本發(fā)明屬于數(shù)字通信技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種適用于無線及電力線多載波通信等領(lǐng)域的聯(lián)合加權(quán)閾值去噪與均衡判決的變換域二次估計方法。

背景技術(shù)：

近年來，無線通信技術(shù)得到迅速發(fā)展。其中，無線信道的時變特性一直是該技術(shù)的研究熱點，也是提高無線通信系統(tǒng)容量和可靠性的關(guān)鍵。同時，信號在無線信道中的傳播是一個復(fù)雜的過程：包括了信號散射、反射及繞射，還伴隨著周邊環(huán)境及移動臺對信號傳輸?shù)挠绊?。因此，快速實時信道估計是無線通信技術(shù)的關(guān)鍵之一。而在有線通信中，低壓電力線載波通信(LPLC)技術(shù)是一種通過使用已存在的廣泛分布的低壓電力線作為傳輸信號的媒介的高速寬帶通信方式。其利用已有的低壓電力線網(wǎng)絡(luò)開展信息傳輸，無需重新布線并且降低了成本。但在LPLC系統(tǒng)中，其信道環(huán)境復(fù)雜，噪聲干擾嚴(yán)重，為保證整個LPLC系統(tǒng)的性能，也迫切需要高效的信道估計技術(shù)與方法。

正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)是一種特殊的多載波調(diào)制技術(shù)，其原理為通過串并變換，將高速串行傳輸?shù)臄?shù)據(jù)調(diào)制到多個相互獨立的正交子信道上并行傳輸，具有抗干擾能力強、頻譜利用率高、傳輸速率快等優(yōu)點。在實用通信系統(tǒng)中，OFDM系統(tǒng)分為相干OFDM系統(tǒng)和非相干OFDM系統(tǒng)兩種，如LPLC系統(tǒng)屬于相干OFDM。采用相干OFDM系統(tǒng)，解調(diào)時需知道信道的狀態(tài)信息(CSI)，而CSI可通過信道估計來獲取。所謂信道估計是通過各種方法利用接收端的數(shù)據(jù)估計出信道的參數(shù)的過程?，F(xiàn)有的信道估計方法主要有基于導(dǎo)頻/訓(xùn)練序列方法的信道估計方法、基于判決反饋方法的信道估計以及盲信道估計。針對基于導(dǎo)頻或訓(xùn)練序列的信道估計兩種方法，其中，基于導(dǎo)頻信道估計實現(xiàn)復(fù)雜度低，且估計性能較優(yōu)，但因信道時變、選擇性衰落等情況，為快速跟蹤信道狀態(tài)需不斷發(fā)送導(dǎo)頻，易造成帶寬和功率損失；基于疊加訓(xùn)練序列的信道估計方法，在發(fā)送端將低功率訓(xùn)練序列與數(shù)據(jù)序列疊加，不占用其余頻譜資源，提高了系統(tǒng)帶寬利用率，能快速跟蹤信道狀態(tài)變化，但訓(xùn)練序列和數(shù)據(jù)序列會對信道估計效果產(chǎn)生一定影響。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

針對上述兩種現(xiàn)有信道估計方法存在的缺點，本發(fā)明采用了疊加訓(xùn)練序列與離散余弦變換(DCT)變換域信道估計方法，且在變換域信道估計中引入均衡判決方法完成二次去噪的變換域估計。因疊加訓(xùn)練序列不占用帶寬，及聯(lián)合訓(xùn)練序列與調(diào)和序列對數(shù)據(jù)序列改造，可消除數(shù)據(jù)序列對信道估計的影響；因DCT/離散余弦逆變換(IDCT)能有效抑制高頻分量產(chǎn)生，且在其運算過程中通過設(shè)定加權(quán)噪聲閾值對傳輸序列的信道響應(yīng)幅度閾值判斷并引入均衡判決方法，進一步消除噪聲干擾。綜合疊加訓(xùn)練序列、DCT/IDCT變換域信道估計及均衡判決優(yōu)勢，本發(fā)明方法具備復(fù)雜度適中，性能較高及穩(wěn)定性好等優(yōu)勢。因此，該發(fā)明可用于無線及電力線通信傳輸環(huán)境下實時跟蹤信道狀態(tài)變化和快速信號檢測等應(yīng)用場合。

本發(fā)明改進了現(xiàn)有低性能高復(fù)雜度的信道估計方法，提供了一種改進的變換域信道估計方法，即聯(lián)合加權(quán)閾值去噪與均衡判決的變換域二次估計方法，其可廣泛應(yīng)用于無線及電力線通信的信道估計與快速信號檢測等場合。

本發(fā)明通過以下技術(shù)方案實現(xiàn)：

一種聯(lián)合加權(quán)閾值去噪與均衡判決的變換域二次估計方法，其采用了聯(lián)合疊加訓(xùn)練序列與調(diào)和序列產(chǎn)生發(fā)送序列的方法、基于時域統(tǒng)計平均最小二乘(LS)估計的信道頻率響應(yīng)粗估計方法，及聯(lián)合加權(quán)閾值去噪與均衡判決的變換域二次估計方法，具體經(jīng)以下步驟實現(xiàn)：

1)聯(lián)合疊加訓(xùn)練序列與調(diào)和序列產(chǎn)生發(fā)送序列，消除數(shù)據(jù)序列和訓(xùn)練序列對信道估計產(chǎn)生的影響；

2)在一般的OFDM基帶系統(tǒng)中，通過采用現(xiàn)有的疊加訓(xùn)練序列的LS信道估計方法，獲得信道頻率響應(yīng)的粗估計；

3)將信道頻率響應(yīng)粗估計作幅度相位補償，再經(jīng)加寬度為M的窗函數(shù)(M為正整數(shù)，且M個OFDM符號為一幀)、M點DCT變換后，并對所得序列作低通濾波、時域去噪及補零擴展處理，對擴展后的N(N為正整數(shù))點序列作N點IDCT變換、去窗處理及二次幅度相位補償?shù)?/p>

4)將所得結(jié)果均衡判決得重復(fù)M點DCT變換、低通濾波、時域去噪、插值補零及N點IDCT變換，得到頻域響應(yīng)的最終估計

優(yōu)選的，聯(lián)合疊加訓(xùn)練序列與調(diào)和序列產(chǎn)生發(fā)送序列的方法，將二進制輸入序列{x(n)}通過正交頻分復(fù)用(OFDM)基帶系統(tǒng)的前端處理后，獲得數(shù)據(jù)序列{d(n)}。并將其聯(lián)合疊加訓(xùn)練序列{t(n)}與調(diào)和序列{a(n)}，產(chǎn)生發(fā)送序列{s(n)}。其中，調(diào)和序列{a(n)}為隨機周期序列，且其周期與訓(xùn)練序列{t(n)}相同。所述方法可用以下詳細步驟實現(xiàn)：

步驟2.1.設(shè)長度為N(N為整數(shù))的輸入序列x(n)經(jīng)編碼/交織、調(diào)制、1:N串并轉(zhuǎn)換(A₁:A₂表示A₁路轉(zhuǎn)換為A₂路，且A₁,A₂為自然數(shù)，以下表示相同)以及N點快速傅里葉逆變換(IFFT)等處理后，得到數(shù)據(jù)序列{d(n)}。其中，編碼/交織分別可采用現(xiàn)有的Turbo等編碼，并配合偽隨機等交織方式；調(diào)制方式選用多進制正交幅度調(diào)制(M-QAM)等；而且，Turbo編碼、偽隨機交織、M-QAM以及IFFT為現(xiàn)有技術(shù)，已在發(fā)明涉及技術(shù)中說明。

步驟2.2.設(shè)置長度為N、周期為T的訓(xùn)練序列{t(n)}和調(diào)和序列{a(n)}，確保{d(n)+a(n)}在周期頻點P處的快速傅里葉變換(FFT)的幅度值為0。其中，P＝lN/T，Q＝N/T且N、P、T、Q均為整數(shù)，l＝0,1,…,T-1，且FFT為現(xiàn)有技術(shù)，已在發(fā)明涉及技術(shù)中說明。數(shù)據(jù)序列{d(n)}與調(diào)和序列{a(n)}滿足如下關(guān)系：

則調(diào)和序列{a(n)}的表達式如下：

步驟2.3.對步驟2.1所得{d(n)}，聯(lián)合訓(xùn)練序列{t(n)}與調(diào)和序列{a(n)}，經(jīng)式(2.3)運算求和，產(chǎn)生時域發(fā)送序列{s(n)}。取第m個OFDM符號的第n個采樣值S_m(n)，其表達式為：

其中，θ為實數(shù)，取值為：0<θ<1；D_m(n)為第m個OFDM符號的第n個采樣值對應(yīng)的離散量化序列值，m和n均為正整數(shù)。

優(yōu)選的，基于時域統(tǒng)計平均最小二乘(LS)估計的信道頻率響應(yīng)粗估計方法，在疊加訓(xùn)練序列基礎(chǔ)上，對一幀內(nèi)M(M為正整數(shù))個OFDM符號求時域統(tǒng)計平均后，采用現(xiàn)有LS信道估計，獲得信道頻率響應(yīng)粗估計。其中，LS信道估計為現(xiàn)有技術(shù)，已在發(fā)明涉及技術(shù)中說明。該粗估計按以下步驟完成：

步驟3.1.將權(quán)利要求2中步驟2.3所得時域發(fā)送序列{s(n)}，依次添加長度為L_cp(L_cp>L,L為整數(shù)，代表信道長度)的循環(huán)前綴(CP)，置于數(shù)據(jù)塊頭部，最大程度消除數(shù)據(jù)塊之間的塊間干擾(IBI)、N:1并串轉(zhuǎn)換并送入信道后，再經(jīng)1:N串并轉(zhuǎn)換及去循環(huán)前綴(剔除數(shù)據(jù)塊頭部原添加長度為L_cp的CP，便于接收端解調(diào)接收)處理后，得數(shù)據(jù)序列{y_m(n)}。其表達式如下：

其中，數(shù)據(jù)序列向量為:y_m＝[y_m(0),y_m(1),…,y_m(N-1)]^T；信道沖擊響應(yīng)為：h_m＝[h_m(0),h_m(1),…,h_m(L-1)]^T；t和D_m分別對應(yīng)訓(xùn)練序列{t(n)}所得的等效循環(huán)卷積矩陣和數(shù)據(jù)序列{D_m(n)}所得的等效循環(huán)卷積矩陣；噪聲列向量為:ω_m＝[ω_m(0),ω_m(1),…,ω_m(N-1)]^T，且上標(biāo)T表示矩陣轉(zhuǎn)置，*表示乘積運算。N維等效循環(huán)卷積矩陣t和D_m的矩陣表示分別如下：

步驟3.2.對步驟3.1所得{y_m(n)}，經(jīng)N點FFT得接收端序列{Y_m(k)}；其中，Y_m(k)為第m個OFDM符號第n個子載波信號的頻域表示，其表達式如下：

且Y_m(k)，H_m，W_m分別為y_m(n)、h_m、ω_m的N點FFT變換。設(shè)diag[]表示對角矩陣，且內(nèi)部元素為對角線數(shù)據(jù)。則T＝diag[T(0),T(1),…,T(N-1)]，D＝diag[D_m(0),D_m(1),…,D_m(N-1)]。另外，矩陣T的元素T(k)表達式如下：

式(3.5)中，F(xiàn)FT{·}表示N點FFT變換的運算符；exp{·}表示自然底數(shù)e的指數(shù)運算符；為虛數(shù)單位。

步驟3.3.對于去循環(huán)前綴后且N點FFT變換前所接收數(shù)據(jù)序列{y_m(n)}，取一幀長度為M的OFDM符號(該符號范圍內(nèi)信道沖擊響應(yīng)h不變)，采用時域統(tǒng)計平均方法，對所取OFDM符號求時域平均，得平均后的信號；其時域表達式為：

步驟3.4.采用LS信道估計，得信道頻率響應(yīng)粗估計當(dāng)M取無窮大時，{D_m(n)}時域均值為0，且噪聲均值也為0。故式(3.6)可變形為：

對式(3.7)等號兩邊同時左乘求得信道沖擊響應(yīng)的粗估計和其中，下標(biāo)“l(fā)s”表示LS信道估計，的表達式如下：

其中，為的N點FFT變換，上標(biāo)“-1”表示矩陣求逆運算。

優(yōu)選的，聯(lián)合加權(quán)閾值去噪與均衡判決的變換域二次估計方法，采用以下步驟實現(xiàn)：

步驟4.1.將步驟3.4所得粗估計經(jīng)幅度相位補償、加窗函數(shù)、M點離散余弦變換(DCT)處理后，得到其中，下標(biāo)“c”表示在離散余弦變換域內(nèi)，下面表示相同；幅度相位補償通過對粗估計乘上一個增益因子δ₁完成；所加窗函數(shù)可采用寬度為M的窗函數(shù)。且增益因子δ₁和所選窗函數(shù)可采用正弦窗函數(shù)SIN，表達式分別為：

步驟4.2.將步驟4.1所得經(jīng)閾值去噪、補零擴展后，得到N點序列其中，時域閾值去噪過程采用以下子步驟實現(xiàn)：

步驟4.2.1因信號能量集中于低頻段，將序列通過低通濾波器(截止頻率P_c＝L_cp-1)濾除高頻分量后，得到濾波后序列

步驟4.2.2將步驟3.4所得對其采用平頂采樣，且采樣周期為T_s＝T/(N+L_cp)，得到采樣序列{g_c(i)}(即每個采樣點對應(yīng)的信道沖擊響應(yīng))，并求各采樣點對應(yīng)信道沖擊響應(yīng)的幅度模。若采樣序列存在a個等幅度值采樣點，則該幅度值對應(yīng)權(quán)值為a。此時，閾值門限λ可由式(4.3)求得：

其中，g_c(i)是第i個采樣點對應(yīng)的信道沖激響應(yīng)，i是整數(shù)，且i＝1,2,…,N；a₁+a₂+···+a_q＝N。

步驟4.2.3將濾波后序列按式(4.4)判斷，使采樣點保留或置零：

步驟4.2.4對步驟4.2.3所得序列{G_c(m)}，補零擴展為N點序列且補零擴展過程是在序列{G_c(m)}末尾添加N-M個零；

步驟4.3.將步驟4.2.4所得分別經(jīng)N點IDCT變換、去窗處理(除以正弦窗函數(shù)SIN)及二次幅度相位補償(乘以增益因子δ₂)，得到其中，增益因子δ₂表達式為：

步驟4.4.聯(lián)合步驟2.4所得序列{Y_m(k)}對步驟4.3所得均衡判決，并將均衡結(jié)果重復(fù)M點DCT變換、低通濾波、加權(quán)閾值去噪、補零擴展及N點IDCT變換完成變換域二次估計過程，得信道頻率響應(yīng)的估計結(jié)果其中，均衡判決按以下子步驟完成：

步驟4.4.1.設(shè)均衡結(jié)果為信道頻率響應(yīng)預(yù)測值，則接收信號經(jīng)信道頻率響應(yīng)預(yù)測值的迫零均衡后得到發(fā)送信號頻域估計值其中，迫零均衡為現(xiàn)有技術(shù)，已在發(fā)明涉及技術(shù)中說明。表達式為：

步驟4.4.2.將均衡后的發(fā)送信號頻域估計值經(jīng)數(shù)據(jù)判決，被映射到QAM星座圖最鄰近點上，得發(fā)送信號判決值同時得頻率信道響應(yīng)判決值其中，表達式為：

判決依據(jù)如下：

1)當(dāng)判決值時，則判決結(jié)果正確，即信道頻率響應(yīng)判決值為信道實際頻率響應(yīng)值H，X_m(k)為調(diào)制到第m個OFDM符號中第k個子載波的N點FFT數(shù)據(jù)；

2)當(dāng)判決值時，則判決值與信道實際頻率響應(yīng)存在判決誤差Δ，可通過判決誤差Δ反饋校正，使信道頻率響應(yīng)預(yù)測值逐步逼近信道實際響應(yīng)H。其中，判決誤差Δ表達式為：

而判決反饋系數(shù)ξ為信道頻率響應(yīng)預(yù)測值的修正因子，且ξ為判決誤差Δ的函數(shù)，即其中，

步驟4.4.3.聯(lián)合第一次DCT估計判決值及判決反饋系數(shù)ξ加權(quán)求和，得信道頻率響應(yīng)均衡結(jié)果其中，表達式為：

其中，“*”表示乘積運算。Q₁、Q₂、Q₃分別為ξ的權(quán)值，取值均為區(qū)間[0,1]的實數(shù)，且Q₁+Q₂+Q₃＝1。

本發(fā)明所涉及的現(xiàn)有技術(shù)如下：

快速傅里葉變換/快速傅里葉逆變換(FFT/IFFT)技術(shù)、Turbo碼編碼、偽隨機交織、多進制正交幅度調(diào)制(M-QAM)、最小二乘(LS)信道估計方法、基于離散余弦變換/離散余弦逆變換(DCT/IDCT)的變換域信道估計方法及迫零均衡技術(shù)。各現(xiàn)有技術(shù)原理描述如下：

FFT/IFFT技術(shù)

FFT/IFFT技術(shù)是OFDM技術(shù)實現(xiàn)調(diào)制解調(diào)的關(guān)鍵，兩者互為逆運算，是離散傅里葉變換/離散傅里葉逆變換(DFT/IDFT)的低復(fù)雜度的實現(xiàn)。OFDM的調(diào)制解調(diào)技術(shù)可通過FFT/IFFT技術(shù)完成。一個OFDM符號內(nèi)包含多個經(jīng)過調(diào)制的子載波，可表示為多個子載波之和，即：

其中，N為子載波的個數(shù)；T表示OFDM符號持續(xù)時間；d_i為分配給每個子信道的數(shù)據(jù)符號；f_i為第i個子載波的載波頻率；rect(t)為矩形函數(shù)，且rect(t)＝1，-T/2≤t≤T/2；且“*”為乘積運算，exp{·}表示自然底數(shù)e的指數(shù)運算符，為虛數(shù)單位，以下表示相同。當(dāng)式(1)中，t_s＝0且rect(t)＝1時，對信號s(t)以T/N的速率抽樣，有t＝kT/N(k＝0,1,…,N-1)得到：

從式(3)看出，s_k(t)等效為對d_i的IDFT運算，則在接收端對s_k(t)做DFT運算可恢復(fù)出d_i，即：

因此，OFDM的調(diào)制解調(diào)可通過FFT/IFFT技術(shù)實現(xiàn)，F(xiàn)FT/IFFT是DFT/IDFT的快速算法。

Turbo碼編碼

Turbo碼編碼器由分量編碼器、交織器、刪余矩陣和復(fù)接器組成。分量碼的最佳選擇為遞歸系統(tǒng)卷積(RSC)碼。通常兩個分量碼采用相同的生成矩陣。編碼時，兩個分量碼的輸入信息序列是相同的，長度為N的輸入信息序列{u_k}在送入第1個分量編碼器進行編碼的同時作為系統(tǒng)輸出直接送到復(fù)接器，同時{u_k}經(jīng)交織器π后的交織序列{u_n}送入第2個分量編碼器。其中n＝π(k)，0≤n,k≤N-1。π(·)為交織映射函數(shù)，N為交織長度，即輸入信息序列長度。兩個分量編碼器輸入序列僅僅是碼元順序不同，輸出的校驗序列分別為和為提高碼率和系統(tǒng)頻譜效率，將兩個校驗序列經(jīng)刪余后，得到最后，將與系統(tǒng)輸出一起組成碼字序列{c_k}。

Turbo編碼原理框圖如圖8所示。

偽隨機交織

交織長度為N的偽隨機交織的實現(xiàn)步驟：首先，從集合S＝{1,2,…,N}中隨機選擇一整數(shù)i₁，相應(yīng)的選取到i₁的概率P(i₁)＝1/N，將選擇的i₁記為π(1)，同時將i₁從集合S中刪除，得到新的集合S₁；其次，在第k步，從集合S_k-1＝{i屬于S,i≠i₁,i₂,…,i_N-k+1}中隨機選擇一個i_k，其相應(yīng)的選取概率P(i_k)＝1/(N-k+1)，將選擇的i_k記為π(k)，同時將i_k從集合S_k-1中刪除，得到新的集合，記為S_k；最后，當(dāng)k＝N時，得到π(N)，相應(yīng)的選取概率為P(i_N)＝1，S_N為空集，交織過程結(jié)束。

多進制正交幅度調(diào)制(M-QAM)

正交幅度調(diào)制(QAM)是一種矢量調(diào)制，是采用兩路獨立的基帶信號對兩個相互正交的同頻載波進行抑制載波雙邊帶調(diào)幅，利用這種在同一寬帶內(nèi)具有頻譜正交性的已調(diào)信號，實現(xiàn)兩路并行的數(shù)字信息的傳輸。其中，M-QAM的調(diào)制解調(diào)原理：發(fā)送端，通過串并變換將信息速率為R_b的輸入二進制信號分成兩個速率為R_b/2的二進制信號，2/L電平變換將兩個速率為R_b/2的二進制信號變?yōu)樗俾蕿镽_b/[2·lb(L)]的電平信號，然后分別兩個正交載波相乘，再相加求和得M-QAM信號；接收端，采用正交的相干解調(diào)方法，將接收到到信號分兩路進入兩個正交的載波的相干解調(diào)器，在分別進入判決器形成L進制信號并輸出二進制信號，最后經(jīng)并串轉(zhuǎn)換后得到基帶信號。其中，lb(·)表示以2為底的對數(shù)運算符。M-QAM調(diào)制解調(diào)原理圖如圖9所示，且圖示中“LPF”表示低通濾波器。

LS信道估計方法

LS信道估計方法的依據(jù)準(zhǔn)則是在不考慮噪聲的影響下，使得代價函數(shù)J取值最小，代價函數(shù)J定義為：

J＝(Y-XFh)^H(Y-XFh) (4)

其中，Y＝[Y(0),Y(1),…,Y(N-1)]由一個OFDM符號解調(diào)后的輸出信號組成的向量；X＝diag[X(0),X(1),…,X(N-1)]由二進制輸入復(fù)序列x(n)映射后輸出的一幀信號所組成的對角矩陣，diag[]表示對角矩陣；F是N維傅里葉變換矩陣，矩陣F對應(yīng)的n行k列元素n和k的取值范圍都為[0,N-1]，且exp{·}表示自然底數(shù)e的指數(shù)運算符，為虛數(shù)單位；h為待估計的信道沖激響應(yīng)，上標(biāo)“H”表示矩陣的共軛轉(zhuǎn)置。

首先，將信道寫成矩陣形式：Y＝XFh+v；

其次，為使代價函數(shù)J取值最小，則需滿足條件即：

最后，化簡式(5)得到時域估計且由H＝Fh得到信道的頻率響應(yīng)

基于DCT/IDCT的變換域信道估計方法

DCT相比于DFT，M點數(shù)據(jù)序列經(jīng)M點DCT變換等效于對該數(shù)據(jù)序列經(jīng)鏡像擴展后的2M點DFT變換，且DCT是一對DFT實偶函數(shù)。不同于DFT，DCT并未產(chǎn)生新的高階分量，且其序列的周期拓展在周期邊緣是連續(xù)的，同時DCT具有能量集中的特點，性能和實現(xiàn)復(fù)雜度皆優(yōu)于DFT。DCT變換域信道估計步驟如圖10所示。

(1)對導(dǎo)頻位置接收到的數(shù)據(jù)序列Y_p(k)經(jīng)LS信道估計，得到導(dǎo)頻子載波處的信道頻率響應(yīng)的估計

(2)對作M點DCT變換，得到其表達式如下：

(3)DCT域內(nèi)對補零擴展成N點序列，得到其表達式如下：

(4)對作N點IDCT變換，得到其表達式如下：

迫零均衡技術(shù)

信道均衡技術(shù)可分為線性均衡和非線性均衡兩類。其中，線性均衡適用于信道頻率響應(yīng)特性較平坦、碼間串?dāng)_不嚴(yán)重情形。線性均衡器可由橫向濾波器實現(xiàn)如圖11所示。

要實現(xiàn)信道均衡，計算橫向濾波器的抽頭系數(shù)是關(guān)鍵。迫零均衡是根據(jù)信道特性來調(diào)整均衡濾波器的抽頭系數(shù)，使均衡器和信道的總特性近似于理想信道條件，頻域上表現(xiàn)為輸出響應(yīng)只在中心點有值，消除碼間干擾的影響。存在碼間干擾的OFDM系統(tǒng)中，信號傳輸過程的矩陣表示：Y＝HX+V，其中X、Y、V分別表示發(fā)送序列、接收序列及加性高斯白噪聲的頻域形式，H為信道沖激響應(yīng)的頻域形式。迫零均衡的基本思想是尋找方程組Y＝HX的極小范數(shù)最小二乘解，即當(dāng)||Y-HX||²取極小值時，求解X。

令即

解得：由此得迫零均衡器的均衡系數(shù)矩陣為：

其中，上標(biāo)“H”為矩陣共軛轉(zhuǎn)置，上標(biāo)“-1”為矩陣求逆運算。

本發(fā)明中聯(lián)合疊加訓(xùn)練序列與調(diào)和序列生成發(fā)送序列，并采用現(xiàn)有疊加訓(xùn)練序列的LS信道估計方法獲得信道頻率響應(yīng)的粗估計，設(shè)定噪聲閾值門限(門限為采樣點對應(yīng)的信道響應(yīng)幅度的加權(quán)平均值)以及去噪處理，同時采用加窗的DCT/IDCT插值對信道頻率響應(yīng)的變換域二次估計，且二次估計過程中引入均衡判決方法。本發(fā)明提出的聯(lián)合疊加訓(xùn)練序列與時域去噪的變換域信道估計方法，消除了數(shù)據(jù)序列和訓(xùn)練序列對信道估計性能影響，改善了現(xiàn)有的LS信道估計的性能，實現(xiàn)復(fù)雜度較低，能很好地在多載波通信中得到應(yīng)用。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的實現(xiàn)原理總體框架圖。

圖2為本發(fā)明實施例中發(fā)送序列{s(n)}產(chǎn)生流程及發(fā)送序列{s(n)}幀結(jié)構(gòu)示意圖。

圖3為本發(fā)明實施例利用現(xiàn)有方法得到典型的電力線載波多徑信道的頻率響應(yīng)粗估計的結(jié)構(gòu)圖。

圖4為本發(fā)明實施例加權(quán)時域閾值設(shè)定的示意框圖。

圖5為本發(fā)明實施例采用加窗的DCT/IDCT插值對信道頻率響應(yīng)的變換域二次估計流程示意圖。

圖6為本發(fā)明實施例聯(lián)合接收端數(shù)據(jù)序列{Y_m(k)}與第一次DCT變換域估計得到信道頻率響應(yīng)均衡值示意圖。

圖7為本發(fā)明實施例的流程示意圖。

圖8是Turbo編碼原理框圖。

圖9是M-QAM調(diào)制解調(diào)原理圖。

圖10是DCT變換域信道估計的圖。

圖11是由橫向濾波器實現(xiàn)的線性均衡器示意圖。

具體實施方式

以下通過優(yōu)選實施例、并結(jié)合附圖對本發(fā)明作進一步詳細描述。

本發(fā)明所提出的聯(lián)合加權(quán)閾值去噪與均衡判決的變換域二次估計方法可應(yīng)用在典型的電力線多載波有線通信或者多載波無線通信系統(tǒng)中，實現(xiàn)雜波干擾惡劣時快速準(zhǔn)確地完成信道估計與信號檢測功能，并不只限于以下實施例所詳細說明的領(lǐng)域。以下選取典型的電力線多載波通信系統(tǒng)的聯(lián)合加權(quán)閾值去噪與均衡判決的變換域二次估計方法，詳細說明本發(fā)明的具體實施方式。

本發(fā)明一種優(yōu)等實施例依次經(jīng)過下述主要步驟得以實現(xiàn)：

聯(lián)合疊加訓(xùn)練序列與調(diào)和序列生成發(fā)送序列；將典型的電力線多載波通信多徑信道結(jié)合于OFDM系統(tǒng)中，并通過現(xiàn)有修正的LS信道估計方法(方法見“劉秋格,穆曉敏,陸彥輝.疊加Chirp訓(xùn)練序列的OFDM信道估計[J].計算機工程與應(yīng)用,2011,47(31):97-100.”)，得到電力線信道頻率響應(yīng)的粗估計根據(jù)所得粗估計對其幅度相位補償(與增益因子δ₁相乘)、加窗(采用寬度為M的正弦窗函數(shù))、M點DCT變換以及低通濾波(截止頻率P_c＝L_cp-1)處理，得到濾波后序列并設(shè)定循環(huán)前綴(CP，L_cp為循環(huán)前綴的長度)范圍內(nèi)能量集中的采樣點的信道響應(yīng)幅度的加權(quán)算術(shù)平均值為閾值門限，將濾波處理后的結(jié)果執(zhí)行閾值判斷完成第一次去噪處理，若濾波后采樣點對應(yīng)的信道響應(yīng)幅度值大于所設(shè)定的閾值λ，則將該采樣點保留，反之，將其置零；將第一次去噪處理后的結(jié)果{G_c(m)}擴展補零成N點序列(序列{G_c(m)}尾部添N-M個0)，并通過N點IDCT變換、去窗(去除寬度為M的正弦窗)、二次幅度相位補償(與增益因子δ₂相乘)得到第一次變換域估計聯(lián)合Y_m(k)(第m個OFDM符號第n個子載波信號對應(yīng)的頻域信號)及均衡判決得到對重復(fù)M點DCT變換、低通濾波、加權(quán)閾值去噪、插值補零及N點IDCT變換，最終得到電力線的信道頻率響應(yīng)，完成變換域二次估計。

本發(fā)明通過數(shù)據(jù)序列的改造、信道頻率響應(yīng)的粗估計、聯(lián)合加權(quán)閾值去噪與均衡判決對噪聲二次去噪，其中數(shù)據(jù)序列的改造，消除了數(shù)據(jù)序列對信道估計的影響，考慮到循環(huán)前綴范圍內(nèi)的噪聲并未得到消除，設(shè)定一個改進的且實現(xiàn)效果較好的閾值門限及引入均衡判決方法完成變換域二次估計，進一步消除噪聲干擾，達到估計性能提高，實現(xiàn)復(fù)雜度適中的聯(lián)合加權(quán)閾值去噪與均衡判決的變換域二次估計方法。

本發(fā)明提出了一種聯(lián)合加權(quán)閾值去噪與均衡判決的變換域二次估計方法，將其用于典型的電力線多載波通信這一實施例中，具體實施方式可依次通過以下圖例來說明。

如圖1所示，為本發(fā)明實現(xiàn)原理總體框架圖。其中，圖(a)為聯(lián)合訓(xùn)練序列與調(diào)和序列產(chǎn)生發(fā)送序列，并在時域統(tǒng)計平均基礎(chǔ)上采用現(xiàn)有LS信道估計方法(方法見“劉秋格,穆曉敏,陸彥輝.疊加Chirp訓(xùn)練序列的OFDM信道估計[J].計算機工程與應(yīng)用,2011,47(31):97-100.”)，獲得信道頻率響應(yīng)粗估計；圖(b)為信道頻率響應(yīng)粗估計經(jīng)DCT/IDCT變換域插值、時域加權(quán)閾值去噪、均衡判決處理完成DCT/IDCT變換域二次估計的過程示意圖；圖(c)描繪的是圖(a)和圖(b)之間鏈路連接示意圖，所表示的鏈接關(guān)系為：1)聯(lián)合訓(xùn)練序列與調(diào)和序列產(chǎn)生發(fā)送序列；2)將發(fā)送序列發(fā)送至信道，并在接收端處采用疊加訓(xùn)練序列的時域統(tǒng)計平均方法，依據(jù)LS估計準(zhǔn)則得信道頻率響應(yīng)粗估計3)將粗估計經(jīng)過DCT/IDCT插值與加權(quán)閾值去噪處理，完成第一次變換域估計，得4)聯(lián)合接收端數(shù)據(jù)序列{Y_m(k)}與第一次變換域估計結(jié)果經(jīng)均衡判決得并將再次經(jīng)DCT/IDCT插值與加權(quán)閾值去噪處理，完成第二次變換域估計。

如圖2所示，為本發(fā)明實施例中發(fā)送序列{s(n)}產(chǎn)生流程及發(fā)送序列{s(n)}幀結(jié)構(gòu)示意圖。圖2(a)所示，在本發(fā)明中，為消除數(shù)據(jù)序列{d(n)}對信道估計的影響，特別引入一調(diào)和序列，經(jīng)過調(diào)和序列{a(n)}的調(diào)和作用，對數(shù)據(jù)序列{d(n)}進行改造，然后聯(lián)合訓(xùn)練序列{t(n)}產(chǎn)生發(fā)送序列{s(n)}。發(fā)送序列{s(n)}的表達式為其中，“*”表示乘積運算；θ為訓(xùn)練序列{t(n)}的功率，其取值為：0<θ<1；序列{d(n)}為二進制輸入序列{x(n)}經(jīng)信道編碼/交織、M-QAM調(diào)制、1:N串并變換及N點IFFT變換所生成的數(shù)據(jù)序列；序列{t(n)}為長度為N的訓(xùn)練序列，其周期為T(T為正整數(shù))。而圖2(b)所描繪的是發(fā)送序列{s(n)}的幀結(jié)構(gòu)圖，其幀結(jié)構(gòu)為一個長度為N的數(shù)據(jù)序列{d(n)+a(n)}與一個長度為N的訓(xùn)練序列{t(n)}疊加起來發(fā)送，并在它們頭部添加一個長度為L_cp的循環(huán)前綴(CP)，且L_cp為T的整數(shù)倍。

圖2(a)中，內(nèi)含“+”的圓圈表示求和運算，內(nèi)含“×”的圓圈表示乘積運算；調(diào)和序列{a(n)}滿足如下條件：且其作用為消除訓(xùn)練序列{t(n)}以及數(shù)據(jù)序列{d(n)}對信道估計的影響，且Q＝N/T為整數(shù)。

如圖3所示，為本發(fā)明采用現(xiàn)有的信道估計方法(方法見“劉秋格,穆曉敏,陸彥輝.疊加Chirp訓(xùn)練序列的OFDM信道估計[J].計算機工程與應(yīng)用,2011,47(31):97-100.”)，完成信道頻率響應(yīng)的粗估計。其實現(xiàn)步驟為：1)二進制輸入序列{x(n)}，經(jīng)OFDM基帶系統(tǒng)前端處理后獲得數(shù)據(jù)序列{d(n)}，并聯(lián)合調(diào)和序列{a(n)}、訓(xùn)練序列{t(n)}產(chǎn)生發(fā)送序列{s(n)}；2)對每個OFDM符號前添加長度為L_cp的循環(huán)前綴(CP)并經(jīng)N:1并串轉(zhuǎn)換后發(fā)送出去，通過典型的電力線信道，接收端處經(jīng)1:N串并轉(zhuǎn)換及去除所加長度為L_cp的CP后，對某一幀OFDM符號內(nèi)求時域統(tǒng)計平均，得信道沖激響應(yīng)時域粗估計將經(jīng)N點FFT變換得信道頻率響應(yīng)粗估計且將去除CP后的結(jié)果{y_m(n)}作N點FFT變換得{Y_m(k)}。

如圖4所示，為本發(fā)明設(shè)定噪聲閾值門限λ的示意圖。該噪聲閾值門限λ設(shè)置過程經(jīng)過以下步驟完成：1)對采用平頂采樣，且采樣周期為T_s＝T/N，得到采樣序列{g_c(i)}，g_c(i)為第i個采樣點對應(yīng)的信道沖激響應(yīng)且i＝1,2,…,N；2)依次求每個采樣點對應(yīng)的信道沖激響應(yīng)幅度|g_c(i)|，并將所有幅度值排序；3)記錄等幅度值的個數(shù)作為權(quán)值(若某一個幅度值相同的數(shù)量有a_q個，則將a_q作為權(quán)值)，那么將a_q與其對應(yīng)的幅度值作乘積，如圖4所示；4)將所有權(quán)值a_q與對應(yīng)的幅度值的乘積求和，并乘以權(quán)值和的倒數(shù)，即可得到噪聲閾值門限λ。

如圖5所示，為本發(fā)明對信道頻率響應(yīng)的粗估計經(jīng)過DCT/IDCT變換域插值、時域加權(quán)閾值去噪、均衡判決處理后得到信道頻率響應(yīng)的估計。圖5所描繪的變換域二次估計過程，依次按以下步驟實現(xiàn)：首先，將圖2所得信道頻率響應(yīng)的粗估計通過對粗估計幅度相位補償(與增益因子δ₁相乘)，再乘上一個正弦窗函數(shù)SIN(窗函數(shù)長度為M)作限帶，得到結(jié)果其次，對作M點DCT變換并通過一個截止頻率為P_c(P_c＝L_cp-1，L_cp為循環(huán)前綴的長度)的低通濾波器，濾除高頻分量后，將其結(jié)果所對應(yīng)的幅值與加權(quán)時域閾值λ作比較，當(dāng)平頂采樣所得采樣點對應(yīng)的信道響應(yīng)幅度大于λ，則保留該采樣點，否則，將采樣點置零；再次，將判斷后的結(jié)果補零擴展成N點序列并作N點IDCT變換、去窗處理及二次幅度相位補償(與增益因子δ₂相乘)，得到信道的頻率響應(yīng)最后，聯(lián)合接收端接收數(shù)據(jù)序列{Y_m(k)}與第一次DCT/IDCT估計結(jié)果均衡判決、二次DCT/IDCT估計得其中，平頂采樣的采樣周期T_s＝T/(N+L_cp)；正弦窗函數(shù)SIN表達式為：k＝0,1,2,…,M；二次DCT/IDCT估計包括對判決結(jié)果的M點DCT變換、低通濾波、二次噪聲閾值判斷、補零擴展成N點序列、N點IDCT變換。

如圖6所示，為本發(fā)明實施例聯(lián)合接收端數(shù)據(jù)序列{Y_m(k)}與第一次DCT變換域估計得到信道頻率響應(yīng)均衡值示意圖。圖6描繪的均衡判決步驟：首先，設(shè)定均衡判決結(jié)果為信道頻率響應(yīng)預(yù)測值，采用現(xiàn)有迫零均衡技術(shù)，聯(lián)合接收端數(shù)據(jù)序列{Y_m(k)}得到發(fā)送信號頻域估計值且表達式為其次，將發(fā)送信號頻域估計值經(jīng)數(shù)據(jù)判決，被映射到QAM星座圖最鄰近點上，得到發(fā)送信號判決值及信道頻率響應(yīng)判決值兩者關(guān)系式為最后，聯(lián)合第一次DCT估計信道頻率響應(yīng)判決值及判決反饋系數(shù)ξ(ξ為的修正因子，判決誤差Δ的函數(shù))加權(quán)求和，得到信道頻率響應(yīng)均衡結(jié)果其表達式為其中，“*”表示乘積運算；Q₁、Q₂、Q₃分別為ξ的權(quán)值，均為區(qū)間[0,1]中的實數(shù)，且Q₁+Q₂+Q₃＝1。

數(shù)據(jù)判決依據(jù)為：當(dāng)發(fā)送信號判決值與X_m(k)(調(diào)制到第m個OFDM符號中第k個子載波的N點FFT數(shù)據(jù))相等時，判決結(jié)果正確，即信道頻率響應(yīng)判決值為信道實際頻率響應(yīng)H；當(dāng)與X_m(k)不相等時，則與H存在判決誤差Δ，可通過Δ反饋校正，使逐步逼近H。其中，判決誤差判決反饋系數(shù)ξ取為判決誤差Δ的平方關(guān)于的梯度，即

如圖7所示，為本發(fā)明實施例實施的流程示意圖。圖7描繪的是本實施例實現(xiàn)的主要步驟：

第一階段，開啟信道估計流程；

第二階段，初始化各類數(shù)據(jù)的參數(shù)；

第三階段，聯(lián)合疊加訓(xùn)練序列與調(diào)和序列生成發(fā)送序列；

第四階段，發(fā)送序列通過典型的電力線多徑信道進行傳輸；

第五階段，獲取信道響應(yīng)的粗估計；

第六階段，變換域估計的前端處理(包括粗估計的加窗處理、幅度相位補償、M點DCT變換及低通濾波)；

第七階段，設(shè)定加權(quán)噪聲閾值門限；

第八階段，將采樣點的信道響應(yīng)幅度與設(shè)定的噪聲閾值門限作比較，判斷采樣點是否保留；

第九階段，將保留的結(jié)果擴展成N點序列，作N點IDCT變換、去窗處理及二次幅度相位補償后得到聯(lián)合Y_m(k)、進行頻域均衡判決，設(shè)置權(quán)值Q₁、Q₂、Q₃，得均衡判決結(jié)果

第十階段，對判決結(jié)果實現(xiàn)二次去噪，重復(fù)M點DCT變換、低通濾波、加權(quán)閾值判斷、補零擴展成N點序列后，將其結(jié)果作N點IDCT變換，得信道頻率響應(yīng)的結(jié)果

圖7中帶箭頭的虛線主要是判決結(jié)果實現(xiàn)二次去噪及閾值判斷后的補零擴展過程。

本發(fā)明提出一種聯(lián)合加權(quán)閾值去噪與均衡判決的變換域二次估計方法，其包括了聯(lián)合疊加訓(xùn)練序列與調(diào)和序列產(chǎn)生發(fā)送序列的方法、采用修正最小二乘(LS)信道估計獲得信道頻率響應(yīng)粗估計方法、聯(lián)合加權(quán)閾值去噪與均衡判決完成粗估計的變換域二次估計方法。本發(fā)明依次經(jīng)以下步驟完成：聯(lián)合疊加訓(xùn)練序列與調(diào)和序列產(chǎn)生發(fā)送序列；采用修正LS信道估計方法獲得信道頻率響應(yīng)粗估計；將所得結(jié)果依次幅度相位補償、加窗函數(shù)、離散余弦變換(DCT)、低通濾波、平頂采樣處理，并將采樣點的信道響應(yīng)幅度的加權(quán)平均值作為噪聲閾值門限，對采樣點作閾值判斷，判斷采樣點保留與否；將閾值判斷后的結(jié)果通過補零擴展、現(xiàn)有離散余弦逆變換(IDCT)以及改進的頻域均衡判決方法，將均衡結(jié)果重復(fù)M點DCT變換、低通濾波、加權(quán)閾值去噪、插值補零及N點IDCT變換完成DCT/IDCT變換域二次估計，得到最終信道頻率響應(yīng)。采用本發(fā)明所述方法，可實現(xiàn)電力線多載波、無線通信等多徑信道頻率響應(yīng)估計，聯(lián)合加權(quán)閾值與均衡判決完成對噪聲兩次去噪，且估計性能較高，復(fù)雜度適中。因此，本發(fā)明方法可適用于有線或無線信道雜波干擾惡劣時的信道估計、雜波干擾檢測與抑制等場合。

盡管已描述本發(fā)明的實施例，但對本領(lǐng)域的技術(shù)人員而言，可在不脫離本發(fā)明方法原理和精神的情況下對這些實施例進行多種變化、修改、替換和變型，本發(fā)明的范圍由所附權(quán)利要求及其等同限定。即通過改變本發(fā)明所述方法中訓(xùn)練序列的功率θ、循環(huán)前綴的長度L_cp、加權(quán)噪聲閾值λ、DCT/IDCT變換點數(shù)、均衡判決權(quán)值(Q₁、Q₂、Q₃)等參數(shù)，仍屬本發(fā)明所述方法的范疇，仍受本專利保護。