本發(fā)明屬于功放節(jié)能降耗技術領域，具體涉及一種測井儀功放電源自適應調整裝置的設計。

背景技術：

目前，測井儀功放類型通常有a類、b類、ab類、d類等，不同類型的功放有著不同的優(yōu)缺點，且各種功放都有著不同的相關運用。其中a類功放效率最低，但是線性度良好，設計簡單；b類功放效率較a類高，但是有比較嚴重的交越失真，線性度差；ab類介于兩者之間，效率偏中，線性度較b類好；d類功放效率最高，線性度還好，但是由于受器件限制(開關速度、漏電流、導通電阻不為零等)和設計上的不完善，導致效率最高不超過85％，且只能適用于低頻信號的放大，因此當發(fā)射信號頻率偏高時，d類功放就顯得不太適用了。

傳統(tǒng)的測井儀器功放基本都是采用恒定電壓源供電，當功放功率輸出達到滿負荷時，即發(fā)射電流最大且輸出信號不失真的情況下，功放效率最高，但是一旦減少發(fā)射幅度，輸出功率回退就會導致功放效率降低，造成了不必要的電源損耗。如圖1所示，當發(fā)射信號為s1時，功放電源為vs1，功放輸出滿負荷(由于功放管存在一定的管壓降與啟動電壓，功放電源比功放輸出幅度要大一個vdrop)，效率達到最高，電源損耗很??；當發(fā)射信號減少到s2時，如果功放電源維持vs1不變，那么系統(tǒng)有相當部分功耗將以電源熱損耗的形式被消耗掉，因此功放效率急劇下降，當功放電源轉換成vs2時，功放輸出滿負荷，效率達到最高。由于測井儀器一般都工作為惡劣高溫環(huán)境中，電能轉換成熱量后，溫度會相應地升高，對功放電路及系統(tǒng)本身穩(wěn)定性極其不利。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是針對背景技術中傳統(tǒng)測井儀器功放的不足之處，提出了一種測井儀功放電源自適應調整裝置，使得測井儀在運行調試過程中功放輸出接近在滿負荷輸出狀態(tài)，以提高系統(tǒng)效率，減少電源損耗。

本發(fā)明的技術方案為：一種測井儀功放電源自適應調整裝置，包括：

總電源，用于為整個調整裝置提供電源輸入；

第一mos管組合開關，通過導通/關斷來控制總電源是否為開關電源提供電源輸入；

第二mos管組合開關，通過導通/關斷來控制總電源是否直接為測井儀的功放提供電源輸入；

rms檢幅器，用于檢測測井儀發(fā)射信號的幅度有效值，并將發(fā)射信號由幅度有效值信號轉化為dc直流電壓信號；

低通濾波器，用于對dc直流電壓信號進行濾波整流；

8位并口adc采樣模塊，用于對dc直流電壓信號進行模數(shù)轉換，將dc直流電壓信號轉換成8位二進制數(shù)字信號h1，輸出至8個并行io口上；

模擬開關電阻網(wǎng)絡，用于根據(jù)數(shù)字信號h1的大小調節(jié)開關電源的輸出電壓；

與非運算模塊，用于對數(shù)字信號h1的最高兩位進行與非運算，并根據(jù)運算結果控制第一mos管組合開關和第二mos管組合開關的導通/關斷；

開關電源，用于在模擬開關電阻網(wǎng)絡的控制下為測井儀的功放提供適配電源輸入；

rms檢幅器的輸入端接入測井儀的發(fā)射信號，rms檢幅器、低通濾波器、8位并口adc采樣模塊、模擬開關電阻網(wǎng)絡、開關電源以及測井儀的功放順次連接；與非運算模塊的輸入端連接于8位并口adc采樣模塊的8個并行io口，輸出端分別連接于第一mos管組合開關的輸入端和第二mos管組合開關的輸入端；總電源通過第一mos管組合開關與開關電源連接，通過第二mos管組合開關與測井儀的功放連接。

本發(fā)明的有益效果是：本發(fā)明采用電源自適應調整的形式，自動根據(jù)測井儀發(fā)射信號的大小實時調整功放的輸入電源，確保功放輸出接近滿負荷的狀態(tài)，減小了電源損耗，降低了系統(tǒng)功耗，提高了功放效率。同時，本發(fā)明不需要主控制器mcu及程序軟件，完全通過電路自身自動調整，具有一定的實時性。

優(yōu)選地，模擬開關電阻網(wǎng)絡包括一個模擬開關以及8個串聯(lián)的電阻，模擬開關包括8個通道開關，每個通道開關對應并聯(lián)于一個電阻，同時與其它7個電阻串聯(lián)；每個通道開關低電平導通，高電平斷開；電阻大小呈二進制遞進關系，即后一級電阻是前一級電阻大小的兩倍；模擬開關和8個電阻共同構成一個可調的電阻網(wǎng)絡rs。

上述優(yōu)選方案的有益效果為：8位并口adc采樣模塊的8個并行io口控制電阻網(wǎng)絡rs的大小，該電阻網(wǎng)絡輸出電阻范圍為0-255k，同時可以將8位二進制數(shù)字信號h1表示成電阻網(wǎng)絡rs，它們的值是相等的，即h1＝rs，正比于發(fā)射信號幅度有效值，這樣即可將發(fā)射信號幅度與開關電源輸出調節(jié)控制字完全對應起來。

優(yōu)選地，模擬開關電阻網(wǎng)絡還包括與電阻網(wǎng)絡rs串聯(lián)的電阻r1，電阻網(wǎng)絡rs與電阻r1共同構成開關電源輸出的反饋電阻rhs，用于與分壓電阻rls一起調節(jié)開關電源的輸出電壓。

上述優(yōu)選方案的有益效果為：電阻r1的作用是用來消除非線性誤差，因為開關電源的輸出以及功放的輸出都與發(fā)射信號幅度存在一定的非線性因素，通過合理的參數(shù)匹配，即可使得非線性因素得以消除。

優(yōu)選地，數(shù)字信號h1的最高兩位同時為高電平，即數(shù)字信號h1≥192時，第二mos管組合開關導通，第一mos管組合開關關斷，由總電源為功放提供電源輸入；否則第一mos管組合開關導通，第二mos管組合開關關斷，由開關電源為功放提供電源輸入。

上述優(yōu)選方案的有益效果為：與非運算模塊通過對數(shù)字信號h1的最高兩位進行與非運算后輸出控制兩個mos管組合開關的導通/關斷，兩個mos管組合開關任意時刻都不會同時導通，有效地避免了因為開關同時導通可能存在的風險。同時，本發(fā)明采用高兩位與非運算操作后輸出控制，提高了電源輸出精度的同時也沒有增加硬件難度。

附圖說明

圖1所示為傳統(tǒng)測井儀器采用不同發(fā)射信號輸出幅度及功放輸入電源的電能損耗示意圖。

圖2所示為本發(fā)明實施例一提供的一種測井儀功放電源自適應調整裝置結構框圖。

圖3所示為本發(fā)明實施例一提供的有效值檢測及模擬數(shù)字轉換示意框圖。

圖4所示為本發(fā)明實施例一提供的模擬開關電阻網(wǎng)絡電路圖。

圖5所示為本發(fā)明實施例一提供的控制電源輸入切換的mos管組合開關電路圖。

圖6所示為本發(fā)明實施例二提供的一種測井儀功放電源自適應調整方法流程圖。

圖7所示為本發(fā)明實施例二提供的開關電源電路結構圖。

圖8所示為本發(fā)明實施例二提供的開關電源輸出電壓與8位二進制數(shù)字量h1對應關系曲線圖。

圖9所示為本發(fā)明實施例二提供的功放電源自適應調整方法與恒定供電方式的功耗對比曲線圖。

附圖標記說明：1-總電源、2-第一mos管組合開關、3-第二mos管組合開關、4-rms檢幅器、5-低通濾波器、6-8位并口adc采樣模塊、7-與非運算模塊、8-模擬開關電阻網(wǎng)絡9-開關電源、10-功放。

具體實施方式

現(xiàn)在將參考附圖來詳細描述本發(fā)明的示例性實施方式。應當理解，附圖中示出和描述的實施方式僅僅是示例性的，意在闡釋本發(fā)明的原理和精神，而并非限制本發(fā)明的范圍。

實施例一：

本發(fā)明實施例提供了一種測井儀功放電源自適應調整裝置，如圖2所示，包括：

總電源1，用于為整個調整裝置提供電源輸入。

第一mos管組合開關2，通過導通/關斷來控制總電源1是否為開關電源9提供電源輸入。

第二mos管組合開關3，通過導通/關斷來控制總電源1是否直接為測井儀的功放10提供電源輸入。

rms檢幅器4，用于檢測測井儀發(fā)射信號的幅度有效值，并將發(fā)射信號由幅度有效值信號轉化為dc直流電壓信號。

低通濾波器5，用于對dc直流電壓信號進行濾波整流。

8位并口adc采樣模塊6，用于對dc直流電壓信號進行模數(shù)轉換，將dc直流電壓信號轉換成8位二進制數(shù)字信號h1，輸出至8個并行io口上。

與非運算模塊7，用于對數(shù)字信號h1的最高兩位進行與非運算，并根據(jù)運算結果控制第一mos管組合開關2和第二mos管組合開關3的導通/關斷。

模擬開關電阻網(wǎng)絡8，用于根據(jù)數(shù)字信號h1的大小調節(jié)開關電源9的輸出電壓。

開關電源9，用于在模擬開關電阻網(wǎng)絡8的控制下為測井儀的功放10提供適配電源輸入。

rms檢幅器4的輸入端接入測井儀的發(fā)射信號，rms檢幅器4、低通濾波器5、8位并口adc采樣模塊6、模擬開關電阻網(wǎng)絡8、開關電源9以及測井儀的功放10順次連接。與非運算模塊7的輸入端連接于8位并口adc采樣模塊6的8個并行io口，輸出端分別連接于第一mos管組合開關2的輸入端和第二mos管組合開關3的輸入端；總電源1通過第一mos管組合開關2與開關電源9連接，通過第二mos管組合開關3與測井儀的功放10連接。

本發(fā)明實施例中，測井儀的功放10為單電源功放，如果是正負電源功放，則還需要增加一路開關電源作為負電源，其他方面設計一致。

如圖3所示，發(fā)射信號經過濾波調理后輸出至rms檢幅器4，將波形有效值轉換成dc電壓輸出，濾波整流后由8位并口adc采樣模塊6進行模數(shù)轉換，將波形的有效值轉換成數(shù)字信號h1輸出至8個并行io口上。adc采樣率由外部采樣時鐘clk提供，本發(fā)明實施例中為20-100msps。參考基準電壓vref由專門的電壓基準源經過電阻分壓后輸出得到，vref具體值的大小需要經過參數(shù)匹配調試后確定，8個并行io口控制模擬開關電阻網(wǎng)絡8的大小。

如圖4所示，模擬開關電阻網(wǎng)絡8包括一個模擬開關以及8個串聯(lián)的電阻(r2-r9)，模擬開關包括8個通道開關(ch1-ch8)，每個通道開關對應并聯(lián)于一個電阻(例如ch1對應并聯(lián)于r2)，同時與其它7個電阻串聯(lián)。每個通道開關低電平導通，高電平斷開。電阻大小呈二進制遞進關系，即后一級電阻是前一級電阻大小的兩倍；模擬開關和8個電阻共同構成一個可調的電阻網(wǎng)絡rs。該電阻網(wǎng)絡輸出電阻范圍為0-255k，也可以將8位二進制數(shù)字量h1表示成電阻網(wǎng)絡rs，他們的值是相等的，即h1＝rs，正比于發(fā)射信號幅度有效值。

模擬開關電阻網(wǎng)絡8還應當包括與電阻網(wǎng)絡rs串聯(lián)的電阻r1，電阻網(wǎng)絡rs與電阻r1共同構成開關電源9輸出的反饋電阻rhs，用于調節(jié)開關電源的輸出電壓vout。r1的作用是用來消除非線性誤差，因為開關電源9的輸出以及功放10的輸出都與發(fā)射信號幅度存在一定的非線性因素，通過合理的參數(shù)匹配，使得非線性因素得以消除。

如圖5所示，由于開關電源9的輸入與輸出存在0.6v左右的壓降，且開關電源9也存在轉換效率的問題，當功放輸入電源大于31.4v左右時，如果還啟用開關電源轉換就顯得不太合適了，因此功放電源可以直接采用總電源1輸入，將開關電源9關閉。第一mos管組合開關2和第二mos管組合開關3共同控制功放輸入電源由開關電源9提供還是由總電源1提供。

二進制數(shù)字量h1的最高兩位(d6、d7)與非運算操作后控制第一mos管組合開關2和第二mos管組合開關3的導通/關斷，則8位二進制數(shù)字信號h1為192(換算成二進制可以表示為11000000)，作為切換功放輸入電源的控制字，此刻切換功放輸入電源的臨界值電壓可以設置為31v。當數(shù)字信號h1的最高兩位(d6、d7)同時為高電平即數(shù)字信號h1≥192，功放所需輸入電源電壓≥31v時，d6、d7與非計算后輸出的結果為低電平，此時第二mos管組合開關3導通，第一mos管組合開關2關斷，由總電源1為功放10提供電源輸入；否則第一mos管組合開關2導通，第二mos管組合開關3關斷，由開關電源9為功放10提供電源輸入。兩個mos管組合開關任意時刻都不會同時導通，有效地避免了因為開關同時導通可能存在的風險。

同理，電源輸入切換控制字也可以設置成128，即10000000，那么只需用最高位d7來控制兩個mos管組合開關即可。但是因為位數(shù)的減少，使得開關電源9動態(tài)調整輸出的精度下降，刻度等級減少至128，因此，本發(fā)明實施例采用高兩位與非運算操作后輸出控制，提高了電源輸出精度同時也沒有增加硬件難度。

同理，切換功放輸入電源的臨界值電壓也可以設置成小于32v的其他電壓值，具體大小可以根據(jù)系統(tǒng)需要自由設置。

實施例二：

本發(fā)明實施例提供了一種測井儀功放電源自適應調整方法，如圖6所示，包括以下步驟：

s1、檢測測井儀發(fā)射信號的幅度有效值，并將發(fā)射信號由幅度有效值信號轉化為dc直流電壓信號。

s2、對濾波整流處理后的dc直流電壓信號進行模數(shù)轉換，將dc直流電壓信號轉換成8位二進制數(shù)字信號h1，輸出至8個并行io口上。

s3、對數(shù)字信號h1的最高兩位進行與非運算，若運算結果為低電平則進入步驟s4，否則進入步驟s5。

s4、控制第二mos管組合開關導通，第一mos管組合開關關斷，由總電源為功放提供電源輸入，調整結束。

s5、控制第一mos管組合開關導通，第二mos管組合開關關斷，由開關電源為功放提供電源輸入；

s6、根據(jù)數(shù)字信號h1控制模擬開關電阻網(wǎng)絡，調節(jié)開關電源的輸出電壓大小，調整結束。

在步驟s1之前，應當進行必要的參數(shù)計算及公式推導(系統(tǒng)能否正常運行，電路的各項參數(shù)首先得確定好，確定好后才有接下來的各項步驟)。電路參數(shù)匹配主要有3個參數(shù)需要計算出來(vref、r1、rls)，要求出這3個參數(shù)，首先得確定壓降vdrop的大小，本發(fā)明實施例中vdrop取3.2v；其次需要確定切換功放輸入電源的臨界值電壓，本發(fā)明實施例中二進制控制字取值為192(十進制表示)，臨界值電壓取值為31v。

本發(fā)明實施例中計算公式的推導過程如下：

設開關電源的輸出電壓為vout，如圖7所示，則有：

vout＝(rhs+rls)×0.8÷rls(1)

式中rhs表示開關電源輸出的反饋電阻，且rhs＝rs+r1，rls表示分壓電阻，用于與rhs共同調節(jié)開關電源的輸出電源，因此：

vout＝(rs+r1+rls)×0.8÷rls(2)

式中rs表示可調的電阻網(wǎng)絡大小，r1表示用來消除非線性誤差的電阻值大小，本發(fā)明實施例中r1＝16.5k。

與此同時，開關電源輸出vout要比發(fā)射信號幅度vpp要高出一個vdrop，根據(jù)不同功放類型，vdrop一般為3v左右，本發(fā)明實施例為留有一點余地，選用3.2v，方便后續(xù)的參數(shù)計算。發(fā)射信號幅度vpp與經過adc轉換后輸出的8位二進制數(shù)字信號h1成正比，那么公式可以表示為：

h1×k1+vdrop＝vout(3)

式中k1表示線性系數(shù)，可在后續(xù)公式推導中抵消掉，不參與計算。

聯(lián)立公式(2)(3)可以得到：

h1×k1+vdrop＝(rs+r1+rls)×0.8÷rls(4)

整理后得到：

h1×k1＝rs×0.8÷rls+{(r1+rls)×0.8÷rls-vdrop}(5)

由于vdrop＝3.2v，h1＝rs，當h1＝0時，則有：

(r1+rls)×0.8÷rls-vdrop＝0(6)

故有：

r1＝(vdrop-0.8)×rls÷0.8(7)

簡化后得：

r1＝3×rls(8)

同理，將公式(6)代入到公式(4)中簡化得出：

h1×k1＝0.8×rs÷rls(9)

聯(lián)立公式(3)(9)也可以得到：

0.8×rs÷rls+vdrop＝vout(10)

根據(jù)切換功放輸入的臨界值電壓與二進制數(shù)字量h1的關系，由公式(2)得出：

(r1+192)×0.8÷rls+0.8＝31(11)

同理，將公式(8)代入到公式(11)中簡化得出：

rls＝5.525(12)

為了考慮電阻取值方便，最終rls取值為5.5k，則r1為16.5k。

保持功放電源在31v電壓輸入的情況下，調節(jié)發(fā)射信號處于最大狀態(tài)且不失真，發(fā)射信號幅度有效值vpp為27.8v左右，此刻要想adc轉換后的輸出8位二進制數(shù)字量h1為192的話，需要通過調節(jié)adc的參考基準電壓vref來實現(xiàn)，當vref大小確定好后，可由精準電壓源輸出經過2個電阻分壓后得到。最終在電路自動換算處理上，發(fā)射信號幅度有效值vpp與8位二進制數(shù)字量h1對應起來，且rs的大小又等同于h1，兩者與發(fā)射信號幅度有效值vpp成絕對正比線性關系。

如圖8所示為開關電源輸出vout與8位二進制數(shù)字量h1對應關系曲線圖。8位并口adc采樣模塊輸出的8個并行io口所控制的電阻網(wǎng)絡具有256個刻度等級(11111111-00000000)，經計算開關電源輸出的電壓vout范圍為3.34v-40.29v，輸出精度或者線性系數(shù)k1為0.8/5.5＝0.1454545v，該精度完全滿足測井儀器功放電源的需求。由于測井儀總電源一般采用32v電源供電，那么開關電源輸出上限應當小于31.4v，與此同時發(fā)射信號輸出幅度不能過小，這樣會導致最終測量精度下降，功放供電下限應該在6v以上，因此本發(fā)明實施例中，開關電源輸出電壓vout有效區(qū)域在6-31v之間。

同理，當測井儀的總電源不是32v，而是其他電壓如24v、36v、48v時，本裝置一樣可以適用，只需要按照推導公式(11)重新計算一遍電路參數(shù)，其他步驟環(huán)節(jié)不變。

如圖9所示為功放電源自適應調整方法與恒定供電方式的功耗對比曲線圖，由功耗對比曲線可以看出，當功放輸出幅度偏小時，采用本發(fā)明實施例提供的功放電源自適應調整方法可以大大降低功放的功耗，提高了系統(tǒng)效率，降低了系統(tǒng)熱效應風險。當功放輸出幅度越來越大時，兩者功耗曲線逐漸接近。

本領域的普通技術人員將會意識到，這里所述的實施例是為了幫助讀者理解本發(fā)明的原理，應被理解為本發(fā)明的保護范圍并不局限于這樣的特別陳述和實施例。本領域的普通技術人員可以根據(jù)本發(fā)明公開的這些技術啟示做出各種不脫離本發(fā)明實質的其它各種具體變形和組合，這些變形和組合仍然在本發(fā)明的保護范圍內。