專利名稱：矢量控制感應電機的制動方法、控制裝置和存儲媒體的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及所謂的感應電機的矢量或磁場定向控制，更確切地說，該發(fā)明涉及一種矢量控制感應電機的制動方法。本發(fā)明還涉及實現這種方法的控制裝置和存儲用于實現這種方法的程序的存儲媒體。
為了改變感應電動機的轉速，通常需要有一個可變頻率和電壓的多相交流電源。因為，感應電動機速度的高低主要是由電源的頻率所決定，電動機內部磁通的大小取決于電源的電壓幅值。正如

圖1和參考文獻“Power Electronics and Variable Frequency Drives.Edited by Bimal K．Bose，IEEE Press，1996，pp.211”所示，這樣的交流電源一般是采用電子式DC-AC變頻器從直流電源而得到。在圖1中，直流母線電容器10表示一個直流電源，它是從三相交流電網電源(圖1中被省略)經過三相整流器12整流得到的。標號16代表感應電機，簡單地由其定子繞組表示。一般采用電解電容器作為直流母線電容器10，而且容量較大，以便能夠保持直流母線電壓ud穩(wěn)定和為流過變頻器14的快速變化的負載電流提供通路。由于晶體二極管的成本比較低，所以二極管橋被優(yōu)選作為整流器12。但是，用二極管整流器只允許能量從電網流向母線電容器，而不可能向交流電網回饋功率。如果一個交流拖動系統(tǒng)具有四象限運行的能力，感應電機制動時就會有能量流向直流母線電容器，這樣，直流母線電壓就會升高，以致超過正常值，所以必須采取措施吸收由制動而產生的回饋能量，以免直流母線電壓過度升高。吸收這種回饋能量最常用的方法是采用一個與直流母線電容器10并聯的開關電阻(未示出)，即斬波器和功率電阻。為此，就必須另外增加電力電子和控制電子器件，從而導致成本上升，系統(tǒng)可靠性降低。
眾所周知，電動機和變頻器運行時都有一定的損耗，所以，可以采取一定的措施利用交流電動機的損耗來吸收大部分回饋能量和變頻器的損耗來吸收其小部分，從而避免了使用開關電阻或任何其它消耗上述回饋能量的硬件，達到降低成本的目的。為了幫助理解諸如此類消耗能量的方法的工作原理，首先有必要討論一下，感應電動機有哪些種類的損耗和怎樣才能利用這些損耗來吸收和消耗電機制動時的回饋能量。
為了確定利用感應電機本身損耗來消耗回饋能量的可能性，首先必須清楚地定義出電機內部的各種損耗。在電機能量流程圖2中列出了這些損耗。一個三相交流電機的輸入功率可以由公式(1)來表示Pelec=3V1I1cosψ (1)其中V1是電機相電壓有效值，I1是電機相電流有效值cosψ是電機功率因數。
電機的定子和轉子都會產生損耗。定子的損耗有下列幾點1．定子繞組的銅耗Pcu，s，其大小和定子電流Is的平方成正比Pcu，s=3Is2Rs(2)其中，Rs為任意一相定子繞組的電阻。
2．定子鐵芯的鐵耗PFe，s，它包括鐵芯的磁滯損耗和鐵芯的渦流損耗，其大小取決于定子磁通幅值和定子電流的頻率fs。
電機輸入功率Pelec減去定子銅耗Pcu，s和鐵耗PFe，s所剩下的稱為氣隙功率Pag，它是通過電機氣隙傳到轉子的功率。其中一部分又將會作為銅耗和轉子鐵耗被消耗在轉子中。它們分別是3．轉子繞組的銅耗Pcu，r，其大小和轉子電流Ir的平方成正比Pcu，r=3Ir2Rr(3)其中，Rr為任意一相轉子繞組的電阻。
4．轉子鐵芯的鐵耗PFe，r，它包括鐵芯的磁滯損耗和鐵芯的渦流損耗，其大小取決于轉子磁通幅值和轉子電流的頻率fr。在正常的運行狀態(tài)下，轉子電流的頻率fr很低，因此，實際上可忽略不計。
輸入功率除去所有的損耗后的部分將被轉換成機械功率。其中有小部分還會被作為摩擦損耗(冷卻風扇和機械摩擦)消耗掉，它的大小取決于轉子的機械速度。最后剩下的部分才是電機的有效機械輸出功率Pshaft。為簡單起見，假設轉子的機械轉動慣量都集中在和電機相聯接的負載中，這樣，電機轉子就成為零機械慣量，電機的機械輸出功率Pshaft都可以用來克服負載力矩和加減速。
為了制動感應電動機或降低電動機的速度，必須要使加一個制動力矩以抵消負載所產生的再生力矩和產生克服轉動慣量所需的力矩。在制動過程中，電機的機械輸出軸功率Pshaft為負，功率的流向如圖3所示。根據滑差s的符號的不同，電機有兩種運行模式。
第一種為再生制動，如圖3a所示。在這種模式下，電機滑差s為負(s＜0)，定子磁通和轉子的旋轉方向一致，而且磁通轉得比轉子慢。其結果為氣隙功率Pag小于零。除非電機運行在很低的速度，氣隙功率總會大于電機的定子損耗，因此，電機輸入功率Pelec也小于零。在這種情況下，所有的電機損耗功率以及電機的輸入功率都來自電機的輸出軸功率Pshaft。
第二為反接制動，如圖3b所示。在這種模式下，電機滑差s大于零(s＞1)，定子磁通和轉子的旋轉方向相反。電機定子的損耗完全由變頻器提供，而轉子的損耗由變頻器和電機輸出軸功率Pshaft共同提供。
如果滑差s=1，則電機定子頻率等于零，這種運行方式就是從所周知的直流制動方式。
為了敘述方便，負的電機輸出軸功率Pshaft將稱作為制動功率。如果電機恒速運行，電機速度ω等于常數，則電機的制動力矩和電機輸出軸功率Pshaft成正比。因此，為使電機能提供盡可能大的制動力矩，就必須設法使得制動功率最大。如果在直流母線上沒有前面已提到過的能消耗能量的裝置，回饋的大部分能量就必須消耗在電機中，小部分消耗在變頻器中。也就是說，要想得到一種高效率的制動方法，就得設法使電動機的消耗功率達到最大。
以一個10千瓦的感應電機為例，其各種損耗如表1所示表1
其中，Ptotal表示電動機總的損耗。電動機的轉子鐵耗可以忽略不計，因為轉子電流的頻率等于滑差頻率，正常運行情況下只有幾赫茲，所以鐵耗也很低。如果電機采用強迫風冷，摩擦損耗和風阻損耗也可以忽略。
從以上的例子可以觀察到，電動機的損耗主要發(fā)生在定子，和定子的銅耗和鐵耗相比轉子的損耗只是占很小的一部分，值得一提的是，這一觀察結果對所有任意功率的電動機都適用。
對交流感應電機而言，前面已提及的直流制動方式是到目前為止被廣泛應用的一種方法。整個制動過程的實現分成兩步，首先，控制定子磁通到一個很小的值，然后變頻器輸出一個直流電壓使得流過定子繞組的電流達到所允許的最大值。雖然，直流制動時流過電機的電流達到了最大值，可是得到的制動功率還是非常小。其原因是定子磁通不旋轉，因而氣隙功率等于零；定子的銅耗雖然達到了最大值，但是這些損耗由變頻器提供，所以并不產生制動功率；另外，由于磁通不旋轉，定子鐵耗也等于零；最后，轉子鐵耗也可以忽略不計，因為直流制動時電機總的磁通非常小。對產生制動能量真正起作用的只是轉子銅耗，因此制動功率很小。從表1的例子中可以看出，對于這樣一個典型的電機轉子銅耗，在此即制動功率，只占電機總損耗的15％。總而言之，直流制動不可能充分利用電機的損耗來產生制動功率。
采用直流制動方法，除了所產生的制動力矩很小以外，動態(tài)性能也很差，因為電機的磁通不能突變。在允許電機建立產生制動力矩所需要的最大電流之前，必須等待一段相當于幾倍電機時間常數τr的時間，以使電機磁通衰減到所希望的幅值，否則回饋的能量就會過大，引起過壓。同樣，制動結束后也必須等待同樣的時間建立磁通后才能恢復正常運行。
采用磁場定向控制方法，亦稱為矢量控制，可以得到優(yōu)良的動態(tài)性能。在這里，產生力矩的分量或稱作垂直分量iq(以后簡稱q-電流)和激磁電流分量或稱為平行分量((以后簡稱d-電流)實現了動態(tài)地解耦。磁場定向控制基本結構如方框圖4所示。在圖4中，20表示速度調節(jié)器，22為磁通調節(jié)器，24，26和50是加法元件，28表示電流調節(jié)器，32及34是坐標變換器，36表示一個脈寬調制器，38表示速度傳感器，40為電動機模型(或觀察器)，12是一個不受控整流橋，10代表直流母線電容器，14表示變頻器，感應電動機用16表示，80代表能產生一個和直流母線電壓Ud成正比的信號的電壓傳感器。值得一提地是并不是所有磁場定向控制的變頻器都帶有電壓傳感器，但是此傳感器對于本發(fā)明是必不可少的，對此以后還會作詳細解釋。
有關磁場定向控制的基本結構和原理已經在很多文獻上發(fā)表(例如A.M.Khambadkone，J.HoltzVector-Controlled InductionMotor Drive with a Self-Comissioning Scheme，IEEE Trans.OnIndustrial Electronics，Vol.38，No.5，Oct.91，pp.322-327)，所以在此不再贅述。
當速度的給定值ω*低于電機的實際速度ω時，電機就會進入制動狀態(tài)。在一般磁場定向控制的方法中，制動時電機激磁保持在額定值，即定子鐵芯損耗保持在額定值，因為回饋到直流母線能量必須接近于零，所以此時氣隙功率等于定子損耗。此時q-電流和轉子電流一般非常小，由它們引起的銅耗可以忽略不計。只有d-電流在定子中產生銅耗。一般清況下，d-電流是額定定子電流的30％。因為銅耗和電流的平方成正比，所以磁場定向控制制動時的損耗是PFO=PFe，s+0.32PCu，s=(0.25+0.05)Ptotal=0.3Ptotal(4)也就是說，磁場定向控制制動時只能消耗相當于電動機額定損耗的30％。
要得到最大的定子銅耗和轉子銅耗，定子和轉子電流必須最大；最大的定子鐵耗只有在定子磁通最大和定子頻率最高時發(fā)生。而且所有損耗都必須由軸功率而不是由變頻器提供。同時，還要確保力矩的高動態(tài)性。
本發(fā)明的目的是要限定一種制動感應電機的方法，用它來獲得最高的把回饋能量消耗在電機里的能力，同時具有很高的動態(tài)性能。本發(fā)明的另外一個目的是提供一個適合于實現這種方法的控制裝置。
以上目的可以采用權利要求1所述的方法，權利要求5所述的控制裝置以及權利要求13所述的存儲媒體達到。本發(fā)明的優(yōu)選實施例是從屬權利要求的主題。
為了確保所要求的動態(tài)性能，本發(fā)明建立在磁場定向控制基礎之上并對此作了改進。這樣，本發(fā)明的方法和裝置可以被應用于磁場定向控制的交流調速拖動系統(tǒng)，使系統(tǒng)同時具有最大制動能力和非常高的動態(tài)性能。
本發(fā)明的進一步的細節(jié)，特征和優(yōu)點將會通過參照附圖對優(yōu)選實施例的描述而變得更加明顯，其中，圖1是交流調速拖動系統(tǒng)的示意圖，圖2描述了一個感應電機在電動狀態(tài)運行時的能量流向，圖3描述了一個感應電機在(a)發(fā)電狀態(tài)運行時(b)反接制動狀態(tài)下的能量流向，圖4是描述磁場定向控制方法的示意方框圖，圖5是感應電動機的動態(tài)模型，圖6是本發(fā)明優(yōu)選實施例的控制裝置的方框圖，
圖7分別列出了在電動狀態(tài)下和在制動狀態(tài)下的特征信號。
對所有圖中相同元件都用相同的標號標注。
為確保所需要的動態(tài)性能，電機運行在磁場定向控制方式，因此其電磁力矩Te=krψriq(5)和轉子磁通ψr以及q-電流成正比，其中kr=lh/lr是轉子的耦合系數，lh是定子和轉子繞組之間的互感，lr是轉子繞組的電感。轉子磁通ψr由下列微分方程定義τrdψrdt+ψr=lhid·····················(6)]]>其中，τr=lr／rr是轉子時間常數。圖5所示的信號流程直觀地描述了公式(5)和(6)，[請參照文獻J.HoltzMethods for SpeedSensorless Control of AC Drives，in K.Rajashekara(Editor)“Sensorless Control of AC Motors”，IEEE Press Book，1996].
要得到如公式(2)給出的最大定子銅耗，定子電流的均方根值為Is=1T∫(T)(id2+iq2)dt···············(7)]]>也必須是最大?？墒?，對于公式(7)右邊的d-電流id和q-電流iq都存在以下約束條件1．在基速范圍內d-電流id一般被大約限制在定子額定電流的30％，在弱磁范圍還會更低。
2．根據公式(5)力矩的大小由q-電流iq決定，因此，制動時iq被限制在一個比較小的值，因為制動功率不允許超過電機的損耗功率，而它和電機的額定功率相比相對很小。
在本發(fā)明中，高頻分量被疊加到d-電流id上，以此引起定子磁動勢(mmf)的快速變化，定子磁動勢又引起轉子磁動勢相似的變化，其結果增加了定子和轉子電流的均方根值，從而增加了定子和轉子的銅耗，同時，由于受高頻漏磁場等的影響，磁芯的鐵耗也會增加。通過改變注入的高頻id-電流的幅值可以控制附加損耗?？偟碾姍C損耗至少可以和電機總的額定損耗Ptotal一樣大。如果變頻器能提供電流的能力大于電機的額定電流，則損耗還可以增加。另外，變頻器的損耗也來自于電機，因此進一步增加了制動功率。
注入的高頻分量對電機的性能不會產生副作用。圖5表明，高頻id-電流分量經過大轉子時間常數的衰減已經對電磁力矩幾乎沒有影響。
本發(fā)明的一個實施例的信號流程圖如圖6所示。在這個控制結構圖中，d-電流id的平均值idav和均方根值idrms是分開控制的；轉子磁通控制器22決定d-電流參考值id*的平均值idav；信號idrms由損耗控制器56產生，它代表所需要的id*的均方根值idrms，這個信號經過限制器58限制后輸出，它只有可能是一個正值?？刂平Y構圖6的輸出信號是定子電流參考向量is*。通過以這個參考向量代替圖4中常規(guī)控制方法的信號is*，使得控制結構既能控制電動運行又能控制制動運行狀態(tài)。剩下的其它部分和圖4中的元件10，12，14，16，36以及55相同，因此圖6中不再示出。
為簡化起見，在以后的討論中假設速度總是大于零，因此，電動狀態(tài)時力矩為正，發(fā)電機或制動狀態(tài)時力矩為負。如果電機反轉，電動狀態(tài)時力矩為負，而發(fā)電機或制動狀態(tài)時力矩為正，與此相對應，當電機反向時，q-電流iq和其它一些特殊控制信號的符號也反向。為簡化起見，電機反轉運行的情況將不作討論。根據現有的知識完全可以導出電機反轉時制動運行控制方法的相關運行條件。
下面主要討論電動狀態(tài)，圖7中的時間區(qū)段A給出的波形說明了這種運行狀態(tài)。磁通控制器22產生代表d-電流id平均值的控制信號idav，這個信號決定電動狀態(tài)時d-電流給定值id*，對于這一點以后還會敘述到。由于磁場定向控制所具有的高動態(tài)性能，圖6中的信號︱ω*︱和︱ω︱幾乎相等，于是由損耗控制器56產生的信號60是非常小而且是一個正的值或零值，負值被限制器58所抑制，所以不可能產生。限制器58的傳遞函數是y=f(x)，當x＞0時，y=0；當0≥x＞-xmax時，y=-x和當x≤-xmax時y=xmax。在圖7的上半部分，電動狀態(tài)時信號60的幅值被標記作imot，由于imot＜idav，加法器61的輸出為imot-idav，是一個負值，因此，限制器62的輸出等于零，限制器62的傳遞函數為y=f(x)當x＜0時，y=0，當x＞0時，y=x。
振蕩器64產生一個為單位幅值的三角波信號，這個載波的頻率fc被設定為fc＞l/τr，其中τr是電機轉子時間常數，一個非常典型的值是fc=20Hz，乘法器66的輸出是一個三角波，它的幅值為imot＜idav，這樣加法器68的輸出大于零，從而比較器70的輸出為單位1。乘法器72的輸出定義d-電流的參考值id*此時得到id*=idav，因為限制器62的輸出是零。
電動運行狀態(tài)相當于正常的磁場定向控制，垂直方向電流的參考值iq*由速度控制器20和限制器90決定，為了避免變頻器過流，在磁場定向控制中q-電流的參考值iq*被對稱限制在正負邊界±iqmax以內。正方向iq-電流的邊界iqmax為常數，而負邊界是一個變化量，它受信號88控制，控制信號88通過對電壓控制器84的輸出信號經反向器86反向而得到。加法器82的輸入的一端是電壓給定信號udmax，大約等于1.2udR，其中udR是電機電動狀態(tài)下直流母線電壓額定值，一個代表直流母線電壓ud的信號來自于圖4中的電壓傳感器80，它被輸到加法器82的第二個輸入端，和給定信號udmax相減后作為電壓控制器84的輸入。在電動狀態(tài)下，ud=udR＜udmax，電壓控制器84的輸出大于零，經過限制器85限制至正邊界iqmax。由于反向元件86的存在，限制器90的輸入信號88成為-iqmax，從而，速度控制器20輸出的q-電流的參考值iq*被限制在負邊界-iqmax。
在中等程度制動時，所需要的制動功率小于電機和變頻器所具有的最大功率消耗能力。把中等程度制動歸類為制動模式Ⅰ。這種制動模式的控制將參照圖7時間區(qū)間B的波形作出解釋。如果︱ω*︱＜︱ω︱，就需要制動力矩，所以︱ω*︱-︱ω︱用來作為損耗控制器56的輸入信號，這個控制器決定d-電流的均方根值idrms，用它的大小來控制電機的銅耗。作為一個例子，在圖7中ibrake表示一個處在中等制動程度模式I范圍內的均方根值idrms，條件idrms=ibrake＞idav表示有一定的制動功率必須被消耗掉。在圖6中，乘法器66輸出的載波信號的幅值等于idrms。因為idrms＞idav，所以加法器68和比較器70現在運行的結果就象一個脈寬調制器，調制的脈寬占空比如下d=12(1+idavidrms)················(8)]]>為了得到idrms和idav的獨立的控制，必須對脈寬和脈沖的幅值都進行調制，這里的調制被設計成，方波的均方根值可以被控制而平均值保持不變。為達到這個目的，對加法器68和比較器70產生的脈沖序列在用乘法器72在幅值上進行比例放大或縮小，比例放大系數64大小的決定如下所示限制器62得到一個正的輸入信號，然后，由于它的單位放大特性輸出一個值為idrms-idav，在加法器63處，信號idav又被加到這個值上面，相加結果得到信號idrms，此值作為比例放大系數64。最后得到的在時間區(qū)域B的參考信號id*是一個經脈寬調制方波信號，如圖7的下半部時間區(qū)域B所示。這個方波的幅值，亦即它的均方根值等于idrms，而其平均值則如下式id*=idrms(2d-1)(9)將方程(8)的脈寬占空比代入方程(9)得到id*=idav，所以，經調制后的給定信號id*(t)能保證平均值idav。
在制動模式Ⅰ，軸輸入功率被轉換成電功率消耗在電機和變頻器里，以平衡所需要的制動功率。在基速范圍內電機工作在額定磁通，如電機運行在更高的速度，需要弱磁，以便能保持對定子電流的控制。這樣，磁場總是被保持在它的所允許的最大值，從而使得定子磁耗也最大；定子和轉子的銅耗由損耗控制器56來調整以至所需要的制動功率被充分地吸收。損耗控制器決定定子電流的均方根值?？墒牵琩-電流的平均值idav和q-電流iq都必須不受損耗控制器的影響idav受磁通控制器22的控制以滿足激磁的需要，而iq由速度控制器20來調整以滿足力矩的需要。損耗控制器56產生一個決定所需要的定子電流均方根的高頻d-電流分量，而并不改變前面兩相的設定值。盡管d-電流有一個高頻分量，但是這個高頻電流并不影響磁場。
總而言之，這個制動控制方法能夠獨立調整三個不同的電流平均d-電流idav、均方根d-電流idrms和q-電流iq。但是，當制動功率進一步增加時變頻器電流就會達到它的限制值，這是必須考慮一個附加的限制條件，這個條件定義了制動模式Ⅱ。在這一模式中，電機和變頻器的損耗已是最大，制動功率不能再增加，因此，由損耗控制器56所給定損耗設定值必須受到限制以限制變頻器電流，這個限制通過限制器58來實現。在制動模式Ⅱ，限制值imax決定乘法器72輸出端經調制后輸出的脈寬方波信號的幅值，這樣，變頻器的電流被限制在imax附近，因為在制動模式Ⅱ，q-電流iq的定子均方根值影響不大，它和最大電流imax相比很小，另外，它垂直于方波給定電流id*，因而，它對定子電流幅值的影響可以忽略不計。
制動模式Ⅱ時id*的波形如圖7時間區(qū)域C所示，雖然此時的均方根值比在時間區(qū)域B(制動模式Ⅰ)的值大，但是在時間區(qū)域B和C的id*平均值都被調整到確保在這兩種情況下都有一個相同的平均值idav，從圖7可以看出，這是通過調整脈寬調制器的開關比來達到的。前所述及的條件確保電機和變頻器都產生最大損耗，總的損耗決定所允許的制動功率，它是通過電機力矩，亦即通過id*來調整的。有一定的制動能量被回饋到直流母線，可是，最重要的條件是此時的直流母線電壓被維持在小于它的上限udmax。
在制動模式Ⅰ，電壓控制器84的輸出向正向最大值增長，因此它的反向信號88向負最大值增長，所以，限制器90左半平面的可變邊界值被固定在限制值-iqmax，其原因是所回饋的制動能量完全被系統(tǒng)損耗所吸收，直流母線電壓維持在它的額定值udR。當進入制動模式Ⅱ的時候，速度控制器的輸出開始被限制器58所限制，因為系統(tǒng)的損耗不能再增加，剩余的回饋能量聚積在直流母線電容10里，因此直流母線電壓就會升高。一旦直流母線電壓ud超過電壓給定值udmax，電壓控制器84就開始反向調節(jié)，電壓控制器的輸出因而從它的正值開始遞減，限制器90的可調整邊界從它的負值開始增加。值得注意的是，制動時的iq是負的。由于限制器90的可變邊界，速度控制器20的輸出的q-電流給定值不起作用，它被電壓控制器84的q-電流給定值所代替，實際上的q-電流給定iq*的幅值因而變低，直接導致制動力矩降低。電壓控制器調整制動力矩以使電壓差值udmax-udR保持最小，從而限制制動能量，并且和系統(tǒng)可能的最大能量消耗相等。
應該指出的是磁場定向控制所參照的電機磁場可以是定子磁場，例如用定子磁通來描述，也可以是轉子磁場，用轉子磁通來描述。就本發(fā)明來說，在具體的應用中用哪種磁場作為參考并不重要，只是為了簡化，才用以轉子磁場定向的控制系統(tǒng)作為參考，在這種系統(tǒng)中，轉子磁通ψr決定q-電流分量和d-電流分量，如果用定子磁通來決定各電流分量也幾乎沒有影響。
圖4中作為例子磁場定向控制使用了一個速度傳感器。必須指出的是本發(fā)明也同樣可以用于眾所周知的無速度傳感器控制系統(tǒng)中，而且無需改動。
通常，圖4所示的磁場定向控制所需的功能塊都是在一個由程序控制的微處理器上實現的。本領域技術人員將理解，本發(fā)明的控制裝置也一樣可以，或更希望，在一個這樣的由程序控制的微處理器上實現。事實上，如果存在一個執(zhí)行所需要的程序和重裝程序到現有的磁場定向控制拖動系統(tǒng)里的可讀存儲媒體，則可以很容易地在這樣的現有拖動系統(tǒng)上實現本發(fā)明所述的控制。
權利要求
1．一種用于矢量控制調速感應電機的制動方法，其中，電機由PWM變頻器(14，36)供電，其定子電流的q-電流分量和d-電流分量分別根據第一參考信號(iq*)和第二參考信號(id*)被獨立地控制，其特征在于(a)測量或估算感應電機(16)的轉子的實際速度(ω)，(b)獲得一個磁通值(ψr)，代表實際定子磁通的或實際轉子磁通的估算值，(c)在轉子的實際速度(ω)高于給定值(ω*)時，確定所需的制動力矩，(d)根據步驟(c)所確定的力矩，疊加高頻分量到上述第二參考信號(id*)上，以及(e)根據上述速度給定值(ω*)的絕對值和步驟(a)中得到的速度的絕對值的差值，控制在步驟(d)中確定的上述第二參考信號均方根值(idrms)，同時(f)根據給定磁通(ψr*)和步驟(b)中所得到的磁通值(ψr)的差值，控制在步驟(d)中確定的上述第二參考信號的平均值(idav)，使得此控制和步驟(e)中的控制無關。
2．權利要求1的方法，其中步驟(e)包括了限制上述均方根值在允許的最大值(imax)內，最大值(imax)由PWM變頻器(14)的電流極限所確定。
3．權利要求1或2的方法，其中步驟(d)包括產生一個其周期比轉子時間常數(τr)小的方波載波信號，以及步驟(e)和(f)包括調制上述載波信號的脈沖寬度和脈沖幅值，以使它的幅值等于idrms且它的占空比d等于d=12(1+idavidrms)]]>其中idav代表上述調制后的載波信號的平均值，idrms代表有效值。
4．前述權利要求中任何一項的方法，進一步包括(g)控制上述第一參考信號(iq*)，以使上述PWM變頻器(14，36)直流側的直流電壓(ud)不超過一個預定的最大電壓(udmax)。
5．一種實施權利要求1所限定的方法的控制裝置，包括整流裝置(12)；一個和上述整流裝置(12)的直流側連接的直流母線電容器(10)；一個與上述直流母線電容器(10)和上述感應電機(16)之間的PWM變頻器(14，36)；控制上述PWM變頻器(14，36)的控制裝置(55)；所述控制裝置(55)有兩個輸入端，第一輸入端接收決定定子電流的q-電流分量的第一參考信號(iq*)，第二輸入端接收決定定子電流的d-電流分量的第二參考信號(id*)；用于得到代表感應電機(16)實際轉子速度或其估算值的第一信號(ω)的裝置(38)；一個用于獲得第二信號(ψr)的觀測器，此信號代表當前感應電機(16)定子磁通的或轉子磁通的估計值；一個根據速度參考信號(ω*)和上述第一信號的差值而產生第一參考信號(iq*)的速度控制器(20)；一個根據磁通參考信號(ψr*)和上述第二信號(ψr)的差值而產生第三參考信號(idav)的磁通控制器(22)；其特征在于，在轉子的實際速度(ω)高于給定值(ω*)時，確定所需的制動力矩的裝置；一個產生第四參考信號(idrms)的損耗控制器(56)，它的輸入信號是上述速度給定值(ω*)的絕對值和上述第一信號(ω)的絕對值的差值；與上述產生第二參考信號(id*)的檢測裝置相關的信號發(fā)生裝置，信號(id*)包含高頻分量，它的均方根值(idrms)根據上述第四參考信號來控制，它的平均值(idav)根據上述第三參考信號獨立地控制。
6．權利要求5的裝置，其中上述信號發(fā)生裝置包括一個脈沖寬度和脈沖幅度調制器(64，66，68，70，72)，它產生一個根據上述第三和第四參考信號而變的方波載波信號，其周期小于轉子時間常數(τr)，經調制后的脈沖寬度具有如下占空比d=12(1+idavidrms)]]>其中，idav代表上述第三參考信號而idrms代表第四參考信號，其結果是，脈寬調制后的方波載波信號的平均值對應于上述第三參考信號，載波信號的均方根值和上述第四參考信號對應，一個開關裝置，根據上述速度參考信號(ω*)和上述第一信號(ω)產生上述第二參考信號(id*)，這個信號或者是所述調制后的載波信號，或者是上述第三參考信號(idav)，如果上述速度給定值(ω*)的絕對值小于上述第一信號(ω)的絕對值，則產生所述經調制后的載波信號，否則產生上述第三參考信號(idav)。
7．權利要求6的裝置，還包括了第一限制器(58)，用來限制上述第四參考信號的幅值到允許的最大值(imax)，這個最大值(imax)由PWM變頻器(14)的電流極限所決定。
8．權利要求6或7中的裝置，還包括第二限制器(90)，它把上述作為第一參考信號(iq*)的速度控制器(24)的輸出限制在允許的正負極限值內，上述第二限制器響應一個控制信號，根據所述控制信號調節(jié)所述負極限值，一個產生上述控制信號的電壓控制器(84)，它的第一個輸入信號是一個電壓參考信號(udmax)，這個信號表示直流母線電容器(10)兩端所允許的最大直流電壓值，他的第二輸入信號是直流母線電壓的實際值(ud)，這樣，上述第一參考信號的負值被上述第二限制器(90)所限制，從而保證了直流母線電壓的實際值(ud)不會超過上述參考電壓(udmax)。
9．權利要求8的裝置，還包括第三限制器，這個限制器把上述控制信號限制到事先給定的最大值(iqmax)。
10．權利要求6到9中任意一項的裝置，其中脈寬調制器包括一個產生三角波信號(uΔ)的振蕩器(64)，三角波的頻率可以事先給定；第一乘法器(66)，用于將所述三角波信號和上述第四參考信號(idrms)相乘，從而得到一個受調制的三角波信號；第一加法器(68)，用于將上述第三參考信號和第一乘法器(66)的輸出信號相加；一個比較器(70)，它的輸入信號就是上述第一加法器(68)的輸出信號，如果其輸入信號為正，則輸出一個為單位幅值的正信號，如果其輸入信號為負，則輸出一個為單位幅值的負信號；第二乘法器(72)，用于將上述比較器(70)的輸出信號與上述第四參考信號相乘。
11．權利要求10的裝置，其中所述開關裝置包括第一個限制器(58)，它的輸入信號是上述第四參考信號，它傳遞函數為y=f(x)，y=0 當x＞0y=-x當0≥x＞-xmaxy=xmax當x≤-xmax其中xmax代表上述第四參考信號的事先給定的最大值(imax)，這個最大值(imax)由PWM變頻器(14)的電流極限所決定；上述第一乘法器(66)，將上述第一限制器(58)的輸出信號和上述三角波信號(uΔ)相乘；第二加法器(61)，將上述第一限制器(58)的輸出信號和上述第三參考信號(idav)相減得到它們的差值；第四限制器(62)，它的輸入信號是第二加法器(61)的輸出信號，所述第四限制器的傳遞函數為y=f(x)y=0當x＜0y=x x≥0；第三加法器(63)，將上述第三參考信號(idav)和第三限制器(62)的輸出信號相加，相加后的輸出信號和比較器(70)的輸出信號通過上述第二乘法器(72)相乘。
12．權利要求6到11中任意一項的裝置，其中所述控制器(20，22，56，84)，脈沖寬度和脈沖幅度調制器(64，66，68，70，72)以及開關裝置(58，61，62，63，66，68，72)是在一個受程序控制的微處理器上實現的。
13．一種用來存儲程序的可讀存儲媒體，當程序在一個權利要求11中的裝置上運行時，此程序實現了一種權利要求1到4中任一項的方法。
全文摘要
一種由PWM變頻器驅動的失量控制感應電機的制動方法和控制裝置,其定子電流的q－電流分量和d－電流分量分別根據第一參考信號(i
文檔編號H02P3/18GK1285652SQ00124169
公開日2001年2月28日 申請日期2000年8月18日 優(yōu)先權日1999年8月18日
發(fā)明者蔣金生, 約阿希姆·霍爾茲 申請人:約阿希姆·霍爾茲, Weg自動化有限公司