專利名稱：高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的雙極性調(diào)制控制裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的雙極性調(diào)制控制裝置，屬于電力電子控制技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
由于化石能源的短缺和越來越高的價(jià)格，新能源發(fā)電技術(shù)受到人們的廣泛重視。 整個(gè)新能源發(fā)電系統(tǒng)的電路結(jié)構(gòu)對于系統(tǒng)的重量、體積、成本以及效率都會產(chǎn)生至關(guān)重要的影響。對于像光伏電池、燃料電池這樣的以直流輸入的發(fā)電系統(tǒng)而言，通常的并網(wǎng)發(fā)電裝置結(jié)構(gòu)有①單級式非隔離型并網(wǎng)逆變器(DC/AC)；②直-直變換器(DC/DC) +逆變器(DC/ AC)+工頻變壓器；③高頻隔離的直-直變換器(DC/DC) +逆變器(DC/AC)；④高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器。第一種結(jié)構(gòu)最簡單，成本最低，但是單級逆變器需要承擔(dān)如最大功率點(diǎn)跟蹤和并網(wǎng)電流波形控制的任務(wù)；而且，由于輸入端的電壓變化范圍非常大，對逆變器的器件選擇和濾波器的設(shè)計(jì)提出了更高的要求；此外，由于系統(tǒng)無隔離變壓器，系統(tǒng)存在共模電流和并網(wǎng)電流的直流分量，雖然針對這兩個(gè)問題提出了相應(yīng)的控制策略，但是由于系統(tǒng)寄生參數(shù)的不確定性，造成此類問題不能完全消除。第二種結(jié)構(gòu)采用了工頻變壓器，雖然實(shí)現(xiàn)了并網(wǎng)系統(tǒng)與電網(wǎng)之間的電氣隔離，但是其體積、重量以及成本大大增加。第三種結(jié)構(gòu)采用高頻變壓器隔離并網(wǎng)系統(tǒng)與電網(wǎng)，但是其電力變換的級數(shù)共有3級，這影響了系統(tǒng)的并網(wǎng)效率；第四種結(jié)構(gòu)采用逆變器(DC/AC) +高頻隔離變壓器+交-交(AC/AC)周波變換器的結(jié)構(gòu)，只有兩級電力變換，其效率相對較高，而且相對于第三種電路結(jié)構(gòu)省去了直-直(DC/DC)變換器的LC濾波器，節(jié)省了系統(tǒng)的成本，關(guān)鍵的是其中的隔離變壓器工作在高頻狀態(tài)，其體積和重量都非常的小。常用的單相高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的主電路如圖1所示，該逆變器由光伏電池供電，開關(guān)管Sl S4構(gòu)成了橋式逆變器，其輸出接高頻隔離變壓器，變壓器的副邊與由開關(guān)管S5 S8構(gòu)成的周波變換器連接，在周波變換器與電網(wǎng)之間接濾波電感，實(shí)現(xiàn)高頻脈沖交流交流環(huán)節(jié)逆變器的并網(wǎng)。單相高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器常用的調(diào)制方式有單極性調(diào)制方式與雙極性調(diào)制方式，其各自的輸出電壓原理波形圖分別如圖2和圖3所示。從圖2所示單極性調(diào)制方式的電壓原理波形圖可以看出正弦調(diào)制在由Sl S4構(gòu)成的逆變器中進(jìn)行， 而圖3所示雙極性調(diào)制方式的電壓原理波形圖可以看出正弦調(diào)制在由S5 S8構(gòu)成的周波變換器中進(jìn)行。目前越來越多的新能源發(fā)電系統(tǒng)中配置儲能裝置，如蓄電池和超級電容，在電網(wǎng)故障與太陽能電池不發(fā)電時(shí)給本地的關(guān)鍵負(fù)載提供不間斷的電源，這些儲能裝置在新能源發(fā)電系統(tǒng)中安裝的位置直接關(guān)系到系統(tǒng)電能變換的效率。對于圖1所示的光伏發(fā)電并網(wǎng)系統(tǒng)，如果儲能裝置及其充放電變換器接在光伏電池側(cè)，則會引起在電網(wǎng)故障時(shí)變換效率低， 因?yàn)閮δ苎b置到交流側(cè)的關(guān)鍵負(fù)載有3級功率變換；如果儲能裝置及其充放電變換器接在電網(wǎng)側(cè)，那么白天光照充足時(shí)儲能裝置充電的效率低，因?yàn)楣夥姵氐絻δ苎b置也有3級功率變換；因此儲能裝置及其充放電變換器接在圖1中的變壓器原邊是個(gè)較好的選擇。由圖2所示單極性調(diào)制方式的電壓原理波形圖可以看出，變壓器原邊電壓為脈寬變化的交流電，將該電壓作為儲能裝置充放電變換器的輸入電壓會產(chǎn)生一些不良影響①如果將Sl S4組成的逆變器與充放電變換器看成一個(gè)整體，則光伏電池的直流電壓利用率很低；②此外儲能裝置充放電變換器的輸入電壓在整流為直流電壓后，其中含有較大的低頻紋波成份，這對充電器的控制提出了很高的要求，且對儲能裝置特性造成不利影響。因此雙極性調(diào)制的高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器能夠解決上述問題。從圖3可以看出，雖然雙極性調(diào)制的高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器在變壓器的原邊得到定頻定寬的高頻脈沖交流電，但是現(xiàn)有的雙極性調(diào)制方式需要引入對濾波電感電流極性的檢測，而濾波電感電流在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)變化很大，在由正變負(fù)或者由負(fù)變正的過程中極性會出現(xiàn)反復(fù)變化，而且電感電流檢測量易受電磁干擾，這對其極性的判斷增添了難度。 因此雙極性調(diào)制的高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器在電感電流極性變化的過程中，其輸出電壓波形極易發(fā)生畸變，給并網(wǎng)電流中引入了較大的低次諧波分量。因此需要找到一種適合光伏發(fā)電的高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的雙極性調(diào)制控制裝置，這對于有效提高逆變器并網(wǎng)電流的質(zhì)量，提高電能利用率和降低電磁干擾有積極的作用，并對新能源產(chǎn)業(yè)的發(fā)展產(chǎn)生推動作用。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是克服現(xiàn)有的高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器雙極性調(diào)制策略需要引入濾波電感電流極性參與控制的缺點(diǎn)，使高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器適用于帶儲能裝置的新能源發(fā)電系統(tǒng)，改善高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器并網(wǎng)電流的質(zhì)量。本發(fā)明為實(shí)現(xiàn)上述目的，采用如下技術(shù)方案本發(fā)明實(shí)現(xiàn)高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的雙極性調(diào)制控制，其特征在于這種控制裝置是由三角載波發(fā)生器I、比較器I、反相器I、死區(qū)生成電路I、減法器、并網(wǎng)電流閉環(huán)調(diào)節(jié)器、比較器II、三角載波發(fā)生器II、微分電路、延時(shí)電路III、RS觸發(fā)器II、異或門電路、 反相器II、死區(qū)生成電路II、與門電路I、延時(shí)電路I、與門電路II、延時(shí)電路II、RS觸發(fā)器 I以及死區(qū)生成電路III構(gòu)成。三角載波發(fā)生器I的輸出端信號(Uj與比較器I反相輸入端連接，比較器I的同相輸入端與零電壓連接，反相器I的輸入端與比較器I的輸出端連接，比較器I的輸出端信號(Usn)與死區(qū)生成電路I的輸入端1連接，反相器I的輸出端信號(Us22)與死區(qū)生成電路I的輸入端2連接，死區(qū)生成電路I的輸出端3和輸出端4的輸出信號作為逆變器主電路中開關(guān)管Sl和S2的驅(qū)動信號；減法器的正輸入端與電網(wǎng)同相位的電流基準(zhǔn)信號(iMf)連接，減法器的負(fù)輸入端與逆變器的輸出電流反饋信號(iu)連接， 并網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器的輸入端與減法器的輸出端信號OO連接，比較器II的同相輸入端與三角載波發(fā)生器II的輸出端信號(U。2)連接，比較器II的反相輸入端與并網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器的輸出端信號OO連接，微分電路的輸入端與比較器II的輸出信號(Up)連接，延時(shí)電路III 的輸入端與比較器II的輸出端信號(Up)連接，RS觸發(fā)器II的S輸入端與微分電路的輸出端信號(Uw)連接，RS觸發(fā)器II的R輸入端與延時(shí)電路III的輸出端信號(Uy)連接 ’異或門電路的兩個(gè)輸入端分別與比較器I的輸出端信號(usll)和RS觸發(fā)器II的輸出端信號 (uk)連接，反相器II的輸入端與異或門電路輸出端信號(us44)連接，反相器II的輸出端信號(uS33)與死區(qū)生成電路II的輸入端1連接，異或門電路的輸出端信號(us44)與死區(qū)生成電路II的輸入端2連接，死區(qū)生成電路II的輸出端3和輸出端4的輸出信號作為逆變器主電路中開關(guān)管S3和S4的驅(qū)動信號；與門電路I的兩個(gè)輸入端分別與反相器I的輸出端信號(uS22)和RS觸發(fā)器II的輸出端信號(Uk)連接，與門電路I的輸出信號(uk2)與延時(shí)電路I的輸入端連接，與門電路II的兩個(gè)輸入端分別與比較器I的輸出端信號(usll)和RS 觸發(fā)器II的輸出端信號(Uk)連接，與門電路II的輸出信號(Ukl)與延時(shí)電路II的輸入端連接，RS觸發(fā)器I的S輸入端和R輸入端分別與延時(shí)電路I的輸出端信號(u' k2)和延時(shí)電路II的輸出端信號(u' kl)連接，RS觸發(fā)器I的兩個(gè)輸出端Q和0分別與死區(qū)生成電路 III的輸入端1和輸入端2連接，死區(qū)生成電路III的輸出端3作為逆變器主電路中開關(guān)管 S5和S6的驅(qū)動信號，死區(qū)生成電路III的輸出端4作為逆變器主電路中開關(guān)管S7和S8的驅(qū)動信號。三角載波發(fā)生器I輸出信號(Uel)的頻率時(shí)三角載波發(fā)生器I輸出信號(u。2)頻率的一半，且保持同步。逆變器主電路中開關(guān)管S5、S6與S7、S8的換流過程需要一段重疊時(shí)間，要保證這段時(shí)間內(nèi)逆變器變壓器輸出電壓等于零，通過RS觸發(fā)器II輸出的窄脈沖(uk)來控制變壓器原邊的逆變器輸出電壓為零，保證S5、S6與S7、S8的換流過程中逆變器主電路變壓器輸出電壓為零。死區(qū)生成電路I和死區(qū)生成電路II在死區(qū)時(shí)間輸出兩路信號都為低電平，而死區(qū)生成電路III在死區(qū)時(shí)間輸出兩路信號都為高電平。本發(fā)明克服現(xiàn)有的高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器雙極性調(diào)制策略需要引入濾波電感電流極性參與控制的缺點(diǎn)，改善了高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器并網(wǎng)電流的質(zhì)量，并使高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器適用于帶儲能裝置的新能源發(fā)電系統(tǒng)，為新能源發(fā)電技術(shù)，特別是光伏并網(wǎng)發(fā)電技術(shù)提供了合理的解決方案。


圖1 單相高頻脈沖交流交流環(huán)節(jié)逆變器主電路；圖1中符號名稱VD——光伏電池防反二極管；Sl S4——橋式逆變器開關(guān)管； VDl VD4——Sl S4的體二極管；Cl C4——Sl S4的結(jié)電容；T——高頻隔離變壓器；Wl——高頻隔離變壓器的原邊繞組；W2——高頻隔離變壓器的第一副邊繞組；W3—— 高頻隔離變壓器的第二副邊繞組山——高頻隔離變壓器的原邊繞組電流；i2——高頻隔離變壓器的第一副邊繞組電流；i3——高頻隔離變壓器的第二副邊繞組電流^wi——高頻隔離變壓器的原邊繞組電壓；uW2——高頻隔離變壓器的第一副邊繞組電壓；uW3——高頻隔離變壓器的第二副邊繞組電壓；S5 S8——周波變換器開關(guān)管；VD5 VD8——S5 S8的體二極管；L——濾波電感；ut——高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器輸出電壓；ue——電網(wǎng)電壓；圖2 高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器采用單極性調(diào)制方式的電壓原理波形圖；圖3 高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器采用傳統(tǒng)雙極性調(diào)制方式的電壓原理波形圖；圖4 本發(fā)明所提高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的雙極性調(diào)制控制裝置；圖4中主要符號名稱ua——三角載波I電壓；i,ef——逆變器并網(wǎng)電流基準(zhǔn)值； iLf——逆變器并網(wǎng)電流反饋值——誤差電壓；uC2——三角載波II電壓；Uk——窄脈沖； usl uS8——開關(guān)管Sl S8的驅(qū)動信號；
圖5 本發(fā)明所提的雙極性調(diào)制控制裝置控制下的電壓原理波形圖；圖6 減法器及并網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器電路；圖7:微分電路；圖8:延時(shí)電路；圖9 死區(qū)生成電路I、II電路圖；圖10 死區(qū)生成電路III電路圖；圖11 本發(fā)明控制裝置在濾波電感電流大于0時(shí)一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)主要波形圖；圖12 本發(fā)明控制裝置在濾波電感電流大于0時(shí)主電路模態(tài)0的工作原理圖；圖13 本發(fā)明控制裝置在濾波電感電流大于0時(shí)主電路模態(tài)1的工作原理圖；圖14 本發(fā)明控制裝置在濾波電感電流大于0時(shí)主電路模態(tài)2的工作原理圖；圖15 本發(fā)明控制裝置在濾波電感電流大于0時(shí)主電路模態(tài)3的工作原理圖；圖16 本發(fā)明控制裝置在濾波電感電流大于0時(shí)主電路模態(tài)4的工作原理圖；圖17 本發(fā)明控制裝置在濾波電感電流大于0時(shí)主電路模態(tài)5的工作原理圖；圖18 本發(fā)明控制裝置在濾波電感電流大于0時(shí)主電路模態(tài)6的工作原理圖。
具體實(shí)施例方式下面結(jié)合附圖對發(fā)明的高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的雙極性調(diào)制控制裝置進(jìn)行詳細(xì)的說明。附圖4和附圖5分別為本發(fā)明所提的高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的雙極性調(diào)制控制裝置及其對應(yīng)逆變器主電路的電壓原理波形圖。由圖4可知，高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的雙極性調(diào)制控制裝置包含三角載波發(fā)生器I、比較器I、反相器I、死區(qū)生成電路I、減法器、 并網(wǎng)電流閉環(huán)調(diào)節(jié)器、三角載波發(fā)生器II、微分電路、延時(shí)電路III、RS觸發(fā)器II、異或門電路、反相器II、死區(qū)生成電路II、與門電路I、延時(shí)電路I、與門電路II、延時(shí)電路II、RS觸發(fā)器I以及死區(qū)生成電路III。從圖5所示的逆變器主電路的電壓原理波形圖可以看出，載波發(fā)生器I產(chǎn)生的載波ι與載波發(fā)生器II產(chǎn)生的載波2保持同步，載波2的頻率為載波1頻率的兩倍。調(diào)制波 1為零電壓，調(diào)制波1與載波1的交截輸出信號控制逆變器主電路中的開關(guān)管Sl和S2。為保證主電路中變壓器副邊的周波變換器在換流過程中安全運(yùn)行，則變壓器的輸出端電壓必須保證為零，要實(shí)現(xiàn)這一目的必須對變壓器前級電路進(jìn)行控制。實(shí)現(xiàn)這一目的的方案是在載波2剛大于調(diào)制波2的時(shí)刻，產(chǎn)生一窄脈沖uk，在窄脈沖Uk為高電平的時(shí)間內(nèi)，通過改變開關(guān)管S3與S4的開關(guān)狀態(tài)使作用于變壓器的電壓等于零。窄脈沖Uk的實(shí)現(xiàn)方法是在載波2剛大于調(diào)制波2的時(shí)刻，比較器II輸出信號Up為高電平，信號Up經(jīng)過微分電路輸出一極窄的高電平uw，將Uw信號連接至與RS觸發(fā)器II的置位端S，則RS觸發(fā)器 II輸出被置位，即Uk變?yōu)楦唠娖?；緊接著由延時(shí)電路III將信號Up延時(shí)一段時(shí)間后變?yōu)樾盘杣y，信號Uy連接至與RS觸發(fā)器II的置位端R，當(dāng)延時(shí)信號Uy變?yōu)楦唠娖綍r(shí)，Uk變?yōu)榈碗娖?。延時(shí)電路的參數(shù)決定了窄脈沖Uk的具體寬度。信號Uk與開關(guān)管Sl的驅(qū)動信號進(jìn)行異或運(yùn)算，再經(jīng)過反相器就能得到開關(guān)管S3和S4的驅(qū)動信號。經(jīng)過上述信號處理，在載波 2剛大于調(diào)制波2的時(shí)刻，即變壓器副邊的周波變換器需要換流的時(shí)刻，作用于變壓器的波形等于零，具體的波形如圖5中的uwl。
附圖4中與門電路I和與門電路II實(shí)現(xiàn)的功能是將窄脈沖信號Uk進(jìn)行二分頻，分別得到信號Ukl和信號uk2。延時(shí)電路I和延時(shí)電路II實(shí)現(xiàn)的功能是將信號Ukl和信號uk2 延時(shí)窄脈沖Uk寬度一半的時(shí)間，分別用延時(shí)后的信號u'k2作為RS觸發(fā)器I的置位端與復(fù)位端的輸入信號。按照上述步驟，RS觸發(fā)器II的輸出信號經(jīng)過死區(qū)電路處理后就可得到周波變換器中開關(guān)管的驅(qū)動信號。依照上面闡述的高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的雙極性調(diào)制控制裝置的處理，最終逆變器輸出的電壓為雙極性的SPWM波，波形如圖5中的Ut所示。本發(fā)明高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的雙極性調(diào)制控制裝置示意圖中，減法器與電網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器電路、微分電路、延時(shí)電路、死區(qū)生成電路I、II和死區(qū)生成電路III分別如圖 6、7、8、9和圖10所示。圖6中，運(yùn)放ICl將反向，運(yùn)放IC2實(shí)現(xiàn)加法與PI調(diào)節(jié)功能，最終運(yùn)放IC2的輸出為正弦調(diào)制波W。圖7為微分電路，在輸入從低電平變?yōu)楦唠娖胶?，微分電路輸出一極窄的脈沖，這一脈沖使RS觸發(fā)器II置位。圖8為延時(shí)電路，圖4中的延時(shí)電路I、II、III都采用此電路，圖中IC3為比較器，在RlO與C2固定的情況下，通過調(diào)節(jié)電位計(jì)RPO來調(diào)節(jié)延時(shí)時(shí)間的長短。圖9為開關(guān)管Si、S2以及S3、S4的死區(qū)設(shè)定電路，具體的死去時(shí)間通過Rll、C3、R12、C4進(jìn)行設(shè)定，圖中芯片IC4 IC7都是反相器，死區(qū)時(shí)間時(shí)，開關(guān)管的驅(qū)動信號都為低電平。圖9為開關(guān)管S5、S6與S7、S8的死區(qū)設(shè)定電路，由于S5、S6 與S7、S8之間的死區(qū)時(shí)間內(nèi)需要重疊導(dǎo)通，因此每條信號的通路中僅有一個(gè)反相器IC8 (或 IC9)。高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器在本發(fā)明的雙極性調(diào)制控制裝置作用下，電路的工作模態(tài)可以分為I > 0與k < 0，在k > 0時(shí)一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)電路的電壓波形原理圖如圖11 所示，下面就k >0時(shí)一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的工作過程做如下分析模態(tài)0[tQ以前](配合圖12所示)、時(shí)刻前，開關(guān)管S1、S4、S5、S6導(dǎo)通，周波變換器輸出正電壓，能量從直流支撐電容C流向電網(wǎng)。模態(tài)1 [tQ tj (配合圖13所示)、時(shí)刻前，開關(guān)管S1、S4、S5、S6導(dǎo)通，周波變換器輸出正電壓，能量從直流支撐電容C流向電網(wǎng)。、時(shí)刻，開關(guān)管S4截止，濾波電感L與開關(guān)管結(jié)電容C3、C4發(fā)生諧振，開關(guān)管S4端電壓逐漸上升，S3端電壓逐漸下降到零。模態(tài)2[、 t2](配合圖H所示)、時(shí)刻，S3端電壓下降到零，二極管VD3ZVS開通。變壓器原、副邊電壓等于0。濾波電感中儲存的能量傳送給電網(wǎng)。模態(tài)3 [t2 t3](配合圖I5所示)t2時(shí)刻，S7、S8開通，由于變壓器原副邊電壓均為零，且由于變壓器副邊漏感的作用，因此開關(guān)管S7、S8均為ZCZVS開通。此后，S7、S8中基本沒有電流流過，因此變壓器原邊電流不變。模態(tài)4[t3 t4](配合圖16所示)t3時(shí)刻，開關(guān)管S5、S6ZVS關(guān)斷，開關(guān)管S7、S8支路電流突然增大，變壓器原邊中電流流向發(fā)生改變，Si、VD3實(shí)現(xiàn)ZVS關(guān)斷，VD1、S3實(shí)現(xiàn)ZVS開通。此后，濾波電感中儲存的能量繼續(xù)輸送給電網(wǎng)。
模態(tài)5[t4 t5](配合圖17所示)t4時(shí)刻，開關(guān)管S3關(guān)斷，濾波電感L與開關(guān)管結(jié)電容C3、C4發(fā)生諧振，開關(guān)管S4 端電壓逐漸下降，S3端電壓逐漸上升。模態(tài)6 [t5 t7](配合圖18所示)t5時(shí)亥lj，S4端電壓下降到零，二極管VD4ZVS開通。濾波電感中的能量一部分輸送給電網(wǎng)，另一部分反饋給直流支撐電容C。t6時(shí)刻，開關(guān)管S1、S4驅(qū)動信號關(guān)閉，但在此時(shí)為二極管VDl和VD4導(dǎo)通，因此電路工作狀態(tài)不變。t7時(shí)刻，開關(guān)管S2、S3導(dǎo)通，二極管VD1、 VD4關(guān)斷。t7時(shí)刻以后，開始下半個(gè)周期的工作，其工作過程與前半周期類似。綜上所述，本發(fā)明一種高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的雙極性調(diào)制控制裝置適用于系能源發(fā)電系統(tǒng)的并網(wǎng)逆變器控制，由于逆變器主電路實(shí)現(xiàn)了高頻電氣隔離，消除了由于光伏電池對地寄生電容而引起的共模電流的影響，變壓器原邊電路為頻率且脈寬固定的高頻交流電，因此特別適用于帶儲能裝置的光伏發(fā)電系統(tǒng)。本發(fā)明裝置控制的高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器具有并網(wǎng)電流質(zhì)量好、可靠性高、兩級功率變換、變換效率高等優(yōu)點(diǎn)。
權(quán)利要求
1.一種高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的雙極性調(diào)制控制裝置，其特征在于這種控制裝置是由三角載波發(fā)生器I、比較器I、反相器I、死區(qū)生成電路I、減法器、并網(wǎng)電流閉環(huán)調(diào)節(jié)器、 三角載波發(fā)生器II、比較器II、微分電路、延時(shí)電路III、RS觸發(fā)器II、異或門電路、反相器 II、死區(qū)生成電路II、與門電路I、延時(shí)電路I、與門電路II、延時(shí)電路II、RS觸發(fā)器I以及死區(qū)生成電路III構(gòu)成；三角載波發(fā)生器I的輸出端信號端與比較器I反相輸入端連接，比較器I的同相輸入端與零電壓連接，反相器I的輸入端與比較器I的輸出端連接，比較器I 的輸出端與死區(qū)生成電路I的輸入端1連接，反相器I的輸出端與死區(qū)生成電路I的輸入端 2連接，死區(qū)生成電路I的輸出端3和輸出端4的輸出信號作為逆變器主電路中開關(guān)管Sl 和S2的驅(qū)動信號；減法器的正輸入端與電網(wǎng)同相位的電流基準(zhǔn)信號(iref)連接，減法器的負(fù)輸入端與逆變器的輸出電流反饋信號(id連接，并網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器的輸入端與減法器的輸出端連接，比較器II的同相輸入端與三角載波發(fā)生器II的輸出端連接，比較器II的反相輸入端與并網(wǎng)電流調(diào)節(jié)器的輸出端連接，微分電路的輸入端與比較器II的輸出端連接， 延時(shí)電路III的輸入端與比較器II的輸出端連接，RS觸發(fā)器II的S輸入端與微分電路的輸出端連接，RS觸發(fā)器II的R輸入端與延時(shí)電路III的輸出端連接；異或門電路的兩個(gè)輸入端分別與比較器I的輸出端和RS觸發(fā)器II的輸出端連接，反相器II的輸入端與異或門電路輸出端連接，反相器II的輸出端與死區(qū)生成電路II的輸入端1連接，異或門電路的輸出端與死區(qū)生成電路II的輸入端2連接，死區(qū)生成電路II的輸出端3和輸出端4的輸出信號作為逆變器主電路中開關(guān)管S3和S4的驅(qū)動信號；與門電路I的兩個(gè)輸入端分別與反相器I的輸出端和RS觸發(fā)器II的輸出端連接，與門電路I的輸出端與延時(shí)電路I的輸入端連接，與門電路II的兩個(gè)輸入端分別與比較器I的輸出端和RS觸發(fā)器II的輸出端連接， 與門電路II的輸出端與延時(shí)電路II的輸入端連接，RS觸發(fā)器的S輸入端和R輸入端分別與延時(shí)電路I的輸出端和延時(shí)電路II的輸出端連接，RS觸發(fā)器I的兩個(gè)輸出端Q和0分別與死區(qū)生成電路III的輸入端1和輸入端2連接，死區(qū)生成電路III的輸出端3作為逆變器主電路中開關(guān)管S5和S6的驅(qū)動信號，死區(qū)生成電路III的輸出端4作為逆變器主電路中開關(guān)管S7和S8的驅(qū)動信號。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的雙極性調(diào)制控制裝置，其特征在于三角載波發(fā)生器I輸出信號(Uel)的頻率為三角載波發(fā)生器I輸出信號(u。2)頻率的一半， 且保持同步。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的雙極性調(diào)制控制裝置，其特征在于電流基準(zhǔn)信號(iref)保持與電網(wǎng)電壓同頻同相位，并將電流基準(zhǔn)信號(iref)與逆變器的輸出并網(wǎng)電流反饋信號(U作差，將誤差信號OO作為電流調(diào)節(jié)器的輸入信號，電流調(diào)節(jié)器的輸出信號就作為逆變器的正弦調(diào)制信號(U》。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的雙極性調(diào)制控制裝置，其特征在于逆變器主電路中開關(guān)管S5、S6與S7、S8的換流過程需要一段重疊時(shí)間，以保證這段時(shí)間內(nèi)逆變器變壓器輸出電壓等于零，由RS觸發(fā)器II輸出的窄脈沖(Uk)來實(shí)現(xiàn)S5、S6與S7、S8 的換流過程中逆變器主電路變壓器輸出電壓為零。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的雙極性調(diào)制控制裝置，其特征在于死區(qū)生成電路I和死區(qū)生成電路II在死區(qū)時(shí)間輸出兩路信號都為低電平，而死區(qū)生成電路 III在死區(qū)時(shí)間輸出兩路信號都為高電平。
全文摘要
本發(fā)明公布了一種高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器的雙極性調(diào)制控制裝置。包括三角載波發(fā)生器I、比較器I、反相器I、減法器、并網(wǎng)電流閉環(huán)調(diào)節(jié)器、三角載波發(fā)生器II、比較器II、微分電路、延時(shí)電路III、RS觸發(fā)器II、異或門電路、反相器II、與門電路I、延時(shí)電路I、與門電路II、延時(shí)電路II、RS觸發(fā)器I以及死區(qū)生成電路。本發(fā)明通過閉環(huán)反饋電網(wǎng)電流適時(shí)調(diào)整占空比得到高質(zhì)量的并網(wǎng)電流，克服了傳統(tǒng)雙極性調(diào)制的高頻脈沖交流環(huán)節(jié)逆變器在并網(wǎng)電流過零時(shí)刻發(fā)生畸變的現(xiàn)象，得到了高質(zhì)量的并網(wǎng)電流。具有兩級功率變換、變換效率高、體積小、重量輕的優(yōu)點(diǎn)，克服了光伏電池對地寄生電容產(chǎn)生的共模電流的影響，適用于光伏發(fā)電并網(wǎng)系統(tǒng)。
文檔編號H02M5/293GK102437772SQ20121000265
公開日2012年5月2日 申請日期2012年1月6日 優(yōu)先權(quán)日2012年1月6日
發(fā)明者姚志壘, 張美琪, 朱曉琴, 李寧, 胡國文, 闞加榮, 陳榮, 顧春雷 申請人:鹽城工學(xué)院