本發(fā)明屬于無線通信技術領域，具體的說是涉及用于多載波系統(tǒng)的信道估計方法。

背景技術：

多載波系統(tǒng)具有抗多徑干擾能力強、頻譜利用率高的優(yōu)點，非常適合未來的高速無線傳輸應用。在多載波系統(tǒng)中，不同的子載波經(jīng)受不同的信道衰落，具有不同的傳輸能力。例如OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術是一種無線通信的高速傳輸技術，其基本原理是將高速的數(shù)據(jù)流分解成許多低速率的子數(shù)據(jù)流，即將信號分成許多正交的子載波，利用這些相互正交的子載波同時進行傳輸。該技術利用子載波對數(shù)據(jù)進行調(diào)制，擴展了符號的脈沖寬度，可以有效地抵抗符號間干擾(Inter-Symbol Interference,ISI)，提高了對抗多徑衰落的性能。與傳統(tǒng)頻分復用(Frequency Division Multiplexing,FDM)相比，OFDM不需要專門的保護頻帶。雖然頻譜之間會有重疊，但是各個載波之間是相互正交的。根據(jù)正交性原理可知，各個載波之間是不存在干擾的，從而大大提高了頻譜的利用率。

此外，基于子載波索引調(diào)制(Subcarrier Index Modulation,SIM)的OFDM系統(tǒng)將整個多載波連續(xù)地分成大小相同的多個子塊，每個子塊中通過索引比特來選擇其中若干個子載波來發(fā)送數(shù)據(jù)，而其余的子載波不發(fā)送數(shù)據(jù)。由于索引比特本身并不發(fā)送，而是隱含在激活子載波的位置信息中的，所以索引比特并不占用頻譜資源。在接收端，通過激活子載波的位置就可以獲得索引比特的信息。其峰值平均功率比更小、對抗子載波間干擾性能更好、誤碼率更低等，通過選擇不同的功率分配策略還可以節(jié)約發(fā)射機能量。

多載波系統(tǒng)中的信道估計方法也有很多，如線性最小二乘估計方法(LS)、線性最小均方誤差估計方法(LMMSE)、基于傅里葉變換的估計方法(DFT)等。最小二乘估計方法的計算復雜度是最低的，但其性能也是上述三種方法里面性能最差的；線性最小均方誤差估計方法在最小二乘估計方法的基礎上進行了改進，在頻域上抑制了噪聲對信道估計結(jié)果的影響，大大提高了信道估計的準確度；基于傅里葉變換的估計方法同樣是在最小二乘估計方法的基礎上進行了改進，通過傅里葉反變換(IDFT)將最小二乘估計方法的結(jié)果變換至時域，并利用“在時域信道滿足整數(shù)點采樣的情況下，能量集中在少數(shù)幾個抽樣點上”這一特性，將最大時延之后的數(shù)據(jù)置零，再進行傅里葉變換(DFT)至頻域得到最終的信道估計結(jié)果，同樣實現(xiàn)了去除噪聲的效果，使得信道估計結(jié)果得到了顯著的提升。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明提出一種多載波系統(tǒng)基于導頻的DFT信道估計方法，通過對多徑時域信道沖激響應的估計，確定沖激響應位置。相比于原有基于DFT的信道估計方法只能去除最大時延之后的問題，只保留沖激響應的位置的數(shù)據(jù)，非沖激響應位置的數(shù)據(jù)置零，進一步去除了最大時延之內(nèi)的噪聲，得到了更好的性能。

本發(fā)明的技術方案是：

用于多載波系統(tǒng)的信道估計方法，其特征在于，包括：

發(fā)射端：

發(fā)射端等間隔均勻地將導頻放置在一個多載波符號中，每個多載波符號含有N個子載波，導頻間隔為D_f，取值為的整數(shù)，其中σ_max表示最大時延，表示向下取整，導頻的數(shù)量與子載波的數(shù)量滿足整數(shù)倍關系，即為整數(shù)；

接收端：

假設頻域接收信號為Y[k]，其中k＝0,1,...,N-1表示頻域子載波編號，則接收端進行信道估計還包括以下步驟：

a.LS信道估計：取導頻位置相應的接收信號Y_p[m]進行LS信道估計其中m＝0,1,...,N_p-1表示導頻所在的子載波編號，P指第M個導頻序列；

b.IDFT變換：對步驟a中獲得的LS信道估計結(jié)果進行N_p點的IDFT變換其中n＝0,1,...,N_p-1表示時域子載波編號；

c.尋徑：若多徑信道的徑數(shù)未知，進入步驟c1，若已知多徑信道的徑數(shù)L，進入步驟c5：

c1.對噪聲進行估計并將其設為門限threshold＝var(h_LS[j])，計算最大時延之后純噪聲的均值noise_mean＝mean(h_LS[j])，其中j＝CP,...,N_p-1表示循環(huán)前綴CP之后的時域子載波編號；令初始的殘差為residual[n]＝h_LS[n]，其中n＝0,1,...,N_p-1表示時域子載波編號；

c2.計算|residual[n]|²,n＝0,1,...,N_p-1的能量，并找到能量最大的位置l_i，其中i表示找到的第i徑，將能量最大的位置l_i上的數(shù)據(jù)替換為步驟c1中計算出的噪聲均值residual[l_i]＝noise_mean；

c3.計算殘差的方差residual_var＝var(residual[n])并與門限threshold進行比較，若大于門限則重復步驟c2；若小于門限則停止迭代進入步驟c4；

c4.只保留通過迭代得到的沖激位置l_i，其中i＝0,1,...,L-1，L表示迭代的總次數(shù)(也表示估計出的多徑徑數(shù))，其余的數(shù)據(jù)置零，估計結(jié)果為：

進入步驟d；

c5.根據(jù)已知的多徑信道的徑數(shù)L，令初始的殘差為residual[n]＝h_LS[n]，其中n＝0,1,...,N_p-1表示時域子載波編號，計算|residual[n]|²的能量并進行降序排列，取能量最大的前L個沖激位置l_i,i＝0,1,...,L-1，估計結(jié)果為：

其中，l_i表示多徑信道第i徑的位置，L為多徑信道的徑數(shù)。

進入步驟d；

d.DFT變換：將信道估計結(jié)果進行N點DFT變換到頻域，得到信道估計結(jié)果為:其中n＝0,1,...,N_p-1表示時域子載波編號，k＝0,1,...,N-1表示頻域子載波編號。

本發(fā)明的有益效果為：去除了信道估計時域最大時延之內(nèi)的噪聲，進一步降低了噪聲對信道估計結(jié)果影響，本方案具備很強的抗噪性能；同時更精確的信道估計也為最終的檢測算法提供依據(jù)。

附圖說明

圖1為本發(fā)明提供的多載波系統(tǒng)導頻的放置方式示意圖；

圖2為本發(fā)明提出的多載波系統(tǒng)基于導頻的DFT信道估計方法的流程示意圖。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖，詳細描述本發(fā)明的技術方案：

本發(fā)明相比于原有基于DFT的信道估計方法只能去除最大時延之后的問題，只保留沖激響應的位置的數(shù)據(jù)，非沖激響應位置的數(shù)據(jù)置零，進一步去除了最大時延之內(nèi)的噪聲，得到了更好的性能。

下面以總的子載波個數(shù)N＝1024，循環(huán)前綴CP＝64的OFDM系統(tǒng)為例介紹本發(fā)明的具體實施方式。

發(fā)射端：

步驟1：發(fā)送端等間隔均勻地將導頻放置在一個多載波符號中，如圖1所示。每個多載波符號含有N＝1024個子載波，導頻間隔為D_f＝3，導頻的數(shù)量

接收端：

步驟1：接收端的處理過程如圖2所示。頻域接收信號為Y[k]，其中k＝0,1,...,1023表示頻域子載波編號。取導頻位置相應的接收信號Y_p[m]進行LS信道估計其中m＝0,1,...,255表示導頻所在的子載波編號。

步驟2：對LS信道估計結(jié)果進行N_p＝256點的IDFT變換其中n＝0,1,...,255表示時域子載波編號。

步驟3-1：尋徑：若不知道多徑信道的徑數(shù)，則首先對噪聲進行估計并將其設為門限threshold＝var(h_LS[j])，并計算最大時延之后純噪聲的均值noise_mean＝mean(h_LS[j])，其中j＝64,...,255表示CP之后的時域子載波編號。令初始的殘差為residual[n]＝h_LS[n]，其中n＝0,1,...,255表示時域子載波編號。

步驟3-2：計算|residual[n]|²,n＝0,1,...,255的能量，并找到能量最大的位置l_i，其中i表示找到的第i徑。將能量最大的位置l_i上的數(shù)據(jù)替換為步驟3-1計算出的噪聲均值residual[l_i]＝noise_mean。

步驟3-3：計算殘差的方差residual_var＝var(residual[n])并與門限threshold進行比較，若大于門限則重復步驟3-2；若小于門限則停止迭代。

步驟3-4：停止迭代之后，只保留通過迭代得到的沖激位置l_i，其中i＝0,1,...,L-1，L表示迭代的總次數(shù)(也表示估計出的多徑徑數(shù))，其余的數(shù)據(jù)置零。

若已知多徑徑數(shù)L(或通過其他方式計算出多徑徑數(shù))則可以直接計算|residual[n]|²的能量并進行降序排列，取能量最大的前L個沖激位置l_i,i＝0,1,...,L-1進行步驟3-4的處理。

步驟4：將信道估計結(jié)果進行N點DFT變換到頻域其中n＝0,1,...,255表示時域子載波編號，k＝0,1,...,255表示頻域子載波編號。