(wǎng)側(cè)電流的波形圖。
圖6(b)為采用本發(fā)明方法當電網(wǎng)電壓發(fā)生跌落時電網(wǎng)電壓及網(wǎng)側(cè)電流的波形圖。
具體實施方式
為了更為具體地描述本發(fā)明，下面結(jié)合附圖及具體實施方式
對本發(fā)明并網(wǎng)逆變器的控制方法進行詳細說明。
如圖3所示，一種基于前饋補償?shù)牟⒕W(wǎng)逆變器的控制方法，包括如下步驟
(1)采集電網(wǎng)電壓vg、網(wǎng)側(cè)電流以及LCL型濾波器的電容電流；
本實施方式中，并網(wǎng)逆變器將450V的直流電轉(zhuǎn)換為220V的交流電，并通過LCL型濾波器濾波后輸入至電網(wǎng)。
并網(wǎng)逆變器為5kW的單相電壓源型逆變器VSI，其具有4只IGBTansulated Gate Bipolar Transistor，絕緣柵雙極型晶體管)，IGBT的開關(guān)頻率為8. 4kHz。
LCL型濾波器包括逆變側(cè)電感L1、電容C和電網(wǎng)側(cè)電感L2 = 1. 6mH,L2 = 1. 6mH, C = 12μ F。
電容電流為流經(jīng)電容C的電流；網(wǎng)側(cè)電流為流經(jīng)電網(wǎng)側(cè)電感L2的電流、。
(2)利用鎖相環(huán)PLL提取電網(wǎng)電壓Vg的相位sin θ，將相位sin θ與給定的電網(wǎng)電流峰值Igm相乘，得到網(wǎng)側(cè)電流給定信號ig ；本實施方式中，電網(wǎng)電流峰值Igm = 25A ；
使網(wǎng)側(cè)電流給定信號ig減去網(wǎng)側(cè)電流i⑵得到電流誤差信號iu ；
利用PI控制器對電流誤差信號iu進行PI調(diào)節(jié)，得到指令信號Vd ；其中PI控制器的傳遞函數(shù)為G。(S) = (KpS+ig/S，Kp為比例系數(shù)，Ki為積分系數(shù)，s = j ω，ω為角頻率； 本實施方式中，Kp = 0. 01，Ki = 80。
(3)根據(jù)前饋傳遞函數(shù)H。(s) = LlS/kpwm對電容電流ic進行一階微分處理，得到電流前饋信號vf。；將電網(wǎng)電壓vg與前饋比例系數(shù)k相乘，得到電壓前饋信號Vfg ；其中=L1為逆變側(cè)電感的電感值，s = j ω，ω為角頻率；k = Ι/k卿，kpwm為PWM比例增益，且k_ = Vdc/ Vcm，V。m為三角載波幅值，Vd。為直流母線電壓(即并網(wǎng)逆變器直流側(cè)的輸入電壓)；本實施方式中，V。m = IV, Vdc = 450V。
(4)將電流前饋信號vf。(波形如圖5 (b)所示)、電壓前饋信號Vfg (波形如圖5 (c) 所示)和指令信號Vd(波形如圖5(a)所示)相加，得到調(diào)制信號vm。
利用PWM調(diào)制器使調(diào)制信號Vm與給定的三角載波信號v。a iCT進行比較，生成4路開關(guān)信號S1 、分別對并網(wǎng)逆變器中的4只IGBT進行控制；
本實施方式中，PWM調(diào)制器采用單極倍頻SPWM(Sinusoidal PWM)技術(shù)，即超前臂工作在工頻模式，僅對滯后臂進行調(diào)制。
為了消除電網(wǎng)電壓諧波對網(wǎng)側(cè)電流的影響，現(xiàn)有技術(shù)所采用的電網(wǎng)電壓前饋控制策略，如圖3所示；可得從電網(wǎng)電壓到網(wǎng)側(cè)電流的閉環(huán)傳遞表達式為
權(quán)利要求
1.一種基于前饋補償?shù)牟⒕W(wǎng)逆變器的控制方法，包括如下步驟(1)采集電網(wǎng)電壓、網(wǎng)側(cè)電流以及LCL型濾波器的電容電流；(2)利用鎖相環(huán)提取電網(wǎng)電壓的相位，將所述的相位與給定的電網(wǎng)電流峰值相乘，得到網(wǎng)側(cè)電流給定信號；使所述的網(wǎng)側(cè)電流給定信號減去所述的網(wǎng)側(cè)電流，得到電流誤差信號； 利用電流調(diào)節(jié)器對所述的電流誤差信號進行調(diào)節(jié)，得到指令信號；(3)對所述的電容電流進行前饋運算處理，得到電流前饋信號；將所述的電網(wǎng)電壓與前饋比例系數(shù)相乘，得到電壓前饋信號；(4)將所述的電流前饋信號、電壓前饋信號和指令信號相加，得到調(diào)制信號；利用PWM 調(diào)制器使所述的調(diào)制信號與給定的三角載波信號進行比較，生成開關(guān)信號，以對并網(wǎng)逆變器中的開關(guān)管進行控制。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于前饋補償?shù)牟⒕W(wǎng)逆變器的控制方法，其特征在于所述的電流調(diào)節(jié)器為PI控制器或PR控制器。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于前饋補償?shù)牟⒕W(wǎng)逆變器的控制方法，其特征在于所述的步驟(3)中，根據(jù)前饋傳遞函數(shù)H。(s) =LlS/k_對電容電流進行前饋運算處理；其中 kpwm為PWM比例增益，且kpwm = NJNcm, Vdc為直流母線電壓，Vcffl為三角載波幅值，L1為逆變側(cè)電感的電感值，s = jco，ω為角頻率。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于前饋補償?shù)牟⒕W(wǎng)逆變器的控制方法，其特征在于所述的前饋比例系數(shù)k = l/kpwm ；其中kpwm為PWM比例增益，且kpwm = NJNcm, Vdc為直流母線電壓，Vem為三角載波幅值。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種基于前饋補償?shù)牟⒕W(wǎng)逆變器的控制方法，包括(1)采集電網(wǎng)電壓、網(wǎng)側(cè)電流和電容電流；(2)根據(jù)網(wǎng)側(cè)電流生成指令信號；(3)根據(jù)電網(wǎng)電壓和電容電流求得電流前饋信號和電壓前饋信號；(4)使指令信號、電流前饋信號與電壓前饋信號疊加得到調(diào)制信號，根據(jù)調(diào)制信號生成控制并網(wǎng)逆變器的開關(guān)信號。本發(fā)明通過采用電容電流一階微分前饋環(huán)節(jié)補償了電網(wǎng)電壓二次微分前饋項，不僅使得整個系統(tǒng)從三階系統(tǒng)降為一階系統(tǒng)，增大了系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度，簡化了電流調(diào)節(jié)器的設(shè)計，且抑制了電網(wǎng)電壓諧波對網(wǎng)側(cè)電流的影響。
文檔編號H02J3/38GK102545266SQ20121002843
公開日2012年7月4日 申請日期2012年2月9日 優(yōu)先權(quán)日2012年2月9日
發(fā)明者白志紅, 馬皓 申請人:浙江大學(xué)