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低復(fù)雜度的gfsk符號(hào)間干擾抵消處理方法及裝置的制造方法

文檔序號(hào):9219726閱讀:772來源:國知局
低復(fù)雜度的gfsk符號(hào)間干擾抵消處理方法及裝置的制造方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及一種處理方法及裝置,尤其是一種低復(fù)雜度的GFSK符號(hào)間干擾抵消 處理方法及裝置,屬于信號(hào)處理的技術(shù)領(lǐng)域。
【背景技術(shù)】
[0002] GMSK(GaussianfilteredMSK)信號(hào)是在MSK調(diào)制信號(hào)的基礎(chǔ)上發(fā)展起來的,MSK 信號(hào)可以看成是調(diào)制指數(shù)為〇. 5的連續(xù)相位FSK信號(hào),盡管它具有包絡(luò)恒定、相位連續(xù)、相 對(duì)較窄的帶寬和能相干解調(diào)的優(yōu)點(diǎn),但它不能滿足某些通信系統(tǒng)對(duì)帶外輻射的嚴(yán)格要求。 為了壓縮MSK信號(hào)的功率譜,在MSK調(diào)制前增加一級(jí)預(yù)調(diào)制濾波器,從而有效地抑制了信號(hào) 的帶外輻射。GMSK信號(hào)就是預(yù)調(diào)制濾波器為高斯低通濾波器的MSK信號(hào)。由于它具有優(yōu)良 的功率譜特性(功率譜旁瓣快衰減特性),在對(duì)信號(hào)頻帶嚴(yán)格限制的各種數(shù)字通信領(lǐng)域中 得到廣泛的應(yīng)用,又由于其包絡(luò)恒定,在具有限幅特性的C類放大器構(gòu)成的非線性信道中 體現(xiàn)出比BPSK相位調(diào)制更多的優(yōu)勢,故而特別適合于衛(wèi)星通信和移動(dòng)通信。
[0003] 在藍(lán)牙4.0物理層標(biāo)準(zhǔn)中,包含了BLE的GMSK調(diào)制方式(調(diào)頻指數(shù)介于0.45~ 0.55,其中0.5即為GMSK)和BT中BasicRate的GFSK調(diào)制方式(調(diào)頻指數(shù)0.28~0.35)。 高斯濾波器在有效地抑制了信號(hào)帶外輻射的同時(shí),引入了符號(hào)間干擾,干擾引入程度主要 取決于參數(shù)BT的取值(3dB帶寬與符號(hào)時(shí)寬的乘積,對(duì)于藍(lán)牙系統(tǒng)為0. 5),BT取值越小,弓丨 入符號(hào)間干擾越大。當(dāng)然,理論上亦可以選擇其它類型緊支撐濾波器,如升余弦濾波器等。
[0004] 現(xiàn)有性能較好的去除符號(hào)間干擾的處理復(fù)雜度高,不太適于消費(fèi)類電子。比如: MLSE方法(需要用Viterbi譯碼方式),DFE方法(判決反饋均衡)。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0005] 本發(fā)明的目的是克服現(xiàn)有技術(shù)中存在的不足,提供一種低復(fù)雜度的GFSK符號(hào)間 干擾抵消處理方法及裝置,其具有較好的解調(diào)能力,實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)簡單的判決反饋結(jié)構(gòu),適應(yīng)范 圍廣,安全可靠。
[0006] 按照本發(fā)明提供的技術(shù)方案,一種低復(fù)雜度的GFSK符號(hào)間干擾抵消處理方法,所 述GFSK符號(hào)間干擾抵消處理方法包括如下步驟:
[0007] 步驟1、確定最佳采樣位置判決后的信號(hào)ym+1,所述信號(hào)ym+1經(jīng)第二延時(shí)器延時(shí)后 以得到信號(hào)ym,且信號(hào)ym+1由第一符號(hào)判決器判決后輸出Sign(ym+1);
[0008] 步驟2、將第一符號(hào)判決器輸出的sign(ym+1)傳輸至第一加法器內(nèi),且第一加法器 還接收第一延時(shí)器對(duì)判決輸出信號(hào)rm延時(shí)后的信號(hào)r^,第一加法器將sign(ym+1)與信號(hào) ^^進(jìn)行累加,以得到第一累加值;
[0009] 步驟3、將第一加法器輸出的第一累加值傳輸至第一乘法器內(nèi),且第一乘法器還接 收自動(dòng)估計(jì)參數(shù)^1_£^,第一乘法器將第一累加值、自動(dòng)估計(jì)參進(jìn)行乘積,以得到 第一乘積值;
[0010] 步驟4、將第一乘法器輸出的第一乘積值傳輸至第二乘法器內(nèi),且第二乘法器還接 收碼元干擾可調(diào)整參數(shù)Hml,第二乘法器將第一乘積值、碼元干擾可調(diào)整參數(shù)Hml進(jìn)行乘 積,以得到第二乘積值;
[0011] 步驟5、將第二乘法器輸出的第二乘積值傳輸至第二加法器內(nèi),第二加法器同時(shí)接 收信號(hào)ym,第二加法器對(duì)第二乘積值、信號(hào)行作差,以得到第二累加值;
[0012] 步驟6、將第二加法器輸出的第二累加值傳輸至第二符號(hào)判決器內(nèi),以通過第二符 號(hào)判決器進(jìn)行符號(hào)判決得到判決輸出信號(hào)
[0013] 第一加法器輸出的第一累加值為〇、+1或-1。
[0014] 對(duì)于BT= 0. 5的GFSK信號(hào),第一延時(shí)器、第二延時(shí)器的延時(shí)的時(shí)長均為1個(gè)碼元。
[0015] 一種低復(fù)雜度的GFSK符號(hào)間干擾信號(hào)處理裝置,包括用于接收最佳采樣位置判 據(jù)后信號(hào)ym+1的第二延時(shí)器以及第一符號(hào)判決器,第一符號(hào)判決器的輸出端與第一加法器 的輸入端連接,第一加法器的輸入端還與第一延時(shí)器的輸出端連接,第一加法器的輸出端 第一乘法器的輸出端連接,第一乘法器的輸出端與第二乘法器的輸入端連接,第二乘法器 的輸入端與第二加法器的輸入端連接,第二加法器的輸入端還與第二延時(shí)器的輸出端連 接,第二加法器的輸出端與第二符號(hào)判決器的輸入端連接,第二符號(hào)判決器輸出判決輸出 信號(hào),且第二符號(hào)判決器的輸出端還與第一延時(shí)器的輸入端連接;
[0016] 信號(hào)ym+1經(jīng)第二延時(shí)器延時(shí)后以得到信號(hào)ym,且信號(hào)^+1由第一符號(hào)判決器判決 后輸出sign(ym+1);第一加法器將第一延時(shí)器對(duì)判決輸出信號(hào)rm延時(shí)后的信號(hào),第一加 法器將sign(ym+1)與信號(hào)^進(jìn)行累加,以得到第一累加值;
[0017] 第一乘法器將接收的第一累加值、自動(dòng)估計(jì)參進(jìn)行乘積,以得到第一乘 積值;第二乘法器將接收的第一乘積值、碼元干擾可調(diào)整參數(shù)Hml進(jìn)行乘積,以得到第二乘 積值;
[0018] 第二加法器同時(shí)接收信號(hào)ym,第二加法器對(duì)第二乘積值、信號(hào)ym進(jìn)行作差,以得到 第二累加值,通過第二符號(hào)判決器對(duì)第二累加值進(jìn)行符號(hào)判決得到判決輸出信號(hào)rm。
[0019] 第一加法器輸出的第一累加值為〇、+1或-1。
[0020] 對(duì)于BT= 0. 5的GFSK信號(hào),第一延時(shí)器、第二延時(shí)器的延時(shí)的時(shí)長均為1個(gè)碼元。
[0021] 本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn):具有較好的解調(diào)能力,實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)簡單的判決反饋結(jié)構(gòu),適應(yīng)范圍 廣,安全可靠。
【附圖說明】
[0022] 圖1為本發(fā)明BT= 0. 5時(shí)的高斯濾波器積分曲線。
[0023] 圖2為本發(fā)明BT= 0. 5時(shí)的單載波通信的眼圖。
[0024] 圖3為本發(fā)明的一種具體實(shí)施結(jié)構(gòu)框圖。
[0025] 附圖標(biāo)記說明:10_第二延時(shí)器、20-第一符號(hào)判決器、30-第一加法器、40-第一乘 法器、50-第二乘法器、60-第二加法器、70-第二符號(hào)判決器以及80-第一延時(shí)器。
【具體實(shí)施方式】
[0026] 下面結(jié)合具體附圖和實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步說明。
[0027] 對(duì)于BT系統(tǒng)(藍(lán)牙系統(tǒng)),高斯濾波頻移鍵控(GFSK,Gaussianfiltered FrequencyShiftKeying)系統(tǒng)復(fù)基帶信號(hào)可以表示為:
[0028] rb(t)=eJ*(t)
[0029] 其中,t為接收時(shí)刻,rb(t)為接收的隨時(shí)間變化的基帶時(shí)域信號(hào),巾(t)為隨時(shí)間 變化的相位信號(hào),j為虛數(shù)單位。進(jìn)一步地,
[0030]
[0031]
[0032]具體地,an對(duì)于2GFSK取值為+1或-1,對(duì)于別的FSK系統(tǒng)可以取其他值,g(t): 為高斯函數(shù),t'僅為變量替換時(shí)的變量,T為碼元時(shí)寬,例如BT系統(tǒng)為1ys(微秒),kFM 為調(diào)頻頻率調(diào)制指數(shù)。
[0033]對(duì)于低功耗藍(lán)牙系統(tǒng)(BLE:BlueToothwithLowEnergy),kFM=0?5 (GMSK:Gau ssianFilteredMinimumShiftKeying高斯濾波最小頻移鍵控);而對(duì)于藍(lán)牙系統(tǒng)(BT: BlueTooth),kFM= 0. 32 (GFSK),其中,
,為歸一化高斯濾波器,又稱頻 率成形函數(shù):
歸一化參數(shù),B為3dB帶寬,T為符號(hào)碼元時(shí)間寬度(如BLE/BT 系統(tǒng)為1ys)。白然,埋論上亦可以選擇其它類型緊支撐濾波器,如升余弦濾波器等。
[0034] 本發(fā)明以BT=0. 5為例進(jìn)行說明。對(duì)高斯濾波器進(jìn)行積分,如圖1所示,積分上 限隨時(shí)間變化的積分結(jié)果可以表述為:
[0035]
[0036] 其中,G(t)為高斯濾波器的積分函數(shù),又稱相位成形函數(shù),顯然,G(t)具有如下特 性:
[0037] 1)、G(t)+G(_t) = 1,尤其G(0?5)+G(_0?5) = 1。
[0038] 2)、對(duì)G⑴按T間隔進(jìn)行采樣,并記G(nT) =G(n),有
[0039]
[0040] 支撐區(qū)間寬度為2LT(L為干擾約束長度因子,L= 1意味著當(dāng)前符號(hào)僅受前一個(gè) 和后一個(gè)符號(hào)干擾)。
[0041] 設(shè)M為延遲符號(hào)碼元個(gè)數(shù),則
[0042]復(fù)基帶信號(hào)rb (t)間隔為MT的兩個(gè)版本rb (t),rb (t-MT)的共軛乘積dM(t)為:
[0043]
[0045] -C
[0044] 其中*為復(fù)共軛操作,
[0046]
[0047] 對(duì)于BT或BLE系統(tǒng)有BT= 0. 5,L= 1,<i> (t-MT)為<i>⑴延遲MT后的信號(hào)。
[0048] 由于BT系統(tǒng)符號(hào)碼元速率為1MHz,所以在1MHz速率上進(jìn)行符號(hào)間干擾抵消處理, 即M= 1,則有
[0049]
[0050] 上式A巾/ (t)即為接收信號(hào)在角度域上的表示,若按周期進(jìn)行折疊,即可得到單 載波通信系統(tǒng)中的眼圖,如圖2所示。
[0051] 眼圖中張開最大的地方(即為圖中虛線位置)為1MHz上解調(diào)出的AKm+0.5)。
[0052] 根據(jù)單載波系統(tǒng)解調(diào)原理,選擇眼圖張開最大的地方(即為圖中虛線位置)作為 最佳采樣判決位置,經(jīng)最佳采樣判決位置操作后,1MHz上解調(diào)出的信號(hào)為
[0053] A<J)j(m+0.5)=jtkFM A<J)/ (m+0.5)
[0054]其中,由G(0? 5)+G(_0? 5) = 1,則A(}> / (m+0. 5)為
[0055]
[0056] 由上式可知,為了解調(diào)am,必須要獲取和am+1。由于am+1為未來信號(hào),可以用下 一個(gè)符號(hào)的直接判決來代替,即為A巾/ (m+1. 5)的符號(hào)。
[0057] 在實(shí)際實(shí)現(xiàn)中,僅僅關(guān)注am的符號(hào),即
[0058]rm=sign(am)
[0059] =sign[A(J)/(m+0.5) - (a^+a^)G(-0. 5)]
[0060
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