專利名稱：一種前饋補(bǔ)償振蕩器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及振蕩器，尤其涉及應(yīng)用于DC-DC轉(zhuǎn)換器中的前饋補(bǔ)償振蕩器。
背景技術(shù)：
在基于電感結(jié)構(gòu)的開關(guān)型DC-DC轉(zhuǎn)換器中，為了改善DC-DC轉(zhuǎn)換器對 輸入電壓變化的響應(yīng)特性，通常需要引入前饋補(bǔ)償，用以減小由于輸入電 壓變化而引起的輸出電壓變化。下面以Buck型DC-DC轉(zhuǎn)換器為例，加以說 明。
圖1是傳統(tǒng)Buck型DC-DC轉(zhuǎn)換器原理圖。在該傳統(tǒng)Buck型DC-DC轉(zhuǎn)換 器中，振蕩器輸出波形為鋸齒波，且滿足VO-VIN.D，其中VO為DC-DC轉(zhuǎn) 換器輸出電壓，VIN為DC-DC轉(zhuǎn)換器輸入電壓，D為開關(guān)信號占空比，該開 關(guān)信號占空比等于晶體管MP1導(dǎo)通時間占整個周期時間的比例。晶體管MP1 為開關(guān)管，晶體管MN1為同步整流管，兩者開關(guān)動作互補(bǔ)，即當(dāng)MP1導(dǎo)通 時，MN1關(guān)斷；當(dāng)MP1關(guān)斷時，MNl導(dǎo)通。
圖2是Ve與PWMO波形關(guān)系示意圖。Ve為誤差放大器輸出，RAMP為振 蕩器輸出，PWMO為P窗比較器輸出。該P(yáng)WMO信號高電平占整個周期的比例 為開關(guān)信號占空比D。
圖2反映的是RAMP不變情況下，PWMO占空比D隨Ve變化情況。圖2 中RAMP不變，Ve電壓高于RAMP電壓時，PWMO輸出高電平；Ve電壓低于 RAMP電壓時，PWMO輸出低電平。因此當(dāng)Ve減小到Ve，時，PWMO變?yōu)镻WMO，， 進(jìn)而占空比D變小。才艮據(jù)公式VO=VIN D,當(dāng)輸入電壓VIN變化時，通過調(diào) 整占空比D,能夠使得輸出電壓VO穩(wěn)定。而D隨Ve減小而減小，因此一種 改善輸出電壓變化響應(yīng)特性的方法是調(diào)整Ve使輸出電壓VO穩(wěn)定。也就是 當(dāng)輸入電壓增大時則調(diào)整Ve使Ve減小，當(dāng)輸入電壓減小時則調(diào)整Ve使Ve 增大，進(jìn)而達(dá)到輸出VO不變的目的。然而通常誤差放大器變化緩慢，導(dǎo)致 整個控制電路響應(yīng)緩慢，因此由誤差放大器調(diào)整Ve過程緩慢且效果不佳。 一種更有效的辦法是調(diào)整RAMP進(jìn)而改善輸出電壓VO的穩(wěn)定性。圖3是RAMP與PWMO波形關(guān)系示意圖。圖3反映的是Ve不變情況下， PWMO占空比D隨RAMP變化情況。圖3中Ve不變，當(dāng)RAMP升高到RAMP， 時，PWMO變?yōu)镻WMO，，占空比D減小。因此通過調(diào)整RAMP能夠調(diào)整占空 比D的大小，進(jìn)而改善輸出電壓VO的穩(wěn)定性。
調(diào)整RAMP改善輸出電壓響應(yīng)特性，通常是引入前饋補(bǔ)償機(jī)制，如圖1 中的振蕩器就是作為DC-DC轉(zhuǎn)換器的前饋補(bǔ)償被引入到轉(zhuǎn)換器中。前饋補(bǔ) 償能夠有效改善由輸入電壓變化而引起輸出電壓變化的特性。
圖4是現(xiàn)有的用于前饋補(bǔ)償DC-DC系統(tǒng)的振蕩器原理圖，該振蕩器周 期為
由該公式可以看出，該振蕩器周期僅與該振蕩器的器件特性有關(guān)，與 輸入電壓VIN無關(guān)，因此該振蕩器周期保持不變。頻率等于周期倒數(shù)，因 此在該振蕩器周期不變的情況下該振蕩器頻率也不變。
該振蕩器幅度等于~^~rav，因此該振蕩器幅度即RAMP幅值隨輸入
電壓VIN增大而增大。因此在輸入電壓增大時，振蕩器幅度正比增大即振 蕩器輸出RAMP正比增大，進(jìn)而占空比D正比減小，從而保證輸出電壓VO 穩(wěn)定。
由圖4可知，該用于前饋補(bǔ)償DC-DC系統(tǒng)的振蕩器需要一個快速比較 器，因?yàn)楸容^器正負(fù)端輸入電壓均較低，通常需要折疊級聯(lián)(Fold-cascode) 的比較器結(jié)構(gòu)，進(jìn)而導(dǎo)致比較器設(shè)計復(fù)雜，且占用芯片面積很大。同時在 該用于前饋補(bǔ)償?shù)恼袷幤髦?，電阻R4較大，進(jìn)而R4占用芯片面積較大。 同時由于比較器延時較大，因此計入振蕩周期的該較大延時將導(dǎo)致振蕩器 振蕩頻率產(chǎn)生誤差。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供了 一種占用芯片面積較小且頻率穩(wěn)定的用于前饋補(bǔ)償 DC-DC系統(tǒng)的振蕩器。
在第一方面，本發(fā)明提供了一種振蕩器，該振蕩器包括電流產(chǎn)生電路、 比較電路、電流電壓轉(zhuǎn)換電路、充電器件及放電控制電路。該電流產(chǎn)生電 路與電源電壓相連，且該電流產(chǎn)生電路包括有產(chǎn)生隨電源電壓線性遞增的第一電流的第一支路、成比例復(fù)制第一電流以產(chǎn)生第二電流的第二支路和 成比例復(fù)制第一電流以產(chǎn)生第三電流的第三支路。該比較電路包括與所述 第二支路相連的第一偏置端、與所述第三支路相連的第二偏置端、第一輸 入端、第二輸入端及輸出端。該電流電壓轉(zhuǎn)換電路用于將所述第三電流轉(zhuǎn) 換成電壓并將該轉(zhuǎn)換電壓提供給所述比較電路的第二輸入端。該充電器件 用于接收所述第二電流的充電以得到充電電壓并將該充電電壓提供給所述 比較電路的第一輸入端，其中所述比較電路在充電電壓大于或等于所述轉(zhuǎn) 換電壓時通過輸出端輸出有效的控制信號，在充電電壓小于所述轉(zhuǎn)換電壓 時通過輸出端輸出無效的控制信號。該放電控制電路用于在所述控制信號 有效時對所述充電器件進(jìn)行放電，在所述控制信號無效時禁止對所述充電 器件進(jìn)行放電。
本發(fā)明的前饋補(bǔ)償振蕩器不需要設(shè)計復(fù)雜的比較器及大電阻，因此占 用芯片面積較小。并且本發(fā)明振蕩器的頻率不隨輸入電壓變化而變化，振 蕩器產(chǎn)生的鋸齒波幅度隨輸入電壓升高而升高，因此本發(fā)明的振蕩器特別
適用于各種需要實(shí)現(xiàn)前饋補(bǔ)償?shù)腄C-DC系統(tǒng)中。


下面將參照附圖對本發(fā)明的具體實(shí)施方案進(jìn)行更詳細(xì)的說明，在附圖
中
圖1是傳統(tǒng)Buck型DC-DC轉(zhuǎn)換器原理圖2是Ve與PWMO波形關(guān)系示意圖3是MMP與PWMO波形關(guān)系示意圖4是現(xiàn)有的用于前饋補(bǔ)償DC-DC系統(tǒng)的振蕩器原理圖5是本發(fā)明的振蕩器原理圖6是本發(fā)明的振蕩器輸出鋸齒波示意圖7是輸出信號RAMP對比波形圖8是幅度正比于輸入電壓的振蕩器原理圖9是由NMOS實(shí)現(xiàn)電流產(chǎn)生電路的振蕩器原理圖IO是具有級聯(lián)結(jié)構(gòu)電流鏡的振蕩器原理圖ll是具有高增益共源放大級的振蕩器原理圖。
具體實(shí)施例方式
圖5是本發(fā)明的振蕩器原理圖。該振蕩器包括電流產(chǎn)生電路、比較電 路、電流電壓轉(zhuǎn)換電路、充電器件、放電控制電路。
電流產(chǎn)生電路與電源電壓VIN相連，且該電流產(chǎn)生電路包括有產(chǎn)生隨電 源電壓VIN線性遞增的電流/1的第 一支路、成比例復(fù)制/1以產(chǎn)生電流/2的 第二支路和成比例復(fù)制/l以產(chǎn)生電流^的第三支路。其中MP1、 MP2、 MP3 構(gòu)成電流鏡，第一支路包括MP1、 Rl，用于產(chǎn)生充電電流/1。
該比較電路包括MN1、 MN2、 INV1，且該比較電路的一個輸入端與振蕩 器輸出端RAMP相連，用于比較振蕩器輸出端RAMP與B點(diǎn)電位。
電流電壓轉(zhuǎn)換電路包括電阻R2，用于將來自電流產(chǎn)生電路的電流轉(zhuǎn)化 成電壓，并將該轉(zhuǎn)換電壓提供給比較電路的另一個輸入端。
充電器件包括電容C1,用于接收電流"進(jìn)而得到充電電壓并將該充電 電壓提供給比較電i 各的一個輸入端(RAMP端)。
放電控制電路包括晶體管MN3,用于控制充電器件進(jìn)行充電或放電。
圖5中，MP1、 MP2、 MP3源極相連，且柵極也相連，因此MP1、 MP2、 MP3構(gòu)成電流鏡。由于電流鏡中MOS管的電流正比于相應(yīng)MOS管的寬長比， 因此MP1、 MP2、 MP3電流比等于MP1、 MP2、 MP3寬長比之比。
MP1與Rl串聯(lián)，具體地，MP1漏極接電阻Rl,因此流經(jīng)R1的電流也就 是流經(jīng)MP1的電流/l為
及l(fā)
其中，/1為MP1、R1電流，rg^l為MP1的柵源電壓。由電流/l以及MPl、 MP2寬長比，可以得到MP2電流/2，具體地，電流/2等于MP2寬長比除以 MP1寬長比再與/l相乘。因此在MP1、 MP2寬長比一定情況下，MP2電流僅與 MP1電流有關(guān)。在本發(fā)明的一個實(shí)施例中，MP1寬長比與MP2寬長比相同， 則此時MP2電流等于MP1電流，也就是MP2復(fù)制了 MP1電流。
MN1、 MN2、 INV1構(gòu)成比較電路，具體地，MN1、 MN2柵極相連MN1柵極 和漏極相連，MN2漏極與反相器INV1相連，進(jìn)而構(gòu)成比較電路。該比較電 路工作原理為比較MN1源極(RAMP)與MN2源極(B點(diǎn))電位進(jìn)而決定輸出 (D點(diǎn))結(jié)果。在RAMP低于B點(diǎn)電位情況下，C點(diǎn)為高電位D點(diǎn)為低電位； 反之在RAMP高于B點(diǎn)電位情況下，C點(diǎn)為低電位D點(diǎn)為高電位。比較電路一個輸入端與充電器件C1及振蕩器輸出端(RAMP)相連，另一個輸入端與 電流電壓轉(zhuǎn)換電路R2相連，進(jìn)而比較電容C1兩端電壓與電阻R2電壓之間 的關(guān)系。
充電器件Cl兩端分別與放電控制電路MN3源4及和漏極相連，且MN3漏 極與MN1源極連接，并將該連接點(diǎn)作為該振蕩器的輸出端(RAMP)。電流 產(chǎn)生電路、比較電路、電流電壓轉(zhuǎn)換電路、充電器件、放電控制器件及其 連接方式，實(shí)現(xiàn)了對電容Cl的充放電功能，并在輸出端RAMP得到相應(yīng)鋸 齒波形。下面詳細(xì)闡述圖5振蕩器的工作過程。
圖5中，初始狀態(tài)下，電容C1電壓為零。Cl 一端接地，則Cl電壓等 于RAMP電壓，因此初始狀態(tài)RAMP電壓為零。
MP1、 MP3構(gòu)成電流鏡，則MP3電流等于MP3寬長比與MP1寬長比之比 再乘以MP1電流。跟據(jù)公式(1)可知，MP1電流不為零，則MP3電流不為 零。MP3、 R2串聯(lián)電流相等，進(jìn)而R2電壓等于MP3電流與R2電阻之積，MP3 電流不為零，則R2電壓不為零。R2 —端接地，則R2電壓等于B點(diǎn)電位， 因此B點(diǎn)電位不為零。
比較電路比較RAMP、 B點(diǎn)電位，初始狀態(tài)RAMP電位為零，B點(diǎn)電位不 為零，因此比較電路輸出(D點(diǎn))為低電平。
D點(diǎn)與MN3柵極相連，因此MN3柵極電位為低電位，MN3處于截止?fàn)顟B(tài)。 在MN3截止且C1電壓為零情況下，電流產(chǎn)生電路對C1充電。該充電電流 為MP2電流，MP2與MP1構(gòu)成電流鏡，因此該MP2電流通過MP1電流得到， MP1電流通過公式(1 )得到。
根據(jù)公式(hCV可知，在電容一定情況下充電電量與電壓成正比，其中 Q為充電電量，C為電容，V為電壓。因此隨著C1逐漸充電，RAMP電位逐 漸升高。當(dāng)RAMP電位超過B點(diǎn)電位時，也就是RAMP電壓超過R2電壓時， 比較電路輸出電位(D點(diǎn))變?yōu)楦唠娢弧Ｋ鯮2電壓等于MP3電流與R2電 阻之積。
由此可知，Cl 一直充電，RAMP電位逐漸升高，直到RAMP電位高于B 點(diǎn)電位時刻，D點(diǎn)變?yōu)楦唠娢唬籇點(diǎn)電位即為MN3柵極電位，因此此時MN3 柵極為高電位，MN3導(dǎo)通。MN3導(dǎo)通狀態(tài)下，與MN3串聯(lián)的Cl迅速被放電。 由于MOS管對電容放電速度非常快，因此電容C1放電時間遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于充電時間。
如上所述，周而復(fù)始，Cl反復(fù)被充電和放電，致使該振蕩器的輸出端 (RAMP)電壓逐漸升高，再迅速降低……，進(jìn)而在RAMP端形成鋸齒波的振 蕩波形。圖6是本發(fā)明的振蕩器輸出鋸齒波示意圖，該圖橫坐標(biāo)為時間， 縱坐標(biāo)為電壓。
在本發(fā)明的一個優(yōu)選實(shí)施例中，在比較電路輸出端和MN3柵極之間加 入由若千反相器組成的延時處理器，目的是延長放電時間，進(jìn)而提高振蕩 器頻率精度。該延時處理器中的反相器數(shù)量為偶數(shù)個，原因是該延時處理 器只具有延時功能而不能改變翻轉(zhuǎn)方向。圖7是輸出信號RAMP對比波形圖。 振蕩器在振蕩過程中，需要電容C1的充電電量被完全放電至零后再充電。 因此振蕩器放電時間需要足夠長，以便電容C1上的電量能夠被完全放電完。 通過加入延時處理器能夠延長放電時間，進(jìn)而提高振蕩器頻率精度。圖7 中，Rampl是電容被放電到零后才繼續(xù)充電的輸出波形示意圖，Ramp2是電 容沒有放電完就繼續(xù)充電的輸出波形示意圖。從圖7可以看出，若電容C1 沒有放電完全就又繼續(xù)充電則會導(dǎo)致振蕩器頻率存在一定誤差。對于不同 的電路，延時處理器中反相器數(shù)量不同，具體數(shù)量可以通過仿真得到。 下面推導(dǎo)圖5振蕩器的RAMP端輸出波形幅度及周期。 由以上敘述可知，RAMP電壓高于B點(diǎn)電位時，D點(diǎn)電位變高，MN3導(dǎo)通。 MN3 —旦導(dǎo)通，則Cl開始放電。因此Cl充電結(jié)束時刻為RAMP電位等于B 點(diǎn)電位時刻，B點(diǎn)電位等于R2電壓。也就是RAMP電壓從零充電到R2兩端 電壓，然后迅速被放電至零，……，進(jìn)而在輸出端形成鋸齒形周期信號， 該周期信號幅度為R2兩端電壓。R2與MP3串聯(lián)，則R2、 MP3電流相等，振 蕩器幅度VM為，
離=/3及2 ( 2 )
其中，/3為MP3電流。由于MP2與Cl串聯(lián)，因此MP2電流/2為Cl充 電電流，由電荷守恒定律gl = Cin = /2ri可知，
n， (3)
其中，Q1為Cl充電電量，VI為Cl兩端電壓，/2為MP2電流即Cl充電 電流，Tl為充電時間。充電結(jié)束時C1電壓VI等于幅度VM,因此將公式(2) 代入公式(3 )得到，
10n = ci(歷) (4)
MP3、 MP2構(gòu)成電流鏡，因此/3、 /2比值等于MP3、 MP2寬長比之比， 假設(shè)MP3與MP2寬長比之比為k (k為常數(shù))，則公式(4)可得，
ri = )tCli 2 ( 5 )
由于放電時間遠(yuǎn)小于充電時間，放電時間忽略不計，則振蕩器的周期
近似等于充電時間n。根據(jù)公式(5)可知，對于固定R2、 Cl，振蕩器周期
恒定，因此振蕩器頻率也恒定，頻率不隨輸入電壓VIN變化而變化。
根據(jù)MOS管電流公式/ =丄//0 匸(^^-糊)2可得1^1柵源電壓&wl為
2 丄
I r狎l H , I + ( 6 )
V /^尸C。;^、M^ /丄)網(wǎng)
其中，/1為MP1、 Rl電流，f^pl為MP1的柵源電壓，W^為MP1閾值電 壓，A為遷移率，C。，為單位面積上的三氧電容值，為MP1寬長比。 將公式(6)代入公式(1)得，
閾值電壓ra^，單位面積上的三氧電容值C。y， MP1寬長比 (r/丄)，為常量。因此/l僅與輸入電壓VIN有關(guān)，且隨VIN增大而增大。由 于MP3與MP1構(gòu)成電流4竟，因此電流/3正比于電流/1,通過^^式(7)能夠 得到電流/l進(jìn)而得到電流/3，將/3代入公式(2)能夠得出輸出電壓RAMP 幅度VM。由于/3僅與VIN有關(guān)，則幅度僅與輸入電壓VIN有關(guān)，且幅度隨 輸入電壓VIN增大而增大。由此可知，圖5振蕩器輸出RAMP，幅度隨輸入 電壓VIN增大而增大，周期頻率恒定不變，因此圖5振蕩器能夠用于DC-DC 系統(tǒng)的前饋補(bǔ)償。
由以上敘述可知，相對于圖4的振蕩器本發(fā)明的振蕩器不需要折疊級 聯(lián)結(jié)構(gòu)的比較器，因此設(shè)計簡單且占用芯片面積較小。同時本發(fā)明的振蕩 器也不需要非常大的電阻(圖4中的電阻R4阻值很大)，進(jìn)一步減小了芯 片面積。并且本發(fā)明的比較電路相對于折疊級聯(lián)結(jié)構(gòu)的比較器來說延時很 小，因此振蕩頻率誤差非常小。 _
較佳地，設(shè)計(『/Z)網(wǎng)足夠大，使得~^——遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于W^。根據(jù)公式(6)可知l&卬lHra^1。將I^印1H^^I代入公式(i)得到，
^麗-(8) 及l(fā)
/3 = iV/l，其中N是MP1與MP3寬長比之比，N為常數(shù)。將公式(8)代 入/3:屈得到，
歸,一l,l (9) 及l(fā)
將公式(9 )代入公式(2 )得到，
m^層-l,b (10)
由公式(4)可以看出，振蕩器周期、頻率不隨輸入電壓VIN變化而變 化。由^^式(10)可以看出，幅度VM隨輸入電壓VIN增加而增加，且僅與 輸入電壓VIN有關(guān)。同時從公式(10)也可以看出，幅度VM與輸入電壓VIN 之間不是正比關(guān)系。
在本發(fā)明的另一個優(yōu)選實(shí)施例中，幅度VM正比于輸入電壓VIN。圖8 是幅度正比于輸入電壓的振蕩器原理圖。圖8相對于圖5，電流產(chǎn)生電路新 增加MP7、 MP6、 MP4、 MP5、 R3、 MN5、 MN4。其中，MP7、 MP6構(gòu)成電流鏡， MN5、 MN4構(gòu)成電流鏡
設(shè)定MP7、 MP4為同一類型PMOS且寬長比相同，同一類型MOS管閾值
電壓相同，MP7和MP4串聯(lián)則MP7電流/7與MP4電流/4相同。根據(jù)MOS管
電流公式/ =丄〃0^丕(「伊-^02可知，MP7柵源電壓與MP4柵源電壓相同，即 2 Z
IK取7H^s41，其中Vgs7和Vgs4分別為MP7和MP4的柵源電壓。因此可得，
— W
設(shè)定MP4、 MP5寬長比相同且足夠大以至MP4、 MP5柵源電壓相同。圖8 中，MP7柵源電壓等于VIN與MP4源極電壓之差。由圖8可以看出，MP4 柵極與MP5柵極相連，由于MP4、 MP5柵源電壓相同，因此MP4、 MP5源極 電壓相同。進(jìn)而可得MP7柵源電壓等于VIN與MP5源極電壓之差。圖8中， R3兩端電壓也等于VIN與MP5源極電壓之差。因此MP7柵源電壓Vgs7等于 R3兩端電壓。由于R3與MP5串聯(lián)，因此MP5電流/5等于R3電流，R3電流 等于Vgs7除以R3電阻，即/5 = , (12) i 3
由于MP6、 MP7構(gòu)成電流鏡且寬長比相同，因此MP6電流/6等于MP7電 5危/7,貝寸
/6"7 = "| (13)
MN5電流；5等于MP6與MP5電流和，即
=/6 + /5!+,-^i^ (14)
W5 ————及l(fā) 及3 及l(fā)
， i l n， i l , F/ V
設(shè)計及3-y，將及3-y代入公式(14)則7w=I 。MN4、MN5構(gòu) 成電流鏡，設(shè)計MN4、 MN5寬長比相同，則MN4電流等于MN5電流&5。 MP3、 MP1構(gòu)成電流^;,涉及MP3、MP1寬長比相同，則MP3電流/3等于MN4電流A
W5 '
將/3 =翌代入公式(2)得,
(15)
及l(fā)
由公式(15 )可知，幅度VM正比于輸入電壓VIN。根據(jù)公式(1) ( 2 ) (3) (4)及其推導(dǎo)過程可知，振蕩器周期、頻率恒定不變。
需要說明的是，本發(fā)明的電流產(chǎn)生電路有多種，只要能產(chǎn)生充電電流， 且充電電壓達(dá)到固定值情況下電容放電，則都在本發(fā)明保護(hù)范圍之內(nèi)。舉 例，圖9是由NMOS實(shí)現(xiàn)電流產(chǎn)生電路的振蕩器原理圖，圖9的電流產(chǎn)生電 路相對于圖5增加了 MN4、 MN5,且MN4、 MN5構(gòu)成電流4竟。增加MN4、 MN5 后的電流產(chǎn)生電路與圖5中電流產(chǎn)生電路功能相同，都是用來產(chǎn)生MP1需 要的電流。
設(shè)計MN5寬長比足夠大，使得J 2/1 :遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于W/^。根據(jù)公式
，5
(6)可知IP^sH^^1。將l^;v5HW;/ l代入公式(1)得到MN5電流為，
| (16)
及l(fā)
其中，/^,為MN5電流，^V為MN5閾值電壓。MN4、 MN5構(gòu)成電流鏡， 因此MN4電流與MN5電流比等于其相應(yīng)寬長比之比，進(jìn)而通過MN5電流能 夠得出MN4電流。MN4與MP1串聯(lián)，因此通過MN4電流可以得到MP1電流/1。 通過MP1電流能夠得到振蕩器周期、頻率，以及振蕩器幅度。
在本發(fā)明的又一個優(yōu)選實(shí)施例中，電流產(chǎn)生電路中電流鏡為級聯(lián)結(jié)構(gòu)，原因是級聯(lián)結(jié)構(gòu)的電流鏡能夠提高電流復(fù)制精度。圖io是具有級聯(lián)結(jié)構(gòu)電
流鏡的振蕩器原理圖，圖IO相對于圖5新增由MP11、 MP12、 MP13構(gòu)成的 電流鏡，進(jìn)而大大提高了電流鏡復(fù)制電流的精度。
在本發(fā)明的還一個優(yōu)選實(shí)施例中，在比較電路的第二偏置端接入高增 益共源放大級，目的是提高振蕩器的頻率精度。
高增益放大級工作原理是將其輸入端信號進(jìn)行放大處理并輸出。圖11 是具有高增益共源放大級的振蕩器原理圖。在圖ll中，高增益共源放大級 由MP8、 MN6、 INV2組成。該高增益共源放大級輸入端連4妄在比較電路第二 偏置端，輸出端連接在反相器INV1輸入端。從圖11可以看出，高增益共 源放大級的作用是將比較電路的輸出放大，并將放大結(jié)果輸入到反相器 INV1。
比較電路比較RAMP與B點(diǎn)電位，在RAMP電位剛剛高于B點(diǎn)電位一點(diǎn) 點(diǎn)時刻，該高出很小的電位并不足以使反相器INV1產(chǎn)生翻轉(zhuǎn)。因此在比較 電路輸出端增加高增益共源放大級，使得RAMP電位剛剛高于B點(diǎn)電位一點(diǎn) 時，將該很小的高電位經(jīng)過高增益共源放大級放大處理后變成較大的高電 位，進(jìn)而使反相器INV1產(chǎn)生翻轉(zhuǎn)。因此圖11振蕩器相對于圖5振蕩器， 能夠在RAMP電位更接近B點(diǎn)電位時就開始放電，進(jìn)而減小了放電時間，提 高振蕩器頻率精度。
顯而易見，在不偏離本發(fā)明的真實(shí)精神和范圍的前提下，在此描述的 本發(fā)明可以有許多變化。因此，所有對于本領(lǐng)域技術(shù)人員來說顯而易見的 改變，都應(yīng)包括在本權(quán)利要求書所涵蓋的范圍之內(nèi)。本發(fā)明所要求保護(hù)的 范圍僅由所述的權(quán)利要求書進(jìn)行限定。
權(quán)利要求
1.一種振蕩器，其特征在于，包括與電源電壓相連的電流產(chǎn)生電路，其包括有產(chǎn)生隨電源電壓線性遞增的第一電流的第一支路、成比例復(fù)制第一電流以產(chǎn)生第二電流的第二支路和成比例復(fù)制第一電流以產(chǎn)生第三電流的第三支路；比較電路，包括與所述第二支路相連的第一偏置端、與所述第三支路相連的第二偏置端、第一輸入端、第二輸入端及輸出端；電流電壓轉(zhuǎn)換電路，用于將所述第三電流轉(zhuǎn)換成電壓并將該轉(zhuǎn)換電壓提供給所述比較電路的第二輸入端；充電器件，用于接收所述第二電流的充電以得到充電電壓并將該充電電壓提供給所述比較電路的第一輸入端，其中所述比較電路在充電電壓大于或等于所述轉(zhuǎn)換電壓時通過輸出端輸出有效的控制信號，在充電電壓小于所述轉(zhuǎn)換電壓時通過輸出端輸出無效的控制信號；放電控制電路，用于在所述控制信號有效時對所述充電器件進(jìn)行放電，在所述控制信號無效時禁止對所述充電器件進(jìn)行放電。
2. 如權(quán)利要求1所述的一種振蕩器，其特征在于，所述第一支路包括 第一晶體管(MP1)，所述第二支路包括第二晶體管(MP",所述第三支 路包括第三晶體管(MP3)，且該第一晶體管(MP1)、第二晶體管(MP"、 第三晶體管(MP3)之間構(gòu)成電流鏡。
3.如權(quán)利要求2所述的一種振蕩器，其特征在于，所述第一晶體管(MP1) 寬長比足夠大，以便該第一晶體管(MP1)柵源電壓近似等于該第一晶體管 (MP1)的閾值電壓。
4. 如權(quán)利要求2所述的一種振蕩器，其特征在于，所述第一支路包括 第一電阻(Rl),且該第一電阻(Rl)與所述第一晶體管(MP1)串聯(lián)。
5. 如權(quán)利要求2所述的一種振蕩器，其特征在于，所述第一支路包括 第一電阻(Rl)、第四晶體管(MNO和第五晶體管(MN5);所述第四晶體管(MN4)、第五晶體管(MN5)構(gòu)成電流鏡； 所述第五晶體管(MN5)漏極與所述第一電阻(Rl)相連，所述第四晶 體管(MN4)漏極與所述第一晶體管(MP1)漏極相連。
6. 如權(quán)利要求1所述的一種振蕩器，其特征在于，所述電流產(chǎn)生電路包括級聯(lián)結(jié)構(gòu)的電流鏡。
7. 如權(quán)利要求2所述的一種振蕩器，其特征在于，所述第一支路包括 第一電阻(R1)、第三電阻(R3)、第四晶體管(MNO、第五晶體管(MN5)、 第六晶體管(MP4)、第七晶體管(MP5)、第八晶體管(MP6)、第九晶體 管(MP7);所述第四晶體管(MN4)和第五晶體管(MN5)構(gòu)成電流鏡，所述第八 晶體管(MP6)和第九晶體管(MP7)構(gòu)成電流鏡；所迷第六晶體管(MP4)與所述第七晶體管(MP5)寬長比相同且足夠 大，以便該第六晶體管(MP4)與該第七晶體管(MP5)柵源電壓相同；且 該第六晶體管(MP4)與第七晶體管(MP5)柵極相連；所述第一電阻(R1)、第六晶體管(MP4)、第九晶體管(MP"7)相互 串聯(lián)；所述第七晶體管(MP5)、第三電阻(R3)串聯(lián)后與第八晶體管(MP6) 并聯(lián)，然后再與第五晶體管(MN5)串聯(lián)；所述第四晶體管(MN4)漏極與所述第一晶體管(MP1)漏極相連； 且所述第三電阻(R3)的電阻值等于所述第一電阻(Rl)電阻值的一半。
8. 如權(quán)利要求1所述的一種振蕩器，其特征在于，所述比較電路由第 十一晶體管(MN1)、第十二晶體管(MN2)、第一反相器(INV1)構(gòu)成；所述第十一晶體管(MN1)柵極與第十二晶體管(MN2)柵極相連且該 第十一晶體管(MN1)柵極和漏極相連，并將該第十一晶體管(MN1)漏極 作為所述比較電路的第一偏置端，將該第十一晶體管(MN1)源極作為所述 比較電路的第一輸入端；所述第十二晶體管(MN2)漏極與所述第一反相器(INV1)相連，并將 該連接點(diǎn)作為所述比較電路的第二偏置端，將該第十二晶體管(MN2)源極 作為所述比較電路的第二輸入端，并將該第一反相器(INV1)輸出作為所 述比較電路的輸出端；
9. 如權(quán)利要求8所述的一種振蕩器，包括高增益共源放大級，該高增 益放大級由第十三晶體管(MP8)、第十四晶體管(MN6)及第二反相器(INV2)組成；所述第十三晶體管(MP8)漏極與第十四晶體管(MN6)漏極及第二反 相器(INV2)輸入端相連；所述高增益共源放大極輸入端與所述比較電路的第二偏置端相連，輸 出端與所述第一反相器(INV1)相連。
10. 如權(quán)利要求1所述的一種振蕩器，包括延時處理器，該延時處理器 與所述比較電路輸出端相連。
11. 如權(quán)利要求10所述的一種振蕩器，其特征在于，所述延時處理器 由兩個或兩個以上反相器串聯(lián)組成，且該延時處理器中反相器的數(shù)量為偶 數(shù)。
12. 如權(quán)利要求1所述的一種振蕩器，其特征在于，所述電流電壓轉(zhuǎn)換 電路為電阻(R2)。
13. 如權(quán)利要求1所述的一種振蕩器，其特征在于，所述充電器件為電 容(Cl)。
14. 如權(quán)利要求1所述的一種振蕩器，其特征在于，所述放電控制電路 為晶體管(MN3)。
全文摘要
本發(fā)明涉及振蕩器，尤其涉及一種前饋補(bǔ)償振蕩器。本發(fā)明的振蕩器包括電流產(chǎn)生電路、比較電路、電流電壓轉(zhuǎn)換電路、充電器件及放電控制電路。該電流產(chǎn)生電路包括由晶體管(MP1)、晶體管(MP2)、晶體管(MP3)組成的電流鏡，且其產(chǎn)生電流隨輸入電壓線性遞增。該比較電路的一個輸入端作為該振蕩器輸出，該比較電路另一個輸入端與該電流電壓轉(zhuǎn)換電路相連。本發(fā)明通過電流產(chǎn)生電路對充電器件充電，通過比較電路比較充電電壓是否達(dá)到振蕩器幅度，進(jìn)而產(chǎn)生振蕩器幅度隨輸入電壓增大而增大且頻率不變的鋸齒波。本發(fā)明的振蕩器占用芯片面積小，振蕩器的頻率穩(wěn)定，特別適用于各種需要實(shí)現(xiàn)前饋補(bǔ)償?shù)腄C-DC系統(tǒng)。
文檔編號H02M1/14GK101582631SQ20091008772
公開日2009年11月18日 申請日期2009年6月24日 優(yōu)先權(quán)日2009年6月24日
發(fā)明者楊曉東, 釗 王 申請人:北京中星微電子有限公司