用于驅動負載特別是led組件的驅動設備和方法
【專利摘要】一種用于驅動負載，特別是包括一個或者多個LED的LED組件的驅動器設備和對應驅動方法。為了提供更好性能、更好成本效率、提高的功率因數和減少的損耗，提供一種驅動器設備(1，1′，2，2′)，該驅動器設備包括：整流器單元(10)，用于對接收的AC電源電壓(VS)進行整流；負載端子(20)，用于提供驅動電壓(VL)和/或驅動電流(IL)以便驅動所述負載；電容存儲單元(30)，耦合于所述整流器單元與所述負載端子之間，用于存儲由所述整流器單元提供的電能并且向所述負載提供電能；以及橋式切換單元(40)，耦合于所述整流器單元與所述負載之間，用于利用期望的極性將所述電容存儲單元切換到從所述整流器單元到所述負載端子的負載電流路徑中并且用于將所述電容存儲單元從所述負載電流路徑切換出。
【專利說明】用于驅動負載特別是LED組件的驅動設備和方法
【技術領域】
[0001]本發(fā)明涉及用于驅動負載特別是包括一個或者多個LED的LED組件的驅動器設備以及對應的驅動方法。
【背景技術】
[0002]發(fā)光二級管(LED)正在變更照明界。它的高的并且仍然越來越高的發(fā)光功效、它的長壽命、它的小外形規(guī)格、它的低重量、它的堅固性、它的易于制造等為照明產業(yè)形成用于從白熾燈轉向LED燈的推動力。然而LED的非線性(接近指數)1-V曲線、它的低操作電壓(幾個伏特)和它的快速電流到光輸出轉移響應在將從市電電壓(例如115V AC或者230V AC)向燈供電時產生包括光輸出閃爍和電壓失調的許多問題。
[0003]理想地，必須向LED供應直流，因為從電流到光輸出的轉移接近線性。一種解決方案是應用AC-AC轉換器以從市電輸入電壓生成用于LED的DC供應。這樣的轉換器可以用設置輸出電流為規(guī)定的電平這樣的方式來控制。優(yōu)選地，規(guī)定的電平由如下動作改變，這些動作由例如與市電帶電連接和燈串聯連接的調光器執(zhí)行。為了實現功率高效解決方案，一種普遍方式是使用借助(半導體)開關和電感能量存儲部件(比如電感器或者變壓器)構建的開關模式電源。特別地，電感部件增添系統(tǒng)的成本和物理體積。
[0004]如例如在US6989807B2、US7081722B1 或者 US2008/0094000A1 中描述的抽頭式線性驅動器(TLD)概念允許用于LED照明系統(tǒng)的將來市電兼容驅動器的顯著成本減少。由于它的小外形規(guī)格，它適合于集成的LED光源，比如LED改型燈泡和聚光燈而且適合于下照燈模塊。抽頭式線性驅動器概念成本低，因為它避免使用電感開關模式電源。它基于應用高電壓LED。本質上，高電壓LED是多結LED、一串串聯連接的LED，從而高電壓LED正向偏置電壓在LED發(fā)射光時是數十伏特。在抽頭式線性驅動器中，串聯連接若干高電壓LED，并且其中高電壓LED被互連的節(jié)點形成抽頭。根據(整流)市電電壓的瞬時值，向更多或者更少高電壓LED供應電流。
[0005]電流由線性(非開關)電流源供應，該電流源在它的最簡單形式中形成電阻器。根據US6989807B2和US7081722B1，電流由并聯電流源供應，這賦予用于向各種電流源分配不同電流值的選項。根據US2008/0094000A1，與LED串串聯應用單個(恒定)電流源電路而由邏輯電路尋址的多個開關再次將LED旁路。
[0006]所有這些TLD系統(tǒng)具有一個共同缺點:如果(經整流的)市電電壓降至“最短”高電壓LED串的電壓以下，則無光輸出。這發(fā)生于市電AC電壓的過零周圍。例如在W02010/027254A1中提出的解決方案是插入所謂的填入式電容器。將填入式電容器充電到接近經整流的市電電壓的峰值(在市電RMS電壓為230V AC時為+325V)，并且它針對經整流的市電電壓“太低”的時間向LED供應能量，在實踐中，這一時間在某個閾值以下。在該時間期間，反向偏置市電橋式整流器中的二極管，并且填入式電容器根據各種設計參數和選項由LED從接近+325V放電到例如+280V。
[0007]另一缺點是降低的效率。線性電流源將某個數量能量耗散為熱量，其中該數量依賴于在瞬間(整流的)市電與可用LED串電壓抽頭之間的未匹配。由于通常限制抽頭數目(以便為驅動器電路避免很高復雜性和零件計數)，所以這一電壓階躍并且因此未匹配和損耗可能很高從而產生近似80%的驅動器效率。
[0008]在這樣的電路與市電供應支路中的調光器使用時新問題出現。在填入式電容器用來供應能量的時間期間，從市電汲取的電流基本上是零，因為市電橋式整流器中的二極管被反向偏置，并且這可能導致調光器、例如如TRIAC調光器的兩接線調光器內部時序電路的不恰當操作。這樣的調光器被設計用于與白熾燈操作，該白熾燈始終提供導通路徑，因為燈本身是電阻器。一旦(非可調光)LED燈連接到調光器，這一導通路徑未總是存在。在多數情況下，燈電流在市電電壓的過零之前停止流動。這造成未激活或者不正確激活調光器中的功率開關并且導致無光輸出或者不穩(wěn)定光輸出(光閃爍)，這當然是不希望的。
[0009]在功率開關是TRIAC的情況下，如果燈汲取的電流在TRIAC的保持電流以下，則光閃爍也將發(fā)生。在這一情形中，調光器停止導通并且時序電路可以重啟并且再次觸發(fā)TRIAC0這一序列可以重復。這通常稱為“多觸發(fā)”并且也是不希望的。
[0010]添加填入式電容器有助于維持光輸出在市電電壓的過零周圍(閃爍減少)，但是產生調光器的問題，比如多觸發(fā)，因為它的放電電流未通過市電支路。
[0011]一般而言，在固態(tài)照明(SSL)中，即在普通照明中，驅動器的相對成本貢獻有望由于LED成本減少而增加。因此，為了減少總系統(tǒng)在給定的性能水平的成本，驅動器也必須變得更廉價(特別為更簡單和更小)和/或更高效。在LED與驅動器之間的更近聯接仍然將實現高性能。除了成本之外，對于一些國家，也必須滿足某些市電法規(guī)，比如低諧波失真和/或高功率因數。

【發(fā)明內容】

[0012]本發(fā)明的目的是提供一種用于驅動負載、特別是包括一個或者多個LED的提供更加的性能并且更加成本高效的LED組件的驅動器設備以及用于對應驅動方法。進一步的目的是提供功率因數并且減少損耗和輸出光閃爍。
[0013]在本發(fā)明的第一方面中，呈現一種用于驅動負載的驅動器設備，該驅動器設備包括:
[0014]-整流器單元，用于對接收的AC電源電壓進行整流，
[0015]-負載端子，用于提供驅動電壓和/或驅動電流以便驅動所述負載，
[0016]-電容存儲單元，耦合于所述整流器單元與所述負載端子之間用于存儲所述整流器單元提供的電能并且向所述負載提供電能，以及
[0017]-橋式切換單元，耦合于所述整流器單元與所述負載之間用于利用用期望的極性將所述電容存儲單元切換到從所述整流器單元到所述負載端子的負載電流路徑中并且用于將所述電容存儲單元從所述負載電流路徑切換出。
[0018]在本發(fā)明的又一方面中，呈現一種驅動方法，包括以下步驟:
[0019]-整流器單元對接收的AC電源電壓進行整流，
[0020]-在負載端子提供驅動電壓和/或驅動電流以便驅動所述負載，
[0021]-耦合于所述整流器單元與所述負載端子之間的電容存儲單元存儲所述整流器單元提供的電能并且向所述負載提供電能，以及[0022]-耦合于所述整流器單元與所述負載之間的橋式切換單元利用期望的極性將所述電容存儲單元切換到從所述整流器單元到所述負載端子的負載電流路徑中并且將所述電容存儲單元從所述負載電流路徑切換出。
[0023]在從屬權利要求中定義本發(fā)明的優(yōu)選實施例。應當理解，要求保護的方法具有與要求保護的設備和如在從屬權利要求中定義的相似和/或相同優(yōu)選實施例。
[0024]本發(fā)明提供(理論上)無損、高功率因數驅動器，尤其用于市電供電的高電壓LED?？梢圆煌夭僮黩寗悠?。在一個實施例中，驅動器可以在非有損模式中近似地在市電半周期的50%內操作并且很高效地向負載(例如LED或者LED串)供電。在市電半周期的剩余部分內，驅動器可以在已知有損模式中操作。有效地，總損耗可以削減成一半。通過避免由于如在用大的填入緩沖電容器生成接近恒定DC電壓這樣的電源整流的情況下出現的、在(經整流的)電源電壓的峰附近對緩沖電容器進行充電而產生的電流峰來尤其提高功率因數。
[0025]根據本發(fā)明，提出與例如經由例如開關網絡(如全橋)的橋式切換單元將例如電容器的電容存儲單元與將供應的市電電壓轉換成DC電壓的整流器單元串聯連接。另外，橋式切換單元可以將電容器串聯耦合到負載。通過LED和驅動器的負載電流交替地用來對電容存儲單元進行充電和放電并且在電容存儲單元周圍被旁路。以這一方式，負載電流可以在100%的AC電源電壓(例如市電電壓)周期內流動，這有利于與各種類型的調光器恰當操作?？梢杂脴蚴角袚Q單元實施切換電容存儲單元的極性。它的時序適于在電容存儲單元兩端隨時間維持穩(wěn)定平均電壓。
[0026]這里應當注意，提出的驅動器設備一般接收可以由將AC市電電壓(或者任何其它可用電壓)轉換成所需AC電源電壓的任何預處理單元(比如變壓器、逆變器或者調光器)提供的AC電源電壓作為輸入。如果可用AC市電電壓滿足用于作為用于驅動器設備的輸入來使用的準則，則當然也可以有可能直接使用它作為AC電源電壓，情況經常如此。因此，本文無論何處提到“電源電壓”，也可以在某些條件中理解它為“市電電壓”或者在其它實施例中為“經調光的市電電壓”。
[0027]在一個優(yōu)選實施例中，所述橋式切換單元包括并聯耦合的兩個開關路徑的全橋，每個開關路徑包括串聯耦合的兩個開關，其中所述電容存儲單元耦合于所述兩個并聯開關路徑的串聯耦合端子之間，所述兩個開關路徑中的每個開關路徑的兩個開關在這些串聯耦合端子被連接。一般而言，開關可以各自被單獨控制以在期望的模式中操作驅動器設備。
[0028]根據一個簡單實施例，所述電容存儲單元包括單個電容器。備選地，所述電容存儲單元包括并聯耦合的兩個或者更多電容器，并且所述橋式切換單元適于將它們單獨切換到所述負載電流路徑中或者從所述負載電流路徑切換出，例如用于激活期望的數目的電容器并且利用期望的極性將它們單獨切換到所述負載電流路徑中或者從所述負載電流路徑切換出。這允許選擇有效電容并且調整負載電流數量，例如在市電周期期間將電流調整成不同值以便提供平滑的光輸出。
[0029]一般而言，在這樣的一個實施例中，針對每個附加電容器，可以提供如以上提到的四個開關的單獨全橋。然而在一個簡單得多的實施例中，所述橋式切換單元包括用于所有或者一些電容器，優(yōu)選地用于除了第一電容器之外的所有電容器的，每電容器的附加電容器開關是足夠的，該附加電容器開關串聯耦合到它的關聯電容器。備選地，在另一簡單實施例中，所述橋式切換單元包括與全橋的兩個開關路徑并聯耦合的用于所有或者一些電容器、優(yōu)選地用于除了第一電容器之外的所有電容器的、每電容器的附加開關路徑。這些實施例的簡單電容器開關也允許期望設置有效電容以調整負載電流數量。
[0030]優(yōu)選地，驅動器設備還包括耦合于所述整流器單元與所述負載端子之間的電流源。這一電流源在其中電容存儲單元未用于設置電流、但是所述電流源用來在有損模式中限制負載電流、的操作模式中特別有用。
[0031 ] 在一個優(yōu)選實施例中，可以簡單地改變電流經過電容器存儲單元的方向，出于該目的，控制所述橋式切換單元以在經整流的電源電壓的瞬時值高于負載電壓時用第一極性將所述電容存儲單元切換到所述負載電流路徑中并且在經整流的電源電壓的瞬時值低于負載電壓時用與第一極性相反的第二極性將所述電容存儲單元切換到所述負載電流路徑中。
[0032]在一個實施例中，控制所述橋式切換單元以在經整流的電源電壓的半周期期間交替地利用用第一和第二極性將所述電容存儲單元切換到所述負載電流路徑中，尤其是一次、兩次或者四次。經整流的電源電壓的每半周期的偶數次切換允許電容存儲單元的電壓總是為正，這在以上提到的四個開關的全橋用作橋式切換單元的情況下優(yōu)選的。優(yōu)點是單向開關可以用來實施全橋的四個開關，例如單個二極管、單個NMOS晶體管、單個PMOS晶體管等。在電容存儲單元兩端的正電壓允許使用廉價電解質電容器。否則，將需要更大和更復雜的膜電容器。
[0033]在又一實施例中，控制所述橋式切換單元以按照相對于經整流電源電壓的過零的延遲時間控制利用所述不同極性將所述電容存儲單元切換到所述負載電流路徑中的時序。因此，其中橋式切換單元的各種支路導通的階段可以被偏移，即相對于市電周期被延遲或者提前。如何最好地選擇時序依賴于追求哪個目標和應用種類。時間延遲的值可以由反饋和控制機制生成或者可以被預先確定。
[0034]有利地，控制所述橋式切換單元以在電容存儲單元中存儲的電能不應用于向負載供應時將所述電容存儲單元從所述負載電流路徑切換出。在這一時間期間，電容存儲單元既未被充電也未被放電。然而，可以控制切換的時序使得仍然向負載提供足夠的能量。這一操作模式與非有損電流限制組合特別有用。在這一非有損電流限制結束時，電容器可以保持充電到某個電壓電平。將在電容器中保留這一充電直至下一周期的開始以實現啟動輸入電流和/或LED供電。另外，這一實施例的優(yōu)點是減少最大負載電壓與最小負載電壓之t匕，這有助于產生更少輸出光閃爍并且提高功率因數。也可以減少高電壓LED所需數目，這有利于成本減少。另外，電容器電壓的擺幅相對小。這對于相同功率轉化成更小電容器。
[0035]更進一步，在一個實施例中，控制所述橋式切換單元以將所述電容存儲單元充電到預定電壓，尤其是預定初始電容器電壓，以例如在預定下和上電容器閾值電壓內保持電壓位于電容存儲單元之上。這對保證也在初始階段中提供充分電流負載特別重要。也優(yōu)選地相應控制切換的時序以保證這一點。在啟動時，電容器為空。啟動序列的目的是保證將電容器快速充電到大約典型電壓。這意味著直接在接通之后，負載電流可以立即用來對電容器進行充電，但是不能保證立即生成光，為此而要求負載電壓至少與最短LED串的正向電壓一樣大。如果定義啟動序列為在功率接通與獲得均衡的時間之間的時間，則在啟動序列的第一部分期間仍然將無連續(xù)光輸出，而在最后部分期間將有連續(xù)光輸出(但是可能無恰當幅度)。這里理解連續(xù)為意味著“在整個市電半周期內”。
[0036]優(yōu)選地,實施所述開關為雙向或者單向開關,尤其包括一個或者多個PMOS晶體管、NMOS晶體管或者二極管。兩個可替換形式具有它們自己的優(yōu)點并且一般根據期望的應用和實現方式來選擇。當然也可以使用其它元件，比如NPN或者PNP晶體管、IGBT或者其它開關實現方式。
[0037]例如，在實際實現方式中，所述開關由雙向開關實施，并且單向開關由具有公共柵極端子和公共源極端子的兩個反串聯連接的高電壓NMOS晶體管實施。在備選實際實現方式中，在適用時，所述開關由單向開關實施，并且單向開關由例如高電壓晶體管或者二極管的單個晶體管來實施。
[0038]在又一實施例中，控制所述橋式切換單元以切換所述電容存儲單元使得經整流的市電電壓的每半周期的負載電壓的局部最小值基本上相等。在實際實現方式中，例如、優(yōu)選的是負載電壓從未降至為了產生充分光而需要的最小電平以下。這一電平依賴于如何實施LED串加上驅動器負載。例如，如果期望能夠正向偏置至少兩個66VLED串，則需要134V級的最小負載電壓(2*66V和一些電壓余量(例如2V))。由于正向LED串電壓依賴于溫度、電流電平并且也示出產品傳播，所以不能給定絕對電壓電平。備選準則然后將是在至少兩個(或者另一數目)高電壓LED中保證充分電流。另外，這一實施例是電容器的優(yōu)化時序控制從而產生有益于提高電效率的更對稱波形。
[0039]一般而言，為了控制所述橋式切換單元的開關而提供適當控制裝置。所述控制裝置一般由元件，例如由處理器或者專用硬件實施，并且適于執(zhí)行根據相應應用和實現方式而必需的任務，比如測量和比較電壓和/或電流、存儲電流狀態(tài)、在市電電壓的上升斜坡中與在下降斜坡中不同地操作、調整用于對LED串的部分的分流進行啟動的時序、提供連續(xù)輸入電流、調整有效存儲電容，以便平滑光輸出或者諧波等。
[0040]根據本發(fā)明的優(yōu)選實施例，提供有利的開關控制電路和方法，這些開關控制電路和方法減少所述橋式切換單元的橋節(jié)點上的電壓而同時始終保持它們?yōu)檎?，卻未顯著改變用于負載的情形。這些控制方法定義分別在哪些時間瞬間和在哪個序列中切換開關打開和閉合。
[0041]另外，提供開關控制方法，這些開關控制方法允許更大串聯電容器值范圍、產生更少假信號(glitch)、具有與舍相調光器的更好兼容性并且避免對切換式串聯電容器進行過充電以及太高節(jié)點電壓。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0042]將從下文描述的實施例清楚并且參照這些實施例闡明本發(fā)明的這些和其它方面。在以下附圖中:
[0043]圖1示出根據本發(fā)明的驅動器設備的第一實施例的電路圖，
[0044]圖2示出根據本發(fā)明的驅動器設備的第二實施例的電路圖，
[0045]圖3示出用于第一操作模式的示例波形，
[0046]圖4示出根據本發(fā)明的驅動器設備的測試電路的電路圖，
[0047]圖5示出用于第一設置的在測試電路中的電壓的示例波形，
[0048]圖6示出用于第二設置的在測試電路中的電壓的示例波形，[0049]圖7示出用于第三設置的在測試電路中的電壓的示例波形，
[0050]圖8示出用于第四設置的在測試電路中的電壓的示例波形，
[0051]圖9示出用于第五設置的在測試電路中的電壓的示例波形，
[0052]圖10示出用于第六設置的在測試電路中的電壓的示例波形，
[0053]圖11示出用于第七設置的在測試電路中的電壓的示例波形，
[0054]圖12示出用于第八設置的在測試電路中的電壓的示例波形，
[0055]圖13示出根據本發(fā)明的驅動器設備的第三實施例的電路圖，
[0056]圖14示出圖13中所示電路中的電壓和電流的波形，
[0057]圖15示出用于在根據本發(fā)明的驅動器設備中使用的電容存儲單元的實施例，
[0058]圖16示出用于控制圖1中所示驅動器設備的橋式切換單元的實施例中的開關S2和S3的控制信號，
[0059]圖17示出用于圖16中所示控制信號的經整流的電源電壓和所得負載電壓的波形，
[0060]圖18示出用于控制圖1中所示驅動器設備的橋式切換單元的實施例中的開關S2和S3的控制信號，
[0061]圖19示出用于圖18中所示控制信號的經整流的電源電壓以及所得負載電壓和電容器電壓的波形，
[0062]圖20示出圖13中所示驅動器設備的示例實現方式，
[0063]圖21示出圖1中所示驅動器設備的示例實現方式，
[0064]圖22示出作為歸一化電容器電壓擺幅d的函數的歸一化保證電壓X，
[0065]圖23示出在使用第一開關控制方法時的電壓的波形，
[0066]圖24示出在使用第二開關控制方法時的電壓的波形，
[0067]圖25示出在使用第三開關控制方法時的電壓的波形，
[0068]圖26示出用于實施第三開關控制方法的控制電路的一個實施例，
[0069]圖27示出使用第三開關控制方法的各種電壓和邏輯信號的波形，
[0070]圖28示出各種信號的波形，這些波形圖示在使用第三開關控制方法時在前IOOms期間的啟動行為，
[0071]圖29示出在使用第四開關控制方法時的電壓的波形，
[0072]圖30示出第四開關控制方法的狀態(tài)圖，其中按照電壓表述條件，
[0073]圖31示出第四開關控制方法的狀態(tài)圖，其中按照邏輯信號表述條件，
[0074]圖32示出第四開關控制方法的具有附加狀態(tài)的狀態(tài)圖，
[0075]圖33示出用于實施第四開關控制方法的控制電路的一個實施例，
[0076]圖34示出在相對小的串聯電容器值的情況下使用第四開關控制方法的第一變化的各種電壓和邏輯信號的波形，
[0077]圖35示出在相對大的串聯電容器值的情況下使用第四開關控制方法的第一變化的各種電壓和邏輯信號的波形，
[0078]圖36示出在相對大的串聯電容器值的情況下使用第四開關控制方法的第二變化的各種電壓和邏輯信號的波形，
[0079]圖37示出在相對小的串聯電容器值的情況下使用第四開關控制方法的第三變化的各種電壓和邏輯信號的波形，并且
[0080]圖38示出在相對大的串聯電容器值的情況下使用第四開關控制方法的第三變化的各種電壓和邏輯信號的波形。
【具體實施方式】
[0081]圖1示出根據本發(fā)明的用于驅動負載100、特別是包括一個或者多個LED的LED組件的驅動器設備10(也稱為驅動器電路)的第一實施例。所述驅動器設備I包括用于通過對在這一實施例中由耦合到(外部)市電電壓電源300的(外部)調光器200供應的接收的AC電源電壓Vs進行整流來生成經整流的電源電壓Vk的整流器單元10，該市電電壓電源提供市電電壓Vmains。在一對負載端子20提供用于驅動負載100的驅動電壓在整流器單元10與負載100之間耦合電容存儲單元30用于存儲整流器單元10提供的電能并且向負載100提供電能。在整流器單元10與負載100之間耦合橋式切換單元40用于利用期望的極性將電容存儲單元30切換到從整流器單元10到負載100的負載電流路徑中并且用于將電容存儲單元30從所述負載電流路徑切換出。
[0082]在圖1中所示實施例中，整流器單元10由四個二極管D1...D4的全橋二極管整流器實施，電容存儲單元30由單個電容器C實施，并且橋式切換單元40由四個開關S1...S4的全橋電路實施，圍住所述電容器C并且與負載100串聯耦合。另外，為了控制所述橋式切換單元40的開關(并且如果適當和需要則用于控制其它部件)而優(yōu)選地提供控制單元60 (但是未在所有圖中明示它)。
[0083]在圖1中，負載100由簡單電阻器符號代表，但是根據本發(fā)明，任何類型的線性或者非線性負載可以由驅動器設備I驅動。作為非線性負載的示例，圖2示出抽頭式LED串負載100’。所述抽頭式LED串負載100’包括串聯耦合的多個高電壓LED串L1...L6和耦合到所述LED串負載100’的不同節(jié)點(抽頭)的一個或者多個可控電流源J1...J3。這些可控電流源J1...J3保證根據負載電壓\的瞬時值向所述多個高電壓LED串L1...L6中的更多或者更少高電壓LED提供電流。這賦予用于向各種電流源J1...J3提供不同電流值的可能性。另外，在這一實施例中，在可變電阻器400和電容器500的并聯電路提供電源電壓Vs，該并聯電路并聯耦合到市電電壓電源300和調光器200的串聯耦合。
[0084]在這些實施例中，向負載100或者100’供應的負載電壓\是市電橋式整流器10生成的整流電源電壓Vk與能量存儲電容器C和橋式切換單元40生成的(切換)串聯電容器電壓V。之和。在原理上，閉合開關S1和S4或者閉合開關S2和S3,或者閉合開關S1和S3或者閉合開關S2和S4。未認為開關S1和S2或者開關S3和S4的同步閉合對于正常操作有用。只要電流流過負載100，它也流過市電全橋式整流器10。只要它的值在調光器保持電流以上，調光器觸發(fā)問題得以避免并且無需(如例如在W02011/013060A中描述的)泄流器。應當以負載電流L可以在100%的時間內、因此也在市電電壓的過零期間繼續(xù)流動這樣的方式控制橋式切換單元40的時序。這要求負載電壓'保持于抽頭式線性驅動器串的最小串電壓以上，該最小串電壓例如是48V或者64V。以這一方式，LED將在100%的時間內生成光，這有利于光閃爍減少。
[0085]雖然可以用負載電流在負載電壓在最小串電壓以下時繼續(xù)流動這樣的方式設計負載100，但是一般未認為這有用，因為如此不能生成光輸出從而造成光閃爍。這特別與大型的大電容器組合更是如此。在無損版本中與小電容器組合而且在上電之后立即實現電流流動從而短接負載是有用的。
[0086]在圖3中示出用于圖2中所示驅動器設備I的實施例的示例一組波形。經整流的電源電壓Vk實現峰值230V* V 2 = 325V。圖3還示出驅動器設備I的實施例可以實現的負載電壓'和LED L1..上6的串電壓V_?？梢娭辽僖粋€高電壓LED總是導通并且發(fā)射光。因此向上至四個高電壓LED供電。將在下文中提供更多細節(jié)。
[0087]如可見的那樣功率因數得以提高。假設恒定電流負載，輸入電流波形類似于交變方波。由于電容器充電和放電電流等于負載電流，所以又一優(yōu)點是顯著減少輸入電流波形中的重復峰,這有利于TRIAC調光器。
[0088]將參照圖4中描繪的測試電路更具體說明操作。在這一示例中，負載由具有固定值Jl的電流源110代表。假設調光器不存在。假設市電電壓Vmains為230V RMS、50Hz。假設負載電流叉為50mA。在這一恒定電流示例中，橋式切換單元40需要用50%占空比來切換以保持平均電容器電壓\隨時間恒定。
[0089]假設需要重復波形，可以選擇每電源半周期切換橋式切換單元40多少次。為了簡化這里提供的說明，以下說明將限于每電源半周期切換一次或者兩次或者四次。
[0090]參照圖4，在第一示例中，假設每電源半周期，即每5ms，切換橋式切換單元40兩次。假設串聯電容器C具有值10yF。電容器電壓擺幅然后是AVe = JjAt/C =50mA*5ms/10y F = 25V。在選擇平均電容器電壓為100V并且在& = 2.5ms和在t2 = 7.5ms切換橋式切換單元40(產生50%占空比)時，電壓將如圖5中所示。
[0091]圖5示出經整流的電源電SVk、電容器電壓Vc和負載電壓初始地，電容器C在市電電壓的過零周圍由負載電流放電。由于選擇平均電容器電壓如100V—樣高，所以最小電容器電壓仍然是Vamin = 87.5V。在= 2.5ms切換橋式切換單元40，并且從那時起，電容器C由相同負載電流充電直至在t2 = 7.5ms再次切換橋式切換單元40。因此在經整流的電源電壓的峰值周圍對電容器C充電。在這些境況之下，最小負載電壓是在市電過零時獲得的vl, mm = 100V。最大負載電壓是超過峰市電電壓的Vumax = 343V。直接在t2 = 7.5ms的切換之后獲得該最大值。
[0092]通過延遲時序略微超過+0.5ms，波形改變成圖6中所示波形。最小電容器電壓現在略微減少成Vamin = 85V，而最大電壓已經減少成110V，因此平均電容器電壓已經略微減少成97.5V。在這些境況之下，最小負載電壓是直接在t2 = 8ms的切換之前獲得的Vumin =81.2V。最大負載電壓是再次超過峰市電電壓的Vumax = 348V。直接在& = 3ms的切換之前獲得該最大值。
[0093]如果初始電容器電壓隨后改變成120V，則波形改變成圖7的波形。最小電容器電壓現在改變成Vamin = 105V。在這些境況之下，最小負載電壓是直接在t2 = 8ms的切換之前獲得的Vumin = 61.2V。最大負載電壓是再次超過峰市電電壓的Vumax = 368V。直接在h=3ms的切換之前獲得該最大值。
[0094]一般而言，例如在驅動器設備在很長時間內未連接到電源電壓時，初始電容器電壓將最可能是(接近)零伏特。在電容器無電荷或者可忽略不計或者太少的電荷時，提出的本發(fā)明的主要思想難以實現，這是保證在整個電源周期內向負載供應充分高負載電壓，以便能夠在整個電源周期內生成光，并且保證電源電流在整個電源周期內生成流動(以及其它調光器兼容性)。因此優(yōu)選地添加啟動序列。
[0095]在啟動序列中，在電容器周圍的在切換單元中的各種開關的時序不同于在達到均衡中的序列。初始地，選擇開關時序使得對電容器進行充電比放電更多直至電容器電壓高到足以在整個電源周期內生成光輸出。這意味著其中閉合開關S1和S4的各種充電周期例如通過初始地完全省略放電模式來初始地延續(xù)比其中閉合開關S2和S3的放電周期更長。
[0096]也可以選擇時序和初始電容器電壓使得電容器電壓的每電源半周期的三個局部最小值如圖8中所示相等。最小電容器電壓現在改變成Vamin = 103V。在這些境況之下，最小負載電壓是Vumin = 114.4V，每電源半周期出現三次:直接在& = 2.327ms的切換之后、直接在t2 = 7.327ms的切換之前和在市電電壓過零時。最大負載電壓是Vumax = 370V，其超過峰市電電壓。
[0097]以上給出的示例清楚地示出(除了在市電電壓不存在時或者在它存在時直接在啟動之后的情形之外)，負載電壓從未獲得零值。可以選擇最小值為至少數十伏特。在另一方面，顯著超過市電峰電壓的負載電壓的最大值無吸引力，因為它可能需要額外高電壓LED以保持功率效率充分高并且這增添成本。
[0098]每電源半周期切換兩次允許電容器電壓總是為正，這對于實施橋式切換單元40有吸引力。開關S1...S4優(yōu)選地需要單向電壓阻塞能力。例如，可以用高電壓二極管實現S1和S4?？梢杂寐勲妷篘MOS晶體管實現開關S2,并且可以用聞電壓PMOS晶體管實現開關S3。
[0099]如以上說明的那樣，可以進行選擇以每電源半周期切換圖4中所示橋式切換單元40僅一次。這意味著在50Hz市電頻率在IOms期間對電容器進行放電并且在下一 IOms期間對電容器進行充電。對于半個電源周期的持續(xù)時間(在50Hz為IOms)，負載電壓\是經整流的市電電壓Vk減去電容器電壓V。，并且在下一 IOms期間，負載電壓八是經整流的市電電壓\加上電容器電壓V。。為了保證在各種電源半周期中的波形相同，電容器電壓按平均而言優(yōu)選地是零。這相對于每電源半周期切換橋式切換單元40偶數次的情況是重要不同，其中可以自由選擇平均電容器電壓。一般而言，每電源半周期切換奇數次并且要求在各種電源半周期中的波形相同造成要求電容器電壓按平均而言為零。
[0100]按平均而言為零的電容器電壓對于實現橋式切換單元40更少有吸引力，因為開..S4優(yōu)選地需要雙向電壓阻塞能力。開關S1...S4優(yōu)選地是四象限開關并且可以例如
使用兩個反串聯連接的高電壓NMOS晶體管(公共柵極和公共源極)來實現。由于復雜性比在其它情況下更高一些，所以這比用分立部件來實現更好地適合于單片集成。
[0101]然而，很有可能的是平均電容器電壓是(接近于)零。它對于實現橋式切換單元更少有吸引力，因為開關然后需要雙向電壓阻塞能力，這意味著它們應當能夠在端子兩端的電壓為正時非導通而且在端子之間的電壓為負時也是非導通。在電力電子裝置中，這通常被描述為四象限開關?？梢岳缡褂脙蓚€反串聯連接的(例如NM0S)晶體管(公共柵極和公共源極)來實現這樣的雙向或者四象限開關。由于具有控制電路裝置的雙向開關的復雜性高于(可以用單個晶體管實現的)單向開關的復雜性并且占用比單向開關更大的有源硅面積(為了實現在開關端子之間的相同等效接通電阻，雙向開關實現需要四倍的有源硅面積)，所以其中需要雙向開關的情況比用分立(單獨)晶體管來實現更好地適合于單片集成。
[0102]為了保證數十伏特的最小負載電壓，可以理解電容器C具有比先前情況(IOyF)低得多的值。在以下示例中，選擇值2.2yF。由于電容器電壓的交變極性，所以電容器C不能是電解質類型，因此優(yōu)選地選擇非電介質類型，如例如一般具有比電介質電容器更長的壽命的膜電容器。[0103]在2.2μ F，電容器電壓擺幅是 AVc = JL*At/C = 50mA*10ms/2.2μ F = 227V。圖9示出在每電源半周期中在A = 7.5ms切換橋式切換單元40并且平均電容器電壓是零時的波形。最小電容器電壓是Vamin =-114V，并且最大電容器電壓是Vamax = 114V。初始地，電容器C由50mA負載電流込放電。在h = 7.5ms切換橋式切換單元40之后，電容器C由相同負載電流L充電直至在半個電源周期，之后在t1 = 17.5ms再次切換橋式切換單元40。在這些境況之下，最小負載電壓是在市電電壓過零時的Vumin = 56.8V。最大負載電壓是超過峰市電電壓的Vumax = 344V。它是直接在& = 7.5ms的切換之后獲得的。
[0104]在時序被延遲Ims至& = 8.5ms時,波形改變成圖10的波形?，F在最小負載電壓是直接在h = 7.5ms的切換之前獲得的Vumin = 45V。最大負載電壓是未超過峰市電電壓的 \,max = 299V。它在 t = 4.3ms 獲得。
[0105]也可以選擇時序使得電容器電壓的每電源半周期的局部最小值相等。為了在以上給出的示例中實現該目標，必須在h = 8.088ms切換橋式切換單元40,并且電壓將如圖11中所示。最小負載電壓是直接在h = 8.088ms的切換之前并且在市電電壓過零時獲得的Vumin = 70.0V。最大負載電壓是未超過峰市電電壓的Vumax = 297V。它在& = 8.088ms獲得。
[0106]假設高電壓LED在込=50mA時的串電壓是Vmi = 65V，可見以上圖11的負載電壓波形允許至少一個高電壓LED在100%的時間內發(fā)射光，如示出LED的串電壓Vm的圖12中所示。可見至少一個高電壓LED總是導通并且發(fā)射光。因此向上至四個高電壓LED供電。在負載電壓\與LED串電壓Vmi之間的(總是為正)差值是用于偏置50mA電流源的電壓Vcs。
[0107]在以上提供的兩個示例中，每電源半周期切換一次或者兩次，假設負載電流恒定。這使計算和制作示例圖變容易，但是應當注意，根據本發(fā)明它完全是不希望的，但是負載電流也可以變化。
[0108]另外以上也假設無調光器存在，但是這根據本發(fā)明也是不希望的。恰好相反，本發(fā)明有利地服務于通過保證在100%的時間內負載電流由其中連接調光器的市電支路導通來避免調光器的問題，比如TRIAC調光器的多觸發(fā)，并且保證負載電流超過調光器的保持電流。
[0109]多數調光器在前沿中或者在后沿中削減市電電壓波形的相位以便對光輸出進行調光。對于LED燈，這意味著必須操作電流被減少。由于全波整流調光電源電壓Vk可用，所以電路可以使用該舍相輸入電壓并且與輸入波形的計算的RMS內容(或者平均內容或者相似內容)成比例地輸出電流設置。備選地，可以實施其它調光特性，這些調光特性描述從調光器舍相角度到負載電流設置或者輸出功率設置的轉移。
[0110]也應當注意，需要適配橋式切換單元40的時序以便應對傳導非恒定電流的負載或者當在市電支路中連接調光器時適配該時序。
[0111]如以上說明的那樣，根據本發(fā)明的一個方面，提出一種切換式電容電流限制方法。電容器或者更一般為電容切換單元可以被切換到負載的電流路徑中。經由周圍的開關(例如，借助CMOS雙向模擬開關IC或者用分立MOSFET或者雙極晶體管來實施)，可以設置電容器的有效極性為正或者負或者可以將電容器旁路。在電源電壓的瞬時值高于負載電壓時，過量電壓用來對電容器進行充電。在電源電壓的瞬時值低于負載電壓時，用相反極性連接(先前充電的)電容器，因此升高電壓使得可以操作負載。電容器可以例如在不希望改變經由電容器的負載電壓時被旁路。與正常使用的有損電流限制比較，使用電容器以存儲和釋放過量電壓(和能量)提高總系統(tǒng)的效率。
[0112]圖13示出根據本發(fā)明的驅動器設備2的另一實施例的框圖。這里作為負載而使用具有可變正向電壓的LED串(這里由抽頭式LED串代表，該抽頭式LED串具有由開關S5、S6控制的1、2或者3個串聯LED L1、L2、L3)。雖然單個LED符號用于L1'L2、L3，但是可以有用來實現L1、L2、L3中的任何LED的串聯或者并聯連接的多個單獨或者集成LED結。為了在設置負載電壓時的更高自由度，可以使用用于分流LED L1并且可選地將負載電壓控制為'=O的第三開關。另外，除了驅動器設備I的實施例之外，還在整流單元10與負載100之間串聯提供附加電流源50。這一布置允許:
[0113].在閉合S1和S4時經過電容器C在一個方向上驅動LED電流込，
[0114].在閉合S2和S3時經過電容器C在相反方向上驅動LED電流Iy并且
[0115].通過閉合開關S4、S3或者SyS1由電容器C傳遞LED電流Iy而電容器C未接收任何充電或者放電電流；這一狀態(tài)在未使用切換式電容器C、但是電流源50在有損模式中用來限制LED電流時特別有用。電容器C保持充電(即讓一些能量被存儲用于下一升壓階段)而負載電流k由該布置傳遞。
[0116]與込經過電容器C的方向一起，也設置驅動器設備2中的電容器電壓的有效極性。電容器C可以“添加”或者從總回路“減去”它的電容器電壓。
[0117]在電源電壓周期期間，電源電壓Vs的絕對瞬時值在多數的時間內不等于負載電壓'(由LED負載正向電壓實現)。在有損線性驅動器中，可以選擇造成'低于電源電壓的絕對瞬時值的LED負載設置，并且電壓差可能在有損電流源/電阻器兩端下降。例如，圖12示出電壓Vcs，該電壓在另一實施例中是在電流源兩端的電壓降。這一電壓降在很大程度上確定驅動器中的損耗。應當注意，從其獲得圖12中的波形的系統(tǒng)已經包含電容切換單元，但是這是以與在現在描述的實施例中不同的方式設置尺度和控制的。
[0118]在引入極性可切換電容器C時，這一電容器C可以用來“消耗”電壓差。由于電容器C可以存儲能量，所以在以后時間點，電容器C可以向負載“釋放”它的電壓和能量。與有損電流源50對照，電容器C具有更好效率并且也可以升高電壓。只要電流由電容器限制成比電流源50的實際上當前編程的電流電平更低的值，電流源50將留在飽和模式中。然后，將無在電流源50兩端的顯著電壓降并且將無與該電流源關聯的顯著損耗。
[0119]在以適當方式在消耗與釋放狀態(tài)之間切換時，可以控制負載電流IJ使得電流源50無需限制電流)，并且可以從經整流的電源電壓波形向負載100供電而至少在部分的時間內實質上無損耗。特別是在電源電壓的上升斜坡(從每個半周期的O到接近90° )期間，可以使用電容器C作為用于負載100的主要“無損驅動器”。對于周期的其余部分，電容器C被旁路，并且正常(有損)電流源50控制/限制負載電流II。
[0120]備選地，通過使用具有可選電容的電容器單元，一個電容設置可以用于非有損驅動模式而不同電容設置可以用于根據本發(fā)明的前述實施例的操作模式。[0121]當在完整電源周期內平均時，在時間的?50%內無損驅動器可以活躍而在時間的?50%內使用“正?！庇袚p驅動器。
[0122]通過使用如圖20中所示仿真電路來計算根據本發(fā)明的驅動器設備的行為，該圖描繪圖13中所示驅動器設備2的示例實現方式2’。在這一實現方式中，齊納二極管Dl...D6對高電壓LED串進行建模。在這一實現方式中，電壓源Vl控制第二 LED段(D3，D4)的按時間驅動的分流，電壓源V2控制第三LED段(D5，D6)的按時間驅動的并接。在這一示例中未對第一段(Dl，D2)進行分流?？蛇x地，又一電壓源也可以控制這一 LED段的分流。電壓源V3產生初始重置條件(用于開始仿真)。壓控電壓源B4是比較電容器電壓與更低閾值(約為零伏特)的比較器。如果電容器電壓降至更低閾值以下，則B4生成高輸出信號從而設置鎖存器Al。壓控電壓源B3是比較電容器電壓與更高閾值(約為0.5Vseg，Vseg是LED段電壓)的比較器。如果電容器電壓升至更高閾值以上，則B3生成高輸出信號從而重置鎖存器Al。鎖存器Al用來存儲切換狀態(tài)。鎖存器輸出Q和反相鎖存器輸出/Q控制圍繞電容器的開這里使用的開關S1...S4是理論(仿真提出的)開關。在物理實現方式中，不同類型/數目的開關和不同驅動(除了邏輯鎖存器之外)將足夠了或者是需要的。
[0123]如圖20中所示，在這一實現方式中，可編程(壓控)電壓源已經用于控制開關(用于電容器開關以及用于調整LED串的長度)。例如，邏輯門可以用來通過簡單電壓監(jiān)視來控制電容器開關S1...S40 一旦在電容器C兩端的電壓接近零或者等于LED正向電壓階躍的一半，信號源中的任一信號源發(fā)出信號并且存儲元件改變它的狀態(tài)，從而控制開關使得電容器以反轉電容器的有效極性這樣的方式切換。電容器C被放電盡可能深。在再充電期間，對電容器C進行充電直至它已經達到下一段的正向電壓的50 %。在這一充電模式期間，有效電容器電壓為負。直接在已經達到50%之后，反轉電容器C，從而開始放電，并且有效電容器電壓為正，而且同時通過增加待供電的LED結的數目(例如在抽頭式串中，這是經由打開分流開關S5、S6來完成)來增加LED的正向電壓。
[0124]例如，當在從一個LED段轉變?yōu)閮蓚€LED段期間關注總的整流的輸入電壓Vk時:
[0125]t <充電結束:IVseg-Vc
[0126]t >充電結束:2Vseg+VC。
[0127]當在V。= l/2Vseg期間執(zhí)行切換動作時，這將是平滑轉變。
[0128]在圖14A、B、C中繪制在市電電壓的上升斜坡(對于50Hz市電電源電壓意味著前5ms)期間的一些信號跡線。電容器電壓V?？偸菫檎?但是由于開關，電容器C的有效電壓Vaeff也可以為負。在電源周期開始時，經整流的電源電壓％低于最低LED串電壓'(這里為66V)，因此設置電容C以升高電壓。一旦經整流的電源電壓是40V，經整流的電源電壓與電容器C中的剩余電荷(來自先前周期)之和足以達到66V電平并且允許經過由齊納二極管D1、D2建模的LED段的電流流動。電容器C被放電并且在3V反轉電容器極性，從而現在電容器電流Ic流過至少一個LED結從而產生光。在將電容器C充電到LED串電壓的階躍的近似一半時，再次反轉電容器C(現在產生有效電容器電壓的階躍)，并且設置LED串為更高電壓(兩段，'=132V)。同樣，純整流的電源電壓不足以驅動LED，但是用來自電容器C的升高電壓可以驅動兩段。在添加與減去電壓之間的在充電與放電之間的這一切換針對LED分段的數目在電源電壓的上升斜坡內重復(這里，僅三段和減少的156V的RMS市電電壓用來使仿真和說明變容易)。
[0129]LED中的電流(并且因此也有市電電流)具有一些調制、但是無相對于市電電壓的大相移。這實現高功率因數。利用電容器C的正確設置，可以將輸入電流波形調諧成期望的值。在任何時間點，有損電流源50可以用來設置更低電流(在電容器C就位時)或者更聞電流(在將電各器C芳路之后)。
[0130]很寬輸入電流波形(意味著電流在電源周期的大部分內流動)(在原理上)有益于與現有舍相調光器組合的電路的可調光性。
[0131]電容器C中的電流與電壓Vc的時間導數(電壓Vc隨時間的改變)成比例。在過零旁邊，電源電壓的時間導數很高，因此電容器C設置的電流也很高。在電源電壓的峰周圍，時間導數很低，因此電容器電流降至更小值。作為結果，用于LED的操作電流也改變?？赡苷б谎劭磥硐袷侨秉c的方面顯現為電路的益處:在過零旁邊，LED串很“短”，因此僅能串聯連接很少結。因此，高電流與低電壓相乘從而產生某個功率并且最終產生光。在電源電壓更高時，可以操作更多LED段、但是僅用更小電流。減少的電流現在是有益的，因為與高電壓相乘的相同高電流將產生更高功率和更多光。因此，電流的調制有點有助于平滑光輸出。
[0132]由于在電容器兩端的電壓改變，所以這將產生由電容器的大小/值和電容器電壓改變速率定義的電流流速。利用固定電容器值和固定LED段電壓階躍，將實現可能未與市電諧波法規(guī)兼容的固定輸入電流形狀。此外，LED生成的光數量由電容器的值確定。很不可能的是固定一組控制參數和電容器大小將同時滿足諧波和光輸出要求?？梢愿淖兛刂?也可以與不等LED段組合)以將切換時刻移位到更早或者更晚時間點以應對某些諧波，但是電流電平本身更主要受電容要求。因此，電容器值在操作期間的改變可以用來讓更高或者更低電容在需要時可用。作為示例:向LED的功率遞送(并且因此在一階近似中也為LED生成的光)不會在具有固定電容值的操作期間穩(wěn)定。在0°周圍和在90°周圍增加電容可以升高功率，以在一些程度上使光均衡。
[0133]借助全橋實現橋式切換單元40具有如下益處，該益處為電容器電壓可以總是具有相同極性，因此可以使用無極性電容器類型，并且可以例如借助CMOS模擬開關IC實現電路，其中在電源端子連接電容器。電容器或者電容器切換級的串聯連接當然也是可能的，例如在希望限制每電容器或者每開關的最大電壓應力的情況下。
[0134]以上示例是用抽頭式線性串，但是根據本發(fā)明的驅動器設備的適用性不限于此。對于其它驅動概念，可以使用相同驅動。
[0135]在無損電容驅動期間(在電源半周期的前一半中)，電容器C的值和整流的電源電壓Vk的時間導數確定負載電流L為了具有對負載電流込的甚至更好控制，可以并聯使用多個電容存儲單元或者一個具有多個(至少兩個)電容器的電容存儲單元。通過選擇有效電容，可以調整負載電流L的數量以例如在調光期間減少電流。如以上提到的那樣，甚至可以在電源周期期間調整激活的電容器的數目以例如在某些相位角實現功率升高。通過去激活電容器在任何時間點減少電流是有可能的。用于增加的電流遞送而無損激活電容器在電源周期期間也是有可能的，因為如圖14A中所示用比市電電壓更高的速率循環(huán)電容器電壓:存在其中有源電容器的(可變)電壓與先前未激活的電容器的任何(靜態(tài))電壓相等的多個時間點，因此可以再次激活(并聯連接)它們而未均衡電流。
[0136]作為示例，將提供如圖13中所示驅動器設備2的實施例的操作的更具體描述。這一實施例基于用高效率匹配可用的整流的電源電壓與LED負載電壓?？梢园床襟E調整負載電壓。例如可以有可能用向LED (的部分)供應30V或者60V。輸入電壓是整流正弦波。
[0137]操作和描述始于市電電壓過零(Vs = O)、電容器放電(Vc = O)。
[0138]-Vs = O:使完整LED串分流，因此負載電壓是零?？刂崎_關使得在“極性I”連接電容器。
[0139].Vs > O:輸入電壓將上升。電容器將被充電到輸入電壓值。\ = Vs-Vc = O (LED被分流)-> Vc = V5O
[0140].Vs = 15V:電容器電壓是Vc= 15V。去激活最低LED段的分流，因此八=30V?？刂崎_關使得用相反極性連接電容器。
[0141]Vl = Vs+Vc = 15V+15V = 30V，將向 LED 段供電。
[0142]-Vs > 15V =LED的正向電流將充當用于電容器的放電電流。同時，輸入電壓增加。輸入電壓增加和電容器電壓減少將抵消，因此\保持于30V。
[0143].Vs = 30V:將電容器放電到0V。進一步放電將產生負電壓。再次反轉電容器極性。由于\ = 0，所以將對瞬時LED電流無影響。
[0144]-Vs > 30V:利用進一步增加的輸入電壓，電容器將被充電到在Vs與八之間的電壓差(確切地如同在Vs > O之前，不同在于現在\ = 30V而之前由于分流的LED而' =O)。
[0145]電容器將被充電。
[0146].Vs = 45V:電容器電壓是Vc= 15V。去激活下一 LED段的分流，因此Vl = 60V?？刂崎_關使得用相反極性連接電容器。\ = Vs+vc = 45V+15V = 60V，將操作LED。
[0147]*VS > 45V:LED的正向電流將充當用于電容器的放電電流。同時，輸入電壓增加。輸入電壓增加和電容器電壓減少將抵消，因此\保持于60V。
[0148]以相同方式，操作繼續(xù)。
[0149]作為一種控制法則，在相等LED段電壓的情況下(例如Vseg = 30V, Vl = n*Vseg:n=0 — VL = 0，n = l— Vl = 30V, η = 2 — Vl = 60V,..)，操作如下:
[0150].測量整流的輸入電源電壓Vk。
[0151].設置LED負載為與輸入電壓最佳匹配的正向電壓設置:
[0152]n = round (Vs/Vseg)。
[0153].計算所需有效電容器電壓Vc,eff = VK_n*Vseg。
[0154]有效電容器電壓將是-0.5Vseg ( Vcjeff ( 0.5Vseg。
[0155]?根據Vaeff的符號設置開關(不同:V。是電容器的電壓，而Vaeff是電容器根據極性(=周圍開關的狀態(tài))而產生的有效電壓)。
[0156]如以上提到的那樣，開關在這一實施例中優(yōu)選地為單極/雙向開關。電容器電壓總是為正，但是改變用來與LED串聯連接電容器的極性。然后，在電容器周圍的開關可以是單向的。將有可能將兩個極性用于電容器電壓(在電容器類型允許這一點的情況下)，因此從+0.5Vseg跨越O到-0.5Vseg循環(huán)電容器。然后，開關將必須阻塞正和負電壓。通常，這需要更多工作(可能需要兩個物理開關以實現一個雙向開關)并且因此更少優(yōu)選。
[0157]為了使用多個電容器，有可能、但是無需讓四個開關用于每個電容存儲單元。備選地，可以如圖15A中所示使用每附加電容器C2、C3的另外的開關S7、S8，該圖描繪橋式切換單元41和電容存儲單元31的另一實施例，該電容存儲單元包括并聯耦合的三個電容器Cl、C2、C3和兩個附加開關S7、S8。在圖15B中示出橋式切換單元42的另一實施例，其中與電容器Cl串聯提供第三附加開關S9。
[0158]另一選項是如圖15C中所示復制橋式切換單元的僅一半，該圖描繪橋式切換單元43的另一實施例，該橋式切換單元包括四個附加開關SpSpSpS3，，和電容存儲單元32，該電容存儲單元包括并聯耦合的三個電容器Cl、C2、C3。雖然圖15B中描繪的解決方案需要更多開關，但是這由于可以有可能與現有四個開關SpS2、S3、S4共享電平移位邏輯而仍然可以更好、更廉價和更小。
[0159]使用如以上說明的所有三個操作模式(對電容器進行充電、對電容器進行放電和將電容器旁路)可以實現甚至更有吸引力的波形。以下示出這樣的波形的示例。圖21示出如圖1中所示驅動器設備I的示例實現方式I’。在這一實現方式中，驅動器設備I’由正弦230V50HZ AC電壓源300供電。開關S1和S4由二極管DSl和DS4實施，并且開關S2和S3由PMOS晶體管PS2、PS3實施。每個開關優(yōu)選地具有它自己的分別由單獨電壓源VS2、Vs3生成的時序。已經為電容器C選擇相當大的值100 μ F。
[0160]圖16示出用于開關S2和S3的示例控制信號。如圖16Α中所示所示，從O到1.476ms和從(lOms-1.476ms) = 8.524ms到IOms閉合開關S2,重復波形。如圖16B中所示，從
3.524ms 到(10ms-3.524ms) = 6.476ms 閉合開關 S3,重復波形。
[0161]在圖17中示出經整流的電源電壓Vk和負載電壓在放電期間，電容器電壓Vc將減少。這在市電電壓的過零周圍發(fā)生。在充電期間，在經整流的電源電壓Vk的峰周圍，電容器電壓V。將增加。在充電與放電模式之間，電容器C既未被充電也未被放電，因為橋式切換單元40被置于直通連接或者電容器旁路模式中。
[0162]由于已經選擇電容器C的值100 μ F相當大,所以電容器電壓Vc幾乎未改變:在圖17的示例中，它是接近恒定的145.5V。在整個電源周期內這樣實現的最小負載電壓在230V的市電RMS電壓處為145.5V。
[0163]實際串聯電容器具有低得多的值以節(jié)省成本和體積。對于電容器值2.2 μ F，已經如圖18中所示適配開關的時序而目的為保證負載電壓盡可能大。在這一示例中，如圖18Α中所示，從O到1.42ms和從(lOms-1.42ms) = 8.58ms到IOms閉合開關S2,重復波形。如圖18B中所示，從2.84ms到5.68ms閉合開關S3,重復波形。
[0164]圖19示出用于這一實施例的負載電壓經整流的電源電壓Vk和電容器電壓Vc的波形。在均衡中，電容器電壓V。在兩個值之間(在這一情況下在108V與172V之間)擺動。相對于圖17中所示結果，最小負載電壓已經有點減少成大約140V。
[0165]在負載是抽頭式線性LED驅動器時，圖16和18 二者的負載電壓\高到足以在整個電源周期內向兩個串聯64-V LED串供電，而可以在電源周期的部分內向第三和第四高電壓LED串供電。這些高電壓LED串的正向電壓也可以是64V，但是必須強調它們無需必然等于第一和第二 LED串的正向電壓。
[0166]在以上示例中，最小電壓在整個電源周期內約為140V。因此不再有必要具有在第一與第二64V LED串之間的抽頭。取代第一和第二64V LED串，也可以備選地使用單個128VLED 串。
[0167]在圖8中，其中相應開關導通的階段相對于圖7在時間上被移位0.5msο在圖16至19中所示波形中，其中開關導通期間、即其中控制信號具有12V值期間，向右(延遲)或者向左(提前)移位一點。如何最好地選擇時序依賴于追求哪個目標。該目標可以是保證負載電壓的所有局部最小值彼此相等(如例如圖8中所示)。然而，其它目標也可以被追求并且例如對保證在電源半周期內的最小電壓高到足以保持至少兩個串聯連接的64V LED串(或者單個128V LED串)在整個電源周期內被供電是有價值的。這具有其它局部最小值然后將高于全局最小值這樣的結果?？梢酝ㄟ^仔細控制其中橋式切換單元中的各種開關導通/非導通的階段來實現這樣的目標。
[0168]選擇在圖16和18的以上示例中選擇的時序使得最小負載電壓在整個電源周期內大約相等。然而，有用于控制或者確定時序的多得多的方式。
[0169]以上描述的實施例基于相同總體思想。操作和功能依賴于部件選擇和或開關的控制/使用。另外，實施例可以在效率、閃爍和與調光器(比如基于TRIAC的前沿調光器或者后沿調光器)的兼容性、電容器的大小/值上以及在其它實施細節(jié)(比如雙向或者單向開關，這與IC集成有牽連)上不同。但是一般而言，所有實施例涉及實現高功率因數、市電電流的低諧波失真、光輸出的低閃爍。另外，實施例可以與除了示例所示負載之外的負載、甚至除了固態(tài)LED照明之外的負載使用。
[0170]以上描述的實現方式使用不能容易地單片集成的電容器值。典型可集成具體電容器值是每Imm2硅面積為InF，這需要MM (金屬-絕緣體-金屬)電容器的IC技術選項。在電容器上的電壓超過集成高密度電容器上的可允許電壓20...25V。然而一般而言，是否可以單片集成電容器依賴于架構選擇、電流電平等。
[0171]在各種實施例之間的不同主要由歸因于對功率效率提高、閃爍減少、調光器兼容性、市電電流諧波失真、電容器值和電容器電壓選擇以及其它方面的不同注重。
[0172]另外，在圖13中所示實施例中，在整流的市電電壓的上升部分期間實現增加的功率效率，而在下降部分期間使用“正?！庇袚p驅動器。在圖1中所示實施例中，(有損)電流源在100%的時間內確定LED電流。
[0173]在圖13中所示實施例中，在經整流的市電電壓的上升部分期間，電流源應當或多或少表現為短路(因此避免功率耗散)，并且經過LED串的電流由電容器確定，該電容器是能量存儲器件而不是能量耗散器件。電容器電壓是經整流的電源電壓和LED串電壓之差(假設在電流源兩端的電壓可忽略不計)。由于LED串電壓的時間導數相對于經整流的電源電壓(假設為整流正弦波)的時間導數為小，所以電流如圖14C中所示表現為余弦波(除了切換假信號之外)。電容器電壓交替極性。每當電容器電壓的幅度達到與正弦高電壓LED的正向電壓的一半相等的值時，全橋被切換(toggle),并且同時選擇LED串的下一抽頭。
[0174]在圖13中所示實施例中，在整流的市電電壓的下降部分期間，將電容器旁路，并且正常(有損)電流源50必須控制/限制LED電流。
[0175]在圖2中所示實施例中，(有損)電流源在100%的時間內確定LED電流。在全橋中圍住的電容器的目的是保證可用負載電壓始終超過至少一個高電壓LED的正向電壓降以減少光輸出閃爍。這樣，全橋加上與抽頭式線性驅動器和LED負載串聯連接的電容器可以視為其它抽頭式線性驅動器中的(并聯)填入電容器的替換。然而，現在AC市電電流始終流動，這例如避免基于TRIAC的調光器的問題并且提高功率因數。優(yōu)選地，保持最大與最小負載電壓之比有限以避免大量所需高電壓LED和/或者沿著LED串的大量抽頭和/或在(有損)電流源兩端的大電壓降。優(yōu)選地，保持在電流源兩端的平均電壓降盡可能小以避免功率損耗。這可以由全橋中的開關的適當時序實現。特別地，如下模式賦予如以上在圖16至19中示出的很有吸引力的波形，在該模式中每電源半周期切換全橋四次并且使全橋依次從“充電”到“直通連接”到“放電”到“直通連接”。
[0176]在圖2中所示實施例中，可以例如通過控制電流源來自由選擇負載電流的形狀。例如可以選擇負載電流隨時間恒定。其它電流波形通過控制電流源也是有可能的。
[0177]在圖13中所示實施例中，如果根據本發(fā)明在經整流的電源電壓的上升部分期間為無損驅動做出選擇，則不能自由選擇負載電流的形狀，因為負載電流然后由在上升部分期間的整流的電源電壓的dV/dt和連接的電容器的值確定。在整流的電源電壓的上升部分期間的負載電流的值的更好控制可以由可調電容器實現。使用橋式切換單元的直通連接或者橋的不同時序，可以迫使電流源進入操作，這意味著不再選擇無損驅動。
[0178]在圖13中所示實施例中，電源電流在電源電壓過零期間未流動、但是僅在電源電壓超過電平40V時流動。這由具有小電容器值、有線電容器電壓和66V LED段電壓的具體實施例產生。在圖1和2中所示實施例中，電源電流在100%的電源周期內流動。
[0179]在圖13中所示實施例中，優(yōu)選地每電源半周期切換橋式切換單元六次。該數目也依賴于高電壓LED的正向電壓降(例如66V、132V、198V)。正向電壓越高，就越少經常切換橋式切換單元。
[0180]可以用雙向開關構建橋式切換單元，因為多個電容器電壓交變。然而，有允許單向開關的其它實現方式。例如在圖13中所示實現方式中，橋式切換單元可以使用單向開關，因為電容器電壓的極性未隨著在實施例中使用的尺度設置而改變，并且電流流動的方向總是相同。當然也可以使用單向開關(例如如商業(yè)上可用作所謂“模擬開關”的那樣)。
[0181]在圖1和2中所示實施例中，在每電源半周期切換橋式切換單元奇數次時優(yōu)選地用單向開關構建橋式切換單元，但是也可以在每電源半周期切換橋式切換單元偶數次(例如兩次或者四次等)時用單向開關構建橋式切換單元。單向開關對于單片集成更有吸引力，因為它與單向開關比較節(jié)省大量硅面積。另外，單向開關(比如NM0ST)(的柵極-源極電壓)的控制通常比雙向開關(的柵極-源極電壓)的控制更簡單，因為單向開關的源極通常連接到具有直接電壓的端子。在一對反串聯連接的NMOS晶體管形成的雙向開關中，公共源極未連接到具有直接電壓的端子、但是“浮動”。這樣，確定控制(即雙向開關的柵極-源極電壓)的驅動器也“浮動”并且需要“浮動”電源。
[0182]可以實施所有實施例為抽頭式線性驅動器，該抽頭式線性驅動器具有作為負載的LED的串聯連接串，其中一些LED可以由開關旁路，并且具有串聯連接的電流源。也可以使用連接到抽頭的(受控或者切換式)電流源。
[0183]利用圖13中所示實施例，主要調諧和選擇電流波形以(試圖，在無額外損耗時盡可能好地)用可變LED串長度補償不同正向電流要求。
[0184]在下文中，將說明根據本發(fā)明的控制單元的更多實施例。根據以上說明的實施例，產生圖19中所示波形的開關S1-S4的時序與時鐘參考同步。簡單地通過檢查生成的波形以及試錯來選擇時刻使得最小負載電壓在整個市電周期內大約相等。然而對于專業(yè)和/或消費者產品實現，更高級控制方法可以更優(yōu)選。
[0185]特別希望控制方法適應電源電壓(例如EU市電230V+10% ~6% )的RMS電壓的改變、LED串電壓的改變(生產擴展、電流擴展、溫度擴展等)和其它不確定性，比如電源/市電頻率的改變(50HZ+/-1%或者60HZ+/-1% )。另外，全橋(即橋式切換單元40)的開關S1-S4的時序應當優(yōu)選地由測量和控制電路生成。因此，基于理解最低負載值如何與電容器值、負載電流、市電RMS電壓、市電頻率等有關，提出根據本發(fā)明的以下控制方法和控制電路以選擇設計參數，比如LED串電壓，以求良好性能并且設計測量和反饋電路裝置以最好地控制開關的時序。另外，附加地提出一種控制方法，該控制方法在全橋的四個操作模式(在下文中稱為電容器充電模式、電容器放電模式、電容器頂部旁路模式或者電容器底部旁路模式)之間選擇而同時保持所有電壓在零以上并且保持全橋的所有節(jié)點電壓盡可能低。
[0186]首先考察以上描述的控制方法的理論限制，對于這些控制方法進行幾個假設。
[0187]第一假設是市電電壓(一般而言，應當理解術語“市電電壓”為一般指代電源電壓)具有峰值為Vpeak的正弦時間演變。
[0188]Vmains (t) = Vpeak.Sin (2.31.f.t)(I)。
[0189]經常按照有效值或者均方根值Vmains,MS指定市電電壓。對于等式的正弦時間演變，這產生:
[0190]
【權利要求】
1.一種用于驅動負載(100，100’ )的驅動器設備(1，1‘，2，2')，所述驅動器設備包括: -整流器單元(10)，用于對接收的AC電源電壓(Vs)進行整流， -負載端子(20)，用于提供驅動電壓(')和/或驅動電流(I)以便驅動所述負載， -電容存儲單元(30)，耦合于所述整流器單元與所述負載端子之間用于存儲由所述整流器單元提供的電能并且向所述負載提供電能，以及 -橋式切換單元(40)，耦合于所述整流器單元與所述負載之間用于利用期望的極性將所述電容存儲單元切換到從所述整流器單元到所述負載端子的負載電流路徑中并且用于將所述電容存儲單元從所述負載電流路徑切換出。
2.如權利要求1所述的驅動器設備， 其中所述橋式切換單元(40)包括并聯耦合的兩個開關路徑的全橋，每個開關路徑包括串聯耦合的兩個開關(S1, S2, S3, S4)，其中所述電容存儲單元耦合于所述兩個并聯開關路徑的串聯耦合端子之間，所述兩個開關路徑中的每個開關路徑的所述兩個開關在所述串聯耦合端子被連接。
3.如權利要求1所述的驅動器設備， 其中所述電容存儲單元包括單個電容器(C)。
4.如權利要求1所述的驅動器設備， 其中所述電容存儲單元包括并聯耦合的兩個或者更多電容器(C1，C2，C3)，并且其中所述橋式切換單元(41，42，43)適于將每個電容器單獨切換到所述負載電流路徑中或者從所述負載電流路徑切換出。
5.如權利要求2和4所述的驅動器設備， 其中所述橋式切換單元(41，42)包括對于所有或者一些電容器(C2，C3)的每電容器(C2，C3)的附加電容器開關(S7，S8),所述附加電容器開關串聯耦合到它的關聯電容器。
6.如權利要求2和4所述的驅動器設備， 其中所述橋式切換單元(43)包括與所述全橋的所述兩個開關路徑并聯耦合的對于所有或者一些電容器(C2，C3) (Cl)的每電容器(C2，C3)的附加開關(S3'，S3"，S/，S4")路徑。
7.如權利要求1所述的驅動器設備， 還包括耦合于所述整流器單元與所述負載端子之間的電流源(50)。
8.如權利要求1所述的驅動器設備， 其中控制所述橋式切換單元(40)以在經整 流的電源電壓的瞬時值高于負載電壓時利用第一極性將所述電容存儲單元切換到所述負載電流路徑中，并且在經整流的電源電壓的瞬時值低于所述負載電壓時利用與所述第一極性相反的第二極性將所述電容存儲單元切換到所述負載電流路徑中。
9.如權利要求1所述的驅動器設備， 其中控制所述橋式切換單元(40)以在經整流的電源電壓的半周期期間交替地利用所述第一和第二極性將所述電容存儲單元切換到所述負載電流路徑中，尤其是一次、兩次或者四次。
10.如權利要求8所述的驅動器設備，其中控制所述橋式切換單元(40)以按照相對于經整流的電源電壓的過零的延遲時間控制利用所述不同極性將所述電容存儲單元切換到所述負載電流路徑中的時序。
11.如權利要求1所述的驅動器設備， 其中控制所述橋式切換單元(40)以在所述電容存儲單元中存儲的所述電能不應用于向所述負載供應時將所述電容存儲單元從所述負載電流路徑切換出。
12.如權利要求1所述的驅動器設備， 其中控制所述橋式切換單元(40)以將所述電容存儲單元充電到預定電容器電壓，尤其是充電到預定初始電容器電壓。
13.如權利要求2所述的驅動器設備， 其中實施所述開關(S1, S2, S3, S4)為雙向或者單向開關，尤其包括一個或者多個PMOS晶體管、NMOS晶體管或者二極管。
14.一種用于驅動負載(100，100’ )的驅動方法，所述驅動器方法包括以下步驟: -通過整流器單元(10)對接收的AC電源電壓(Vs)進行整流， -在負載端子(20)提供驅動電壓和/或驅動電流(IJ以便驅動所述負載， -通過耦合于所述整流器單 元與所述負載端子之間的電容存儲單元(30)存儲所述整流器單元提供的電能并且向所述負載提供電能，以及 -通過耦合于所述整流器單元與所述負載之間的橋式切換單元(40)利用期望的極性將所述電容存儲單元切換到從所述整流器單元到所述負載端子的負載電流路徑中并且將所述電容存儲單元從所述負載電流路徑切換出。
15.一種燈裝置，包括: -燈單元(100，100’)，包括一個或者多個LED，以及 -如權利要求1所述的驅動器設備(1，I’，2，2’)，耦合到所述燈單元用于驅動所述燈單J Li ο
【文檔編號】H05B33/08GK103460800SQ201280016130
【公開日】2013年12月18日 申請日期:2012年3月28日 優(yōu)先權日:2011年3月28日
【發(fā)明者】H·J·G·拉德馬赫爾, P·G·布蘭肯, Y·邱, 陶海敏, R·范蘭格維爾德, R·庫爾特 申請人:皇家飛利浦有限公司