本發(fā)明涉及移動通信系統(tǒng)中的同步技術(shù)領(lǐng)域，特別是涉及一種適用于UFMC波形的同步符號設(shè)計方法。

背景技術(shù)：

在移動通信系統(tǒng)中，波形一直是空中接口技術(shù)中的主要組成部分之一。目前商用的第四代移動通信系統(tǒng)(4G)采用了正交頻分多址(OFDM)技術(shù)作為其空中傳輸波形。OFDM技術(shù)具有傳輸效率高，實現(xiàn)簡單，易與多輸入多輸出(MIMO)結(jié)合的優(yōu)點。但是，由于OFDM在時域的處理中采用了矩形窗截斷，故存在較高的帶外泄露，不利于對相鄰子帶異步傳輸?shù)闹С?。通用濾波多載波(UFMC)技術(shù)繼承了OFDM的優(yōu)點，并通過濾波技術(shù)大幅度降低帶外泄露，可有效支持相鄰子帶的異步傳輸，是未來第五代移動通信系統(tǒng)(5G)空中接口技術(shù)的一個主要候選方案。

時間同步(Timing synchronization)是移動通信系統(tǒng)能正常工作的前提。在OFDM系統(tǒng)中，同步符號通常設(shè)計成前后相同的兩塊。在接收端，通過對同步符號中這兩塊相同的部分進行自相關(guān)運算來找到符號的起始點。然而，UFMC由于在發(fā)送端采用了濾波器，傳統(tǒng)的同步符號生成方法產(chǎn)成的信號不再保持前后相等的結(jié)構(gòu)，導(dǎo)致同步過程產(chǎn)生較大的干擾，精度下降。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

發(fā)明目的：本發(fā)明的目的是提供一種能夠解決現(xiàn)有技術(shù)中存在的缺陷的適用于UFMC波形的同步符號設(shè)計方法。

技術(shù)方案：為達到此目的，本發(fā)明采用以下技術(shù)方案：

本發(fā)明所述的適用于UFMC波形的同步符號設(shè)計方法，包括以下步驟：

S1：產(chǎn)生一個長度為(N-L)/2的時域序列A，然后在時域序列A后增加L個零，形成一個長度為(N+L)/2的B序列；

S2：將B序列復(fù)制后放在B序列后，形成前后兩半相等的同步符號，并通過濾波器發(fā)送出來；

S3：接收端將接收信號下變頻到基帶，并儲存下來；

S4：以接收信號的第i個采樣點為起點，取出其后的(N+L)/2個采樣，存為行向量V₁，如式(1)所示；

式(1)中，i為觀察窗內(nèi)接收信號的任意一個采樣位置，y(i)為接收到的第i個采樣的基帶信號，L為濾波器的長度，N為UFMC系統(tǒng)的子載波數(shù)；

S5：以接收信號的第i+(N+L)/2個采樣點為起點，取出其后的(N+L)/2個采樣，存為行向量V₂，如式(2)所示；

S6：計算的結(jié)果，并取模值得到ρi；

S7：比較觀察窗內(nèi)各ρ_i的值，將最大值對應(yīng)的采樣位置作為UFMC符號的起始位置。

進一步，所述時域序列A為PN序列或者CAZAC序列。

有益效果：與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有如下的有益效果：

1)本發(fā)明的同步符號設(shè)計方法能適用于下一代通信系統(tǒng)中可能采用的UFMC波形技術(shù)。

2)本發(fā)明不需要更改已有的通信體制和標(biāo)準(zhǔn)，發(fā)送端不需增加任何額外設(shè)備和器件，接收端也不需要增加任何額外處理。

附圖說明

圖1為傳統(tǒng)的同步符號生成方法的示意圖；

圖2為本發(fā)明具體實施方式的同步符號生成方法的示意圖。

具體實施方式

下面結(jié)合具體實施方式對本發(fā)明的技術(shù)方案作進一步的介紹。

首先介紹一下傳統(tǒng)的同步符號生成方法。

假設(shè)一個通用濾波多載波(UFMC)系統(tǒng)包含N個子載波，濾波器的系數(shù)為f＝[f(0),f(1),...,f(L-1)]，其中L表示濾波器的長度。經(jīng)過N點的傅立葉反變換(IDFT)，得到時域信號s＝[s(0),s(1),…,s(N-1)]^T為：

s＝DS (1)

式(1)中，D是一個N×N維的能量歸一化后的IDFT矩陣，它的第i行第n列的元素為S＝[S(0),S(1),…,S(N-1)]^T表示頻域的調(diào)制符號。定義一個(N+L-1)×N維的復(fù)數(shù)托普利茲(Toeplitz)矩陣F，它的第一列為第一行為[f(0),0_1×(N-1)]^T，則UFMC的發(fā)送信號可以表示為：

x＝Fs＝FDS (2)

在OFDM系統(tǒng)中，同步符號通常由長度為N/2的復(fù)偽隨機(PN)序列或恒模零自相關(guān)(CAZAC)等其它序列組成，占用N個子載波中的偶數(shù)位子載波或奇數(shù)位子載波。這樣，通過IDFT變換后，在時域可得到前后兩半相等的符號結(jié)構(gòu)。但是，在UFMC系統(tǒng)中，由于IDFT變換后的信號還要通過濾波器，用傳統(tǒng)方法生成的信號不再保持前后相等的結(jié)構(gòu)，如圖1所示。

圖1中，假設(shè)

可見，A＝B，但是C≠D。在這種情況下，當(dāng)接收端采用基于自相關(guān)的同步方法時，由于符號相關(guān)性的下降，增加了同步過程中的均方誤差，降低了整個系統(tǒng)的同步性能。

為了解決現(xiàn)有技術(shù)中的以上問題，本具體實施方式公開了一種適用于UFMC的同步符號設(shè)計方法。首先在時域產(chǎn)生一個長度為(N-L)/2的PN序列或CAZAC等其它序列；然后在這個序列之后設(shè)置長度為L的零采樣，得到序列。最后，將復(fù)制放在后面的位置上，如圖2所示。在這種情況下，通過濾波器后會產(chǎn)生前后相等的結(jié)構(gòu)，即此時

本具體實施方式的方法具體包括以下步驟：

S1：產(chǎn)生一個長度為(N-L)/2的時域序列A，然后在時域序列A后增加L個零，形成一個長度為(N+L)/2的B序列；

S2：將B序列復(fù)制后放在B序列后，形成前后兩半相等的同步符號，并通過濾波器發(fā)送出來；

S3：接收端將接收信號下變頻到基帶，并儲存下來；

S4：以接收信號的第i個采樣點為起點，取出其后的(N+L)/2個采樣，存為行向量V₁，如式(1)所示；

式(1)中，i為觀察窗內(nèi)接收信號的任意一個采樣位置，y(i)為接收到的第i個采樣的基帶信號，L為濾波器的長度，N為UFMC系統(tǒng)的子載波數(shù)；

S5：以接收信號的第i+(N+L)/2個采樣點為起點，取出其后的(N+L)/2個采樣，存為行向量V₂，如式(2)所示；

S6：計算的結(jié)果，并取模值得到ρ_i；

S7：比較觀察窗內(nèi)各ρ_i的值，將最大值對應(yīng)的采樣位置作為UFMC符號的起始位置。