本發(fā)明涉及移動通信系統(tǒng)中的同步技術(shù)領(lǐng)域,特別是涉及一種適用于UFMC波形的同步符號設(shè)計方法。
背景技術(shù):
在移動通信系統(tǒng)中,波形一直是空中接口技術(shù)中的主要組成部分之一。目前商用的第四代移動通信系統(tǒng)(4G)采用了正交頻分多址(OFDM)技術(shù)作為其空中傳輸波形。OFDM技術(shù)具有傳輸效率高,實現(xiàn)簡單,易與多輸入多輸出(MIMO)結(jié)合的優(yōu)點。但是,由于OFDM在時域的處理中采用了矩形窗截斷,故存在較高的帶外泄露,不利于對相鄰子帶異步傳輸?shù)闹С?。通用濾波多載波(UFMC)技術(shù)繼承了OFDM的優(yōu)點,并通過濾波技術(shù)大幅度降低帶外泄露,可有效支持相鄰子帶的異步傳輸,是未來第五代移動通信系統(tǒng)(5G)空中接口技術(shù)的一個主要候選方案。
時間同步(Timing synchronization)是移動通信系統(tǒng)能正常工作的前提。在OFDM系統(tǒng)中,同步符號通常設(shè)計成前后相同的兩塊。在接收端,通過對同步符號中這兩塊相同的部分進行自相關(guān)運算來找到符號的起始點。然而,UFMC由于在發(fā)送端采用了濾波器,傳統(tǒng)的同步符號生成方法產(chǎn)成的信號不再保持前后相等的結(jié)構(gòu),導(dǎo)致同步過程產(chǎn)生較大的干擾,精度下降。
技術(shù)實現(xiàn)要素:
發(fā)明目的:本發(fā)明的目的是提供一種能夠解決現(xiàn)有技術(shù)中存在的缺陷的適用于UFMC波形的同步符號設(shè)計方法。
技術(shù)方案:為達到此目的,本發(fā)明采用以下技術(shù)方案:
本發(fā)明所述的適用于UFMC波形的同步符號設(shè)計方法,包括以下步驟:
S1:產(chǎn)生一個長度為(N-L)/2的時域序列A,然后在時域序列A后增加L個零,形成一個長度為(N+L)/2的B序列;
S2:將B序列復(fù)制后放在B序列后,形成前后兩半相等的同步符號,并通過濾波器發(fā)送出來;
S3:接收端將接收信號下變頻到基帶,并儲存下來;
S4:以接收信號的第i個采樣點為起點,取出其后的(N+L)/2個采樣,存為行向量V1,如式(1)所示;
式(1)中,i為觀察窗內(nèi)接收信號的任意一個采樣位置,y(i)為接收到的第i個采樣的基帶信號,L為濾波器的長度,N為UFMC系統(tǒng)的子載波數(shù);
S5:以接收信號的第i+(N+L)/2個采樣點為起點,取出其后的(N+L)/2個采樣,存為行向量V2,如式(2)所示;
S6:計算的結(jié)果,并取模值得到ρi;
S7:比較觀察窗內(nèi)各ρi的值,將最大值對應(yīng)的采樣位置作為UFMC符號的起始位置。
進一步,所述時域序列A為PN序列或者CAZAC序列。
有益效果:與現(xiàn)有技術(shù)相比,本發(fā)明具有如下的有益效果:
1)本發(fā)明的同步符號設(shè)計方法能適用于下一代通信系統(tǒng)中可能采用的UFMC波形技術(shù)。
2)本發(fā)明不需要更改已有的通信體制和標(biāo)準(zhǔn),發(fā)送端不需增加任何額外設(shè)備和器件,接收端也不需要增加任何額外處理。
附圖說明
圖1為傳統(tǒng)的同步符號生成方法的示意圖;
圖2為本發(fā)明具體實施方式的同步符號生成方法的示意圖。
具體實施方式
下面結(jié)合具體實施方式對本發(fā)明的技術(shù)方案作進一步的介紹。
首先介紹一下傳統(tǒng)的同步符號生成方法。
假設(shè)一個通用濾波多載波(UFMC)系統(tǒng)包含N個子載波,濾波器的系數(shù)為f=[f(0),f(1),...,f(L-1)],其中L表示濾波器的長度。經(jīng)過N點的傅立葉反變換(IDFT),得到時域信號s=[s(0),s(1),…,s(N-1)]T為:
s=DS (1)
式(1)中,D是一個N×N維的能量歸一化后的IDFT矩陣,它的第i行第n列的元素為S=[S(0),S(1),…,S(N-1)]T表示頻域的調(diào)制符號。定義一個(N+L-1)×N維的復(fù)數(shù)托普利茲(Toeplitz)矩陣F,它的第一列為第一行為[f(0),01×(N-1)]T,則UFMC的發(fā)送信號可以表示為:
x=Fs=FDS (2)
在OFDM系統(tǒng)中,同步符號通常由長度為N/2的復(fù)偽隨機(PN)序列或恒模零自相關(guān)(CAZAC)等其它序列組成,占用N個子載波中的偶數(shù)位子載波或奇數(shù)位子載波。這樣,通過IDFT變換后,在時域可得到前后兩半相等的符號結(jié)構(gòu)。但是,在UFMC系統(tǒng)中,由于IDFT變換后的信號還要通過濾波器,用傳統(tǒng)方法生成的信號不再保持前后相等的結(jié)構(gòu),如圖1所示。
圖1中,假設(shè)
可見,A=B,但是C≠D。在這種情況下,當(dāng)接收端采用基于自相關(guān)的同步方法時,由于符號相關(guān)性的下降,增加了同步過程中的均方誤差,降低了整個系統(tǒng)的同步性能。
為了解決現(xiàn)有技術(shù)中的以上問題,本具體實施方式公開了一種適用于UFMC的同步符號設(shè)計方法。首先在時域產(chǎn)生一個長度為(N-L)/2的PN序列或CAZAC等其它序列;然后在這個序列之后設(shè)置長度為L的零采樣,得到序列。最后,將復(fù)制放在后面的位置上,如圖2所示。在這種情況下,通過濾波器后會產(chǎn)生前后相等的結(jié)構(gòu),即此時
本具體實施方式的方法具體包括以下步驟:
S1:產(chǎn)生一個長度為(N-L)/2的時域序列A,然后在時域序列A后增加L個零,形成一個長度為(N+L)/2的B序列;
S2:將B序列復(fù)制后放在B序列后,形成前后兩半相等的同步符號,并通過濾波器發(fā)送出來;
S3:接收端將接收信號下變頻到基帶,并儲存下來;
S4:以接收信號的第i個采樣點為起點,取出其后的(N+L)/2個采樣,存為行向量V1,如式(1)所示;
式(1)中,i為觀察窗內(nèi)接收信號的任意一個采樣位置,y(i)為接收到的第i個采樣的基帶信號,L為濾波器的長度,N為UFMC系統(tǒng)的子載波數(shù);
S5:以接收信號的第i+(N+L)/2個采樣點為起點,取出其后的(N+L)/2個采樣,存為行向量V2,如式(2)所示;
S6:計算的結(jié)果,并取模值得到ρi;
S7:比較觀察窗內(nèi)各ρi的值,將最大值對應(yīng)的采樣位置作為UFMC符號的起始位置。