光接收裝置和相位周跳減少方法
【技術領域】
[0001] 本發(fā)明設及通信系統(tǒng)，并且設及使載波同步電路中的周跳（cycleslip)的發(fā)生減 少的技術。
[0002] 本申請基于在2013年1月25日向日本申請的特愿2013-12403號和在2013年2 月26日向日本申請的特愿2013-36126號要求優(yōu)先權，將其內(nèi)容援引于此。
【背景技術】
[0003] 在骨干光傳輸系統(tǒng)中，要求經(jīng)濟地收容高速的客戶端信號并傳輸大容量的信息。 針對前述目的的實現(xiàn)，從頻率利用效率提高的觀點出發(fā)，討論組合了相干檢波和數(shù)字信號 處理的數(shù)字相干傳輸方式，期待通過使用前述傳輸方式的波長復用傳輸來實現(xiàn)高速大容量 的信息傳輸。在前述傳輸方式中，通過數(shù)字信號處理而建立了載波相位同步。關于載波相 位同步電路（CPRCarrier化aseRecovery,載波相位恢復)的結構，考慮電路規(guī)模、調(diào)制格 式而討論了各種算法/安裝法。
[0004] 另一方面，在應用了相干檢波的光傳輸系統(tǒng)中，由于使用振幅和振幅的信息，所W 顯著地受到作為相位方向的噪聲的相位噪聲的影響。作為主要的原因，可舉出起因于在 收發(fā)端中使用的激光的線寬度的相位噪聲、由于收發(fā)端的激光的頻率所造成的頻率偏移 (offset)、W及由于非線性光學效果所造成的相位噪聲等。作為在接收側盲（blind)進行 載波相位同步的算法，例如，存在維特比/維特比算法(非專利文獻1)。
[0005] 圖38是示出應用了維特比/維特比算法的載波相位同步電路（CPR)的結構的框 圖。在此，說明了將QPSK(Qua化ature化aseShiftIfeying，正交相移鍵控）用作調(diào)制格 式的情況。該情況對應于M=4。此外，輸入符號表示為具有同相分量I和正交分量Q的復數(shù) 值。
[0006] CPR由載波相位估計部150和載波相位補償部160構成。載波相位估計部150由 M乘方電路151、平均化電路152、角度計算電路153、展開（unwrap)電路巧圖示)、除法電路 154、W及復數(shù)計算電路155構成。載波相位補償部160具備延遲電路161和乘法電路162。
[0007] 依次輸入到CPR的輸入符號由式（1)表不。
[0008] [數(shù)式 1]
在此，k為時刻，慶叩Oaj為發(fā)送符號、Wk為加性噪聲、(i)k為相位噪聲。在維特比 /維特比算法中，假定調(diào)制方式為M-PSK(M-aryPhaseShiftIfeying，多進制相移鍵控)， 由此，利用Ak為一定的并且0k表示為2n址/M的情況。其中，址為0至M-1的整數(shù)。
[0009] 所輸入的符號fk輸入到M乘方電路151和延遲電路161。M乘方電路151對輸入 符號進行M乘方。通過針對輸入符號的M乘方的運算，在Wk> 0時，輸出為式（2)。
[0010] [數(shù)式引
實際上，由于Wk聲0,所WM乘方電路151的輸出被輸入到平均化電路152來減少噪聲 的影響。平均化電路152例如通過將由M乘方電路151所計算的輸入符號的M乘方值按照 包括前后的輸入符號的M乘方值的每L個平均化窗口寬度在復平面上進行合計來平均化而 使噪聲分量降低。接著，平均化電路152的輸出輸入到角度計算電路153。
[0011] 角度計算電路153計算在平均化電路152中平均化后的符號(復數(shù))的偏角。只要 通過平均化電路152使噪聲充分降低，則角度計算電路153的輸出為關于計算方法， 例如計算平均化電路152的輸出的同相分量（I)和正交分量（Q)來計算arctan(Q^ )，由此， 符號變換為角度。展開電路對在角度計算電路153計算的角度中殘留的任意性（360°Xn， n為整數(shù))進行校正。具體而言，展開電路W針對一個前的輸入符號的角度與現(xiàn)在的角度之 差變小的方式對角度進行校正。
[001引除法電路154使在展開電路中校正后的角度為（1AO倍來計算載波相位估計值。 復數(shù)計算電路155計算將由除法電路154計算的載波相位估計值作為偏角的大小1的復 數(shù)，并輸出到乘法電路162。
[0013] 延遲電路161對輸入符號施加從M乘方電路151到復數(shù)計算電路155的運算所需 要的時間量的延遲，將輸入符號在與該輸入符號所對應的大小1的復數(shù)相同的定時輸出到 乘法電路162。乘法電路162將由延遲電路161施加了延遲的輸入符號乘W由復數(shù)計算電 路155所計算的復數(shù)，與輸入符號的載波相位同步。
[0014] 現(xiàn)有技術文獻 專利文獻 非專利文獻1;4.J.Viterbi,A.M.Viterbi，^NonlinearEstimationofPSK-Modu latedCarrierPhasewithApplicationtoBurstDigitalTransmission, "IEEE Trans.OnInfo.Theory,vol.IT-29, 1983 年 7 月。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0015] 發(fā)明要解決的課題 關于利用上述的算法所估計的載波相位估計值，由于使符號相位為4倍（QPSK的情 況)，所W只能在0度至90度的范圍內(nèi)估計。因此，估計的結果存在包括于0度至90度、90 度至180度、180度至270度、W及270度至360度中的任一個角度的4種可能性，不能按照 每個輸入符號從4種之中正確地估計。假設作為初始值而已知正確的相移量并且完成了按 照每個符號連續(xù)地進行載波相位估計，在對相位方向突然施加大的噪聲、由于非線性光學 效果等所造成的干擾的情況下，在估計相位量中也會產(chǎn)生不正確的不連續(xù)。當產(chǎn)生該樣的 不連續(xù)時，不能對之后的輸入符號正確地進行載波相位估計。該樣的現(xiàn)象已知為相位周跳。
[0016] 作為向相位周跳的對策，例如認為差動編碼方式和利用導頻符號的校正方式是有 效的。差動編碼方式用光相位調(diào)制信號來傳輸相鄰的符號間的相位之差，由此，即使產(chǎn)生相 位周跳，也能夠使影響留在其前后的符號內(nèi)的比特誤差。但是，當將應用差分編碼方式的情 況和不應用的情況相比較時，存在誤比特率變?yōu)?倍該樣的缺點。存在該樣的問題；該缺點 使為了利用前向糾錯技術來建立可靠的通信所需要的傳輸路徑的信號對噪聲功率比上升 1. 11~1.4地左右。
[0017] 另一方面，利用導頻符號的校正方式是通過傳輸已知信號模式來檢測并校正相位 周跳的方式。但是，在產(chǎn)生了相位周跳的情況下，在到之后再次使用已知信號模式來使絕對 相位同步的期間發(fā)生突發(fā)錯誤。當為了使突發(fā)錯誤發(fā)生的期間變短而使插入已知信號模式 的周期變短時，存在開銷變大、傳輸效率降低該樣的問題。
[0018] 本發(fā)明鑒于上述問題而完成，其目的在于提供能夠在不使誤比特率增加或不使傳 輸效率降低的情況下使相位周跳的發(fā)生頻度減少的相位周跳減少系統(tǒng)和相位周跳減少方 法。
[0019] 用于解決課題的方案 為了解決上述問題，本發(fā)明的一個方式是相位周跳減少系統(tǒng)，其接收從使用相位調(diào)制 或正交幅度調(diào)制而調(diào)制的電信號生成的光信號，使用相干檢波來將所接收的光信號變換為 電信號，對將電信號變換為數(shù)字信號后的接收信號進行相位補償，所述相位周跳減少系統(tǒng) 具備對CPR的輸入符號的振幅和相位進行利用倍增和乘幕的增益調(diào)整的增益調(diào)整部，具備 使用從載波相位估計部輸出的載波相位估計值來判定相位周跳的跳變（slip)判定部，具備 基于相位周跳判定部的判定結果來補償相位周跳的跳變補償部。
[0020] 發(fā)明效果 根據(jù)本發(fā)明，即使產(chǎn)生了相位周跳，也能夠通過在相位周跳判定/補償部中檢測相位 周跳并進行補償，從而減少相位周跳的頻度。進而，通過增益調(diào)整電路來提高載波相位估計 部的載波相位估計值的估計精度，由此，能夠提高相位周跳判定/補償部的檢測精度，進一 步減少相位周跳的頻度。
[0021] 因此，即使不發(fā)送事前施行了處理的符號，也能夠高精度地估計相位，因此，能夠 在不使誤比特率增加或不使傳輸效率降低的情況下減少相位周跳的發(fā)生頻度。
【附圖說明】
[0022] 圖1是示出本發(fā)明的第一實施方式的載波相位同步電路（CPR)的框圖。
[0023] 圖2是示出圖1所示的增益調(diào)整電路的框圖。
[0024] 圖3是示出本發(fā)明的實施方式的相位周跳率的減少效果的圖表。
[00巧]圖4是示出本發(fā)明的第二實施方式的接收裝置的框圖。
[0026] 圖5是示出本發(fā)明的第S實施方式的相位補償電路的框圖。
[0027] 圖6是示出本發(fā)明的第四實施方式的相位補償電路的結構的框圖。
[002引圖7是示出圖6所示的載波相位估計部輸出的估計誤差相位的一個例子的圖表。
[0029] 圖8是示出本發(fā)明的第五實施方式的光通信系統(tǒng)的結構例的框圖。
[0030] 圖9是示出第五實施方式的光信號接收裝置的結構例的框圖。
[0031] 圖10是示出第五實施方式的相位補償電路的結構例的框圖。
[0032] 圖11是示出第五實施方式的載波相位估計電路的結構例的框圖。
[0033] 圖12是示出第五實施方式的相位m倍增電路的結構例的框圖。
[0034] 圖13是示出第五實施方式的K符號平均化電路的結構例的框圖。
[0035] 圖14是示出第五實施方式的延遲差分電路的結構例的框圖。
[0036] 圖15是示出第五實施方式的跳變判定電路進行的跳變判定處理的流程圖。
[0037] 圖16是示出在光傳輸實驗數(shù)據(jù)的取得中使用的實驗裝置的結構的概略框圖。
[0038] 圖17是示出進行了通過圖16所示的實驗裝置而得到的光傳輸實驗數(shù)據(jù)的離線解 調(diào)的結果的圖表。
[0039] 圖18是示出本發(fā)明的第六實施方式的相位補償塊的結構的框圖。
[0040] 圖19是示出第六實施方式的闊值計算電路的結構例的框圖。
[0041] 圖20A是示出在第六實施方式中使檢測闊值為固定值的情況下的誤比特率和符 號跳變率與頻率偏移的關系的圖表。
[0042] 圖20B是示出在第六實施方式中根據(jù)延遲差分值來確定檢測闊值的情況下的誤 比特率和符號跳變率與頻率偏移的關系的圖表。
[0043] 圖21是示出本發(fā)明的第^;：實施方式的相位補償塊的結構的框圖。
[0044] 圖22是示出本發(fā)明的第八實施方式的相位補償塊的結構的框圖。
[0045] 圖23是示出本發(fā)明的第九實施方式的接收裝置的結構例的框圖。
[0046] 圖24是示出第九實施方式的相位補償部的結構例的框圖。
[0047] 圖25是示出在第九實施方式的N乘方電路中對符號進行了N乘方之后的星座圖 的一個例子的圖表。
[004引圖26是示出第九實施方式的抽頭系數(shù)計算電路的結構例的框圖。
[0049] 圖27是示出本發(fā)明的第十實施方式的抽頭系數(shù)計算電路的結構例的框圖。
[0050] 圖28是示出本發(fā)明的第十一實施方式的抽頭系數(shù)計算電路的結構例的框圖。
[0051] 圖29是示出本發(fā)明的第十二實施方式的抽頭系數(shù)計算電路的結構的框圖。
[0052] 圖30是示出本發(fā)明的第十S實施方式的抽頭系數(shù)計算電路的結構的框圖。
[0053] 圖31是示出本發(fā)明的第十四實施方式的抽頭系數(shù)計算電路的結構的框圖。
[0054] 圖32是示出本發(fā)明的第十五實施方式的相位補償部的結構的框圖。
[0055] 圖33是示出本發(fā)明的第十五實施方式的抽頭系數(shù)計算電路的結構的框圖。
[0056] 圖34是示出變形例的前處理電路的結構的框圖。
[0057] 圖35是示出本發(fā)明的第十六實施方式的相位補償部的結構的框圖。
[0058] 圖36是示出在光傳輸實驗數(shù)據(jù)的取得中使用的實驗裝置的概略的圖。
[0059] 圖37是示出與第十五實施方式的相位補償部對應的相位周跳率的評價結果的圖 表。
[0060] 圖38是示出W往的載波相位同步電路的框圖。
【具體實施方式】
[0061] W下，參照附圖來說明本發(fā)明的實施方式的相位周跳減少系統(tǒng)和相位周跳減少方 法。
[0062](第一實施方式） 圖1是示出本發(fā)明的實施方式的載波相位同步電路（CPR)、相位周跳判定/補償部的結 構的框圖。
[0063] 輸入到CPR的符號分路到載波相位估計部50和載波相位補償部60。在載波相位 估計部50中，輸入的符號被輸入到增益調(diào)整電路51。
[0064] 增益調(diào)整電路51如圖2所示那樣由計算并分離所輸入的符號的振幅值和相位值 的振幅/相位分離電路511、輸入由振幅/相位分離電路511所分離的振幅值的振幅增益調(diào) 整電路512、輸入由振幅/相位分離電路511所分離的相位值的相位增益調(diào)整電路513、W 及將振幅增益調(diào)整電路512的輸出和相位增益調(diào)整電路513的輸出結合并變換為復數(shù)的振 幅/相位結合電路514。
[0065] 例如，如果在振幅增益調(diào)整電路512中對振幅進行M乘方并在相位增益調(diào)整電路 513中使相位為M倍，則為與應用了維特比/維特比算法的CPR中的M乘方電路等效的工 作。在本實施例中，在振幅增益調(diào)整電路512中例如保持振幅值并且在相位增益調(diào)整電路 513中使相位為M倍，由此，提高后述的相位周跳判定/補償部70的檢測精度。目P，本實施 例與前述應用了維特比/維特比算法的CPR中的M乘方電路的工作不同。
[0066] 在此，增益調(diào)整電路51的設定值不僅限定于前述的設定值。振幅增益調(diào)整電路 512和相位增益調(diào)整電路513的增益的設定值基于平均化電路52的平均化窗口寬度、相位 周跳判定/補償電路70的低通濾波器（LPF)71的抽頭長度和帶寬、W及延遲差分部的延遲 寬度來設定。
[0067] 增益調(diào)整電路51的輸出被輸入到平均化電路52。在平均化電路52中，例如，通過 按照包括由增益調(diào)整電路51所計算的符號和在該符號的前后所計算的符號的每L個平均 化窗口寬度在復平面上進行合計來平均化而使噪聲分量降低。
[006引接著，平均化電路52的輸出被輸入到角度計算電路53。角度計算電路53計算在 平均化電路52中平均化后的符號（復數(shù)）的偏角。如果通過平均化電路52使噪聲充分降 低，則角度計算電路53的輸出為
[0069] 關于由角度計算電路53進行的計算方法，例如，計算平均化電路52輸出的同相分 量（I)、正交分量（Q)來計算arctan(9八），由此，符號被變換為角度。展開電路對在角度計 算電路53所計算的角度中殘留的任意性（360°Xn，n為整數(shù)）進行校正。具體而言，展開 電路W針對一個前的輸入符號的角度與現(xiàn)在的角度之差變小的方式對角度進行校正。
[0070] 除法電路54使在展開電路中校正后的角度為（1AO倍來計算載波相位估計值。復 數(shù)計算電路55計算將由除法電路54所計算的載波相位估計值作為偏角的大小1的復數(shù)， 并輸出到乘法電路62。
[0071] 延遲電路61對輸入符號施加從增益調(diào)整電路51到復數(shù)計算電路55的運算所需 要的時間量的延遲，將輸入符號在與該輸入符號所對應的大小1的復數(shù)相同的定時輸出到 乘法電路62。乘法電路62將由延遲電路61施加了延遲的輸入符號乘W由復數(shù)計算電路 55所計算的復數(shù)，與輸入符號的載波相位同步。
[0072] 另一方面，由除法電路54所計算的估計誤差相位經(jīng)由LP巧1輸入到延遲差分電路 72。延遲差分電路72計算估計誤差相位的時間變動。跳變判定部73基于由延遲差分部72 所計算的估計誤差相位的時間變動來判定針對輸入信號是否發(fā)生了相位周跳。相位周跳的 判定存在90度、-90度、180度度3種，而該些能夠通過時間變動的極性和絕對值來判定。
[0073] 在跳變判定部73中判定為發(fā)生了相位周跳的情況下，跳變補償部75針對由載波 相位補償部60減少了相位誤差的輸入信號進行相位周跳的補償。
[0074] 相位周跳補償在90度跳變判定時對相位周跳發(fā)生時W后的相位估計值進行90度 的減法運算。在-90度跳變判定時，對相位估計值進行90度的加法運算。在180度跳變判 定時，對相位估計值進行180度的加法(或減法）運算。
[0075] 跳變補償部75將對輸入信號進行相位周跳的補償而得到的信號作為輸出信號進 行輸出。此外，在跳變判定部73中判定為未發(fā)生相位周跳的情況下，跳變補償部75將由載 波相位補償部60減少了相位誤差的輸入信號作為輸出信號進行輸出。
[0076] 在圖3中示出了本實施例的效果。圖3示出了對CPR的W往結構應用了本發(fā)明的 情況下的相位周跳率的減少效果。
[0077] 與應用了維特比/維特比算法的W往結構相比較，通過具備增益調(diào)整電路51，從 而提高載波相位估計部50的載波相位估計值的估計精度，因此，跳變率降低。此外，在不具 備增益調(diào)整電路而具備相位周跳判定/補償部70的情況下，對產(chǎn)生的相位周跳進行補償， 由此，跳變率降低。
[0078] 在本實施例中，具備增益調(diào)整電路51并具備相位周跳判定/補償部70,由此，能夠 提高載波相位估計部50的估計精度，進而提高相位周跳判定部73的相位周跳的檢測精度， 因此，相對于W往結構，能夠減少到約100分之一左右的跳變率。
[0079] (第二實施方式） 圖4是示出第二實施方式的接收裝置的結構例的框圖。該圖所示的接收裝置80在數(shù) 字相干傳輸系統(tǒng)中應用了本發(fā)明。
[0080] 向接收裝置80輸入由光纖傳輸路徑所傳輸?shù)墓庑盘?。接收裝置80取得包含于所 輸入的光信號的數(shù)據(jù)，將取得的數(shù)據(jù)輸出到連接于后級的裝置等。接收裝置80具備；本振 激光發(fā)生器81、光90度混合器（hybrid)82、光電變換部83、AD轉換器84、波長色散補償部 85、自適應均衡部86、頻率偏移補償部87、相位周跳減少部88、相位補償部89、糾錯/判定 部90W及客戶端接口 91。
[0081] 輸入到接收裝置80的光信號被輸入到光90度混合器82,與本振激光發(fā)生器81輸 出的本地振蕩激光在光90度混合器82中混合并進行零差檢波或外差檢波。通過檢波得到 的光信號在光電變換部83中被變換為基帶的模擬電信號。該模擬電信號在AD轉換器84 中被數(shù)字化，并輸出到波長色散補償部85。從AD轉換器84輸出的數(shù)字信號是示出由具有 同相分量I和正交分量Q的復數(shù)