專(zhuān)利名稱(chēng)：正交頻分復(fù)用接收器的信道延遲估計(jì)及循環(huán)前綴平均方法
正交頻分復(fù)用接收器的信道延遲估計(jì)及循環(huán)前綴平均方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種在正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing,OFDM)接收器中，用于信噪比的提高與載波間干擾的減少而添加循 環(huán)前綴與主要OFDM信號(hào)時(shí)所需的最大信道延遲的準(zhǔn)確的估計(jì)方法，及利用被測(cè)量的最大 信道延遲以求得要使用于循環(huán)前綴(Cyclic Prefix, CP)求平均的循環(huán)前綴的一部分的方法。
背景技術(shù)：
OFDM方式為將用于通訊會(huì)話(huà)而被分配的頻率帶域幅分割成多個(gè)窄帶頻率子帶的 寬帶調(diào)制方式，各個(gè)子帶包括無(wú)線(xiàn)頻率(射頻，Radio Frequency, RF)副載波，且各個(gè)副載 波對(duì)其它子信道分別包括的射頻副載波以數(shù)學(xué)方式進(jìn)行正交。所述副載波的正交性允許其 個(gè)別頻譜與其它載波之間無(wú)干擾地進(jìn)行重疊。由于將頻率帶域幅分割成多個(gè)正交子帶，因 此OFDM方式可以達(dá)到較高的數(shù)據(jù)傳送速度與非常有效的使用頻率帶域幅。在使用這樣的OFDM方式的系統(tǒng)中，為了消除可能會(huì)通過(guò)多重路徑干擾衰落 (Multipath Fading)而發(fā)生的符號(hào)間干擾(Inter Symbol Interference, ISI)，使長(zhǎng)度與 可能發(fā)生的最大多重路徑干擾延遲(Multipath Delay)(以下稱(chēng)為“最大信道延遲”)所相 應(yīng)的循環(huán)前綴位于主要OFDM符號(hào)(Main OFDM Symbol)的前端。該方法能在因多重路徑干 擾衰落而發(fā)生的最大信道延遲小于循環(huán)前綴的長(zhǎng)度的情況下，可以完全消除ISI。但是這 會(huì)變成系統(tǒng)冗余(System Redundancy)，會(huì)導(dǎo)致頻譜效率(Spectral Efficiency)的降低。 其中循環(huán)前綴(CP)是指在用于防止信道間干擾而插入于保護(hù)間隔(Guard Interval, GI) 區(qū)間的信號(hào)，在OFDM傳送方式中為了消除因多重路徑引起的符號(hào)間干擾而插入GI。但是當(dāng) GI區(qū)間沒(méi)有信號(hào)時(shí)，副載波正交性會(huì)消失，同時(shí)會(huì)發(fā)生信道間干擾。為了防止發(fā)生此干擾， 將符號(hào)區(qū)間后端的一部分信號(hào)進(jìn)行復(fù)制并插入，并稱(chēng)該信號(hào)為循環(huán)前綴(CP)。而且，使用這樣的OFDM方式之系統(tǒng)其最大缺點(diǎn)之一為當(dāng)存在載波頻率偏移 (Carrier Frequency Offset)時(shí)，或是當(dāng)收發(fā)器之間的相對(duì)變動(dòng)而產(chǎn)生信道變動(dòng)(Channel Variation)時(shí)，由此發(fā)生載波間干擾(Inter-carrier Interference, ICI)，從而導(dǎo)致接收 器性能的嚴(yán)重低下。這種情況下，當(dāng)沒(méi)有ISI時(shí)，循環(huán)前綴與主要OFDM符號(hào)的后端部分是準(zhǔn)確一致的 信號(hào)。因此，在OFDM接收器中不丟棄該循環(huán)前綴，而是添加到與主要OFDM符號(hào)的循環(huán)前綴 所相同的部分后求得平均(將此稱(chēng)為CP求平均)，由此可以提高如下的性能。首先，改善主 要OFDM符號(hào)中以添加來(lái)求得平均部分的信噪比。另外，可以減少載波間干擾。為了采用這樣的CP求平均方法，需要僅采用循環(huán)前綴中沒(méi)有ISI的部分，因?yàn)槿?果使用存在ISI的部分進(jìn)行CP求平均，反而導(dǎo)致接收器性能低下。因此，為此需要測(cè)量最 大信道延遲，從而只將不存在ISI的部分利用于CP求平均。現(xiàn)有的技術(shù)也有提出過(guò)與CP求平均類(lèi)似的方法。并且這時(shí)考慮信道延遲擴(kuò)展 (Channel Delay Spread)，而提出過(guò)采用循環(huán)前綴的一部分的方法。但是對(duì)最大信道延遲進(jìn)行測(cè)量而并非對(duì)延遲擴(kuò)展進(jìn)行測(cè)量而使用的方法還沒(méi)有被提出過(guò)。另外，這樣對(duì)延遲擴(kuò) 展進(jìn)行測(cè)量的方法以前雖然提出過(guò)很多，但在OFDM接收器中對(duì)最大信道延遲進(jìn)行測(cè)量的 具體方法與將其連接于CP求平均的方法至今未被提出過(guò)。

發(fā)明內(nèi)容為了解決上述問(wèn)題，本發(fā)明的目的在于提供一種在OFDM接收器中采用CP求平均 方法以測(cè)量最大信道延遲從而達(dá)到最大性能的方法，及利用這樣被測(cè)量的最大信道延遲以 求得被使用于CP求平均的循環(huán)前綴的一部分的方法，從而改善信噪比和減少載波間干擾， 以提高OFDM接收器的性能。為了達(dá)到上述目的，本發(fā)明的最大信道延遲的估計(jì)方法，其特征在于，在適用于 OFDM接收器的最大信道延遲的估計(jì)方法中，對(duì)信道沖激響應(yīng)(Channel Impulse Response, CIR)的平均功率進(jìn)行估計(jì)，并對(duì)所述被估計(jì)的值乘于可設(shè)定的數(shù)而決定第一個(gè)閾值 (Threshold)T1后，當(dāng)個(gè)別抽樣(Sample)功率小于所述閾值T1時(shí)，使所述抽樣值為O而抑 制噪音，并利用噪音抑制(Suppression)后的CIR對(duì)最大信道延遲進(jìn)行估計(jì)。這時(shí)，特征在于，將所述CIR分成長(zhǎng)度大于1的延遲群(Delay Group)，并利用所述 延遲群的能量。另外，特征在于，將所述延遲群的大小設(shè)置為與典型的市區(qū)(Typical urban6, TU6)信道的最大信道延遲即50 μ s所相應(yīng)的值，并設(shè)置為大于所述值的最小的2的冪乘的數(shù)。另外，特征在于，將所述延遲群的能量經(jīng)一個(gè)以上的OFDM符號(hào)進(jìn)行累積，并將所 述估計(jì)的CIR的平均功率在相同的OFDM符號(hào)進(jìn)行累積后，利用由此求得的累積CIR平均功率。另外，特征在于，對(duì)所述累積CIR平均功率乘于可設(shè)定的數(shù)而決定出第二個(gè)閾值T2 后，在累積的延遲群能量中從延遲最大的延遲群的能量開(kāi)始與所述閾值T2進(jìn)行比較，從而 求得大于所述閾值T2且延遲最大的延遲群的指數(shù)(Index)后，對(duì)最大信道延遲進(jìn)行估計(jì)。另外，特征在于，用于決定所述閾值T2所使用的可設(shè)定的數(shù)采用如下方式進(jìn)行設(shè) 定并使用當(dāng)多普勒擴(kuò)展(Doppler Spread)或信道波動(dòng)較大時(shí)將所述可設(shè)定的數(shù)設(shè)為較 大的值，當(dāng)多普勒擴(kuò)展或信道波動(dòng)較小時(shí)設(shè)為較小的值而使用的方式，以及越是高階調(diào)制 方案(Higher Modulation Scheme)，越設(shè)置成較小值而使用的方式。另外，特征在于包括對(duì)CIR的平均功率進(jìn)行估計(jì)的步驟；所述被估計(jì)的CIR平 均功率乘于可設(shè)定的常數(shù)，從而決定出第一個(gè)閾值T1,并利用該值而區(qū)分為延遲信道成分 (Delayed Channel Component)與不需要的噪音成分后，當(dāng)判斷為噪音成分時(shí)消除所述噪 音的噪音抑制步驟；將所述CIR的抽樣分成適當(dāng)大小的延遲群，并求得每個(gè)所述延遲群的 群內(nèi)CIR成分的能量的延遲群平均功率估計(jì)步驟；使所述被估計(jì)的延遲群的能量值在一定 數(shù)的OFDM符號(hào)期間執(zhí)行累積運(yùn)算(Accumulation)的累積延遲群運(yùn)算步驟；使被估計(jì)的 CIR平均功率在一定數(shù)的OFDM符號(hào)期間執(zhí)行累積運(yùn)算的累積CIR平均功率估計(jì)步驟；及利 用所述被估計(jì)的累積CIR平均功率而決定出第二個(gè)閾值T2，并將該值與累積延遲群能量的 大小進(jìn)行比較后，找出能量大于T2且延遲最大的延遲群，從而決定最大信道延遲的步驟。另外，特征在于，將通過(guò)所述最大信道延遲的估計(jì)方法而估計(jì)的最大信道延遲，通過(guò)下述公式1及公式2而利用于CP求平均。準(zhǔn)備利用的循環(huán)前綴的開(kāi)始點(diǎn)=L*(D+1)公式1準(zhǔn)備利用的循環(huán)前綴的結(jié)束點(diǎn)=循環(huán)前綴的結(jié)束點(diǎn)公式2這時(shí)，L是指延遲群的大小，D是指具有最大延遲信道成分的延遲群的指數(shù)。如上所述，本發(fā)明提供一種在OFDM接收器中采用CP求平均方法，為了達(dá)到最大性 能而準(zhǔn)確地對(duì)最大信道延遲進(jìn)行測(cè)量的方法及裝置；并且提供一種利用被測(cè)量的最大信道 延遲而求得使用于CP求平均的循環(huán)前綴中的一部分的方法及裝置。從而通過(guò)CP求平均來(lái) 提高信噪比及減少載波間干擾，從而達(dá)到提高OFDM接收器性能的效果。

圖1為典型的OFDM收發(fā)系統(tǒng)的構(gòu)成圖；圖2為求得CIR的各種示例圖；圖3為使用依據(jù)離散傅立葉反變換(IDFT)的頻率軸插值的信道估計(jì)方法的示意 圖；圖4為根據(jù)本發(fā)明的最大信道延遲的估計(jì)方法的示意圖；圖5為根據(jù)本發(fā)明圖4的噪音抑制的示意圖；圖6為根據(jù)本發(fā)明的最大信道延遲的示意圖；圖7為采用了根據(jù)本發(fā)明的最大信道延遲的測(cè)量方法的CP求平均方案示意圖；以 及圖8為根據(jù)本發(fā)明最大信道延遲的估計(jì)步驟的流程圖。
具體實(shí)施方式圖1為典型的OFDM收發(fā)系統(tǒng)構(gòu)成圖，圖2為求得CIR的各種示意圖，圖3為使 用依據(jù)離散傅立葉反變換(Inverse Discrete Fourier Transform, IDFT)的頻率軸插值 (Interpolation)的信道估計(jì)方法的示意圖。在對(duì)本發(fā)明的最大信道延遲估計(jì)方法的實(shí)施例進(jìn)行說(shuō)明之前，先對(duì)適用于OFDM 接收器的現(xiàn)有的普通實(shí)施例進(jìn)行說(shuō)明。其為本發(fā)明技術(shù)之前必須要執(zhí)行的構(gòu)成及方法，從 理論的展開(kāi)及理解的便利考慮，先對(duì)此進(jìn)行說(shuō)明后，再對(duì)本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)的敘述。典型的OFDM收發(fā)系統(tǒng)如圖1。一般的OFDM發(fā)送器如圖1所示，由信道編碼器(Channel Encoder) 110，交織器 (Interleave!·) 120，符號(hào)映射器(Symbol Mapper) 130, IDFT 模塊 140，循環(huán)前綴(CP)插入 (Insertion)模塊 150，數(shù)模轉(zhuǎn)換器(Digital-to-Analog Converter，DAC) 160，基帶射頻轉(zhuǎn) 換器(BB-to-RF converter) 170，以及天線(xiàn)180等構(gòu)成。在這種情況下，所述信道編碼器110是指，為了提高對(duì)加性高斯白噪聲(Additive White Gaussian Noise，AWGN)、多重路徑干擾及時(shí)間選擇性衰落干擾(Time-selective Fading Interference)等的收發(fā)系統(tǒng)的可信度(Reliability)，而通過(guò)已研制好的方法對(duì) 原來(lái)的數(shù)據(jù)添加少量的冗余(Redundancy)(或奇偶校驗(yàn)，Parity)的過(guò)程。所述交織器120所執(zhí)行的作用是將區(qū)間誤差轉(zhuǎn)換成離散誤差。原因在于，一般使 用的信道譯碼(Channel Coding)方法對(duì)區(qū)間誤差較為脆弱。
所述符號(hào)映射器130為將比特流(Bit Stream)映射(Mapping)成符號(hào)的模塊，與 此相應(yīng)的有M進(jìn)制正交幅度調(diào)制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)、M進(jìn)制相移鍵 控(Phase-shift Keying, PSK)等。所述IDFT模塊140為執(zhí)行OFDM調(diào)制(Modulation)的過(guò)程，循環(huán)前綴插入150起 如下作用為了消除長(zhǎng)度小于一定大小的多重路徑干擾衰落所發(fā)生的ISI的影響，將IDFT 模塊140輸出即主要OFDM符號(hào)的后端部分添加到符號(hào)前端。直到循環(huán)前綴插入150為止 是數(shù)字信號(hào)流，DAC所執(zhí)行的作用即為將此轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)。最后將被數(shù)模轉(zhuǎn)換的模擬基 帶(Baseband)信號(hào)通過(guò)基帶射頻轉(zhuǎn)換器(BB_to-RF converter) 170而轉(zhuǎn)換成射頻信號(hào)，并 通過(guò)天線(xiàn)180而進(jìn)行發(fā)送。如圖1所示，普通的OFDM接收器由天線(xiàn)210、射頻基帶轉(zhuǎn)換器 (RF-to-BBconverter) 220> Il ^ ^ (Analog-to-Digital Converter, ADC) 230、 ^L 字前端(Digital Front-End) 240、循環(huán)前綴消除(Removal)器250、離散傅立葉變換 (Discrete Fourier Transform, DFT)模塊260、符號(hào)同步裝置(Symbol Synchronizer) 255、 信道估計(jì)器(Channel Estimator) 275、符號(hào)去映射器(SymbolDemapper) 270、解交織器 (Deinterleaver) 280、以及信道解碼器(ChannelDecoder) 290 等構(gòu)成。過(guò)程的簡(jiǎn)單的說(shuō)明如下首先將通過(guò)天線(xiàn)210而接收的信號(hào)通過(guò)射頻基帶轉(zhuǎn)換器 220而轉(zhuǎn)換成模擬基帶信號(hào)，并且所述信號(hào)經(jīng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器230而轉(zhuǎn)換為數(shù)字基帶信號(hào)。數(shù)字 前端模塊240執(zhí)行各種功能，具體包括自動(dòng)增益控制(Auto Gain control，AGC)、直流偏 移(DC offset)消除器、IQ 不平衡補(bǔ)償器，臨道干擾(Adj acent Channel Interference, ACI)/同道干擾(Co-charmel Interference,CCI)消除濾波器、載波頻率錯(cuò)誤補(bǔ)償器、以及 采樣頻率錯(cuò)誤補(bǔ)償器等。在這種情況下，符號(hào)同步裝置255與循環(huán)前綴消除器250執(zhí)行如下作用尋找不發(fā) 生ISI的主要OFDM符號(hào)的開(kāi)始點(diǎn)后消除循環(huán)前綴，只將主要OFDM符號(hào)傳達(dá)到下一個(gè)步驟 即DFT模塊260。所述信道估計(jì)器275起到對(duì)信道的頻率響應(yīng)進(jìn)行估計(jì)的作用，以此為基礎(chǔ)，符號(hào) 去映射器270起到將原來(lái)的比特流進(jìn)行恢復(fù)的作用，在大多數(shù)情況下，通過(guò)軟判決(Soft Decision)將比特流并非以二進(jìn)制數(shù)碼表現(xiàn)，而是以軟價(jià)值(Soft Value)形態(tài)進(jìn)行表現(xiàn)后 傳遞到下一個(gè)過(guò)程。所述解交織器280對(duì)應(yīng)于發(fā)送器的交織器120而執(zhí)行相反的動(dòng)作，而信道解碼器 290利用附加的冗余(或者奇偶校驗(yàn))，對(duì)信道中所發(fā)生的誤差進(jìn)行更正或者檢測(cè)。在這樣的OFDM接收器中，對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行DFT模塊260后通過(guò)符號(hào)去映射器 270將原來(lái)的比特流進(jìn)行解調(diào)，而在使用相移鍵控與正交幅度調(diào)制等的符號(hào)映射(Symbol Mapping)法的情況下，需要對(duì)信道的頻率應(yīng)答進(jìn)行估計(jì)才能進(jìn)行解調(diào)。但是，如采用了 差分調(diào)制(Differential Modulation)的地面數(shù)字多媒體廣播(Terrestrial-Digital Multimedia Broadcasting, T-DMB)系統(tǒng)中，不用對(duì)信道頻率的應(yīng)答進(jìn)行估計(jì)，也有可能將 原來(lái)的數(shù)據(jù)解調(diào)出來(lái)。而且，普通的OFDM接收器中可以通過(guò)多種方法求得信道脈沖響應(yīng)(以下稱(chēng)為 “CIR”)。圖2對(duì)此進(jìn)行了說(shuō)明，首先，當(dāng)需要對(duì)信道的頻率應(yīng)答進(jìn)行估計(jì)才可以進(jìn)行解調(diào)的 情況下(情況I)，對(duì)所估計(jì)的信道的頻率應(yīng)答進(jìn)行IDFT后可以求得CIR，當(dāng)并非一定要對(duì)信道的頻率應(yīng)答進(jìn)行估計(jì)的情況下(情況II)，利用通過(guò)符號(hào)去映射器而恢復(fù)的原數(shù)據(jù)與 DFT的輸出，得到附加的信道頻率應(yīng)答后對(duì)此進(jìn)行IDFT，由此可以得到CIR。但大多情況下使用如下方式為了達(dá)到符號(hào)同步與頻率同步，除了一般的OFDM符 號(hào)以外，在接收器中還將已知的特殊符號(hào)以周期性地進(jìn)行配置后進(jìn)行傳送。例如，在CMMB 移動(dòng)電視系統(tǒng)中將信標(biāo)符號(hào)以25ms的間距周期性地進(jìn)行傳送，而在T-DMB移動(dòng)電視系統(tǒng)中 將基準(zhǔn)相位符號(hào)(Phase ReferenceSymbol)以周期性地進(jìn)行傳送，在無(wú)線(xiàn)局域網(wǎng)(WLAN)系 統(tǒng)中將長(zhǎng)/短訓(xùn)練符號(hào)(Long/Short Training Symbol)在每個(gè)幀進(jìn)行傳送。在這種情況 下(情況III)，對(duì)特殊符號(hào)進(jìn)行DFT后，利用已知的頻域數(shù)據(jù)(Domain Data)，對(duì)信道的頻 率應(yīng)答進(jìn)行估計(jì)后同樣對(duì)此進(jìn)行IDFT，由此可以求得CIR。一方面，在情況I的情況下，還有一種信道估計(jì)器自身包括用于求出CIR的過(guò)程的 方法。例如，在提供有導(dǎo)頻副載波的系統(tǒng)中，利用所述方法對(duì)信道頻率應(yīng)答進(jìn)行估計(jì)，其中 時(shí)間插值模塊310與頻率軸插值方法較多地被利用。其中如下的頻率軸插值方法較為廣泛 地被使用對(duì)時(shí)間軸插值的結(jié)果進(jìn)行IDFT而求得CIR后，將不需要的成分如混迭(Alias) 成分進(jìn)行消除的噪音/混迭抑制模塊320方法。這時(shí)，消除了不需要的成分的CIR即為想 要求得的CIR。這可以從圖3中進(jìn)行確認(rèn)。本發(fā)明提供一種，利用如上所述實(shí)例的多種方法而得出的CIR，求出最大信道延遲 的方法。以下，參照附圖對(duì)本發(fā)明的一實(shí)施例進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。圖4為根據(jù)本發(fā)明的最大信 道延遲的估計(jì)方法的示意圖；圖5為根據(jù)圖4的噪音抑制的示意圖，圖6為根據(jù)本發(fā)明的最 大信道延遲的示意圖，圖7為采用了根據(jù)本發(fā)明的最大信道延遲的測(cè)量方法的CP求平均方 案(CP Averaging Scheme)示意圖，圖8為最大信道延遲的估計(jì)步驟的流程圖。如圖4及圖8所示，利用CIR而求得最大信道延遲的方法是由多個(gè)子模塊而構(gòu)成。對(duì)最大信道延遲估計(jì)方法進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明如下。首先，利用CIR平均功率估計(jì)模塊，執(zhí)行對(duì)CIR的平均功率進(jìn)行估計(jì)的步驟 (S510)。接下來(lái)，所述被估計(jì)的CIR平均功率乘于如T1 = λχ，為可設(shè)定的常數(shù)，其中λ為 一預(yù)定比值，X為CIR的平均功率，從而決定第一個(gè)閾值T1，并利用該值區(qū)分出延遲信道成 分與不需要的噪音成分后，當(dāng)判斷出噪音成分時(shí)，為了消除該成分而執(zhí)行利用噪音抑制模 塊的噪音抑制步驟(S520)。接下來(lái)，將所述CIR的采樣分成適當(dāng)大小的延遲群，每個(gè)所述延遲群均利用用 于求得群內(nèi)CIR成分能量的延遲群平均功率估計(jì)模塊，執(zhí)行延遲群平均功率估計(jì)步驟 (S530)。累積延遲群運(yùn)算模塊將被估計(jì)的該些延遲群的能量值在一定數(shù)的OFDM符號(hào)期間 執(zhí)行累積運(yùn)算(Accumulation)，利用所述累積延遲群運(yùn)算模塊，執(zhí)行累積延遲群運(yùn)算步驟 (S540)。接下來(lái)，累積延遲群運(yùn)算模塊將被估計(jì)的CIR平均功率在一定數(shù)的OFDM符號(hào)期間 執(zhí)行累積運(yùn)算，利用所述累積延遲群運(yùn)算模塊執(zhí)行累積CIR平均功率估計(jì)步驟(S550)。最后，利用如下估計(jì)最大信道延遲的模塊來(lái)對(duì)適用于OFDM接收器的最大信道延 遲進(jìn)行估計(jì)步驟(S560)。估計(jì)最大信道延遲的模塊，利用被估計(jì)的累積CIR平均功率決定 出第二個(gè)閾值T2,并將該值與累積延遲群能量的大小進(jìn)行比較后，找出具有大于T2的能量且延遲最大的延遲群，由此決定出最大信道延遲。另一方面，如圖5所示，本發(fā)明在CIR中區(qū)分出延遲信道成分與噪音成分后消除噪 音成分，可以求得更加準(zhǔn)確的CIR，從而能更加準(zhǔn)確地對(duì)最大信道延遲進(jìn)行估計(jì)。這要根據(jù) CIR的平均功率與構(gòu)成CIR的個(gè)別抽樣值的功率的比值大小來(lái)進(jìn)行判斷。一般情況下，接收器所工作的信噪比為大于OdB的值。并且在CIR信號(hào)中延遲信 道成分所相應(yīng)的抽樣數(shù)與整個(gè)抽樣數(shù)相比非常少。即，整個(gè)信號(hào)功率僅集中于幾個(gè)抽樣的 延遲信道成分中。因此，存在有延遲信道成分的抽樣平均功率遠(yuǎn)大于只存在噪音的抽樣平均功率。 利用該事實(shí)決定出適當(dāng)?shù)拈撝岛螅β市∮谠撝档某闃?，可以認(rèn)為延遲信道成分不存在而 只存在噪音的可能性較高。這能使在之后求得延遲群的平均功率時(shí)能提高其準(zhǔn)確性。另外，在本發(fā)明中將消除噪音的CIR信號(hào)分成包括一定數(shù)采樣的延遲群，并求得 每個(gè)延遲群的能量之后，利用該些值對(duì)最大信道延遲進(jìn)行估計(jì)，從而提高延遲信道成分存 在時(shí)與不存在時(shí)的識(shí)別能力。S卩，當(dāng)延遲群內(nèi)存在延遲信道成分時(shí)，大部分的延遲信道成分在噪音抑制步驟中 不能被消除，而被保留下來(lái)。一般的信道延遲譜具有基本信道脈沖響應(yīng)譜，并且由該基本信 道脈沖響應(yīng)譜(CIR Profile)的延遲版本(Delayer Version)而構(gòu)成。例如，TO6信道變成基本信道脈沖響應(yīng)譜，而移動(dòng)單頻網(wǎng)(Mobile SFN)信道以TO6 信道脈沖響應(yīng)譜與其延遲版本相加的形態(tài)構(gòu)成。當(dāng)延遲群的大小能足夠包含基本信道脈沖響應(yīng)譜時(shí)，延遲群的總能量的值遠(yuǎn)大于 個(gè)別采樣類(lèi)別的延遲信道成分的能量。但是在噪音的情況下，大部分都在噪音抑制過(guò)程中 被消除掉而只剩下一部分，并且個(gè)別采樣所包含的噪音本身就小于信號(hào)，因此只存在有噪 音的延遲群的能量與被保存下來(lái)的個(gè)別采樣類(lèi)別的能量沒(méi)有多少差異。從而將各個(gè)采樣組 成延遲群后的能量在有延遲信道成分與沒(méi)有延遲信道成分時(shí)的差距會(huì)變得非常大。另外，本發(fā)明所提供的分為延遲群的方法，可以減少在之后的過(guò)程中求出經(jīng)各個(gè) OFDM符號(hào)的累積值時(shí)所需的存儲(chǔ)器的量。具體地講，當(dāng)所使用的延遲群的大小設(shè)為L(zhǎng)時(shí)，可 以將所需的存儲(chǔ)器的量減少為1/L。并且，在這種情況下，延遲群的大小最好根據(jù)前面敘述的基本信道脈沖響應(yīng)的延 遲大小來(lái)決定。例如，TTO信道的延遲大小為50 μ s，該長(zhǎng)度在手持?jǐn)?shù)字視頻廣播(Digital Video Broadcasting Handheld, DVB-Η)的8MHz帶寬+8K模式中相當(dāng)于46個(gè)抽樣，而在中 國(guó)移動(dòng)多媒體廣播(CMMB)的8MHz帶寬模式(Bandwidth Mode)中相當(dāng)于50個(gè)抽樣。但是循環(huán)前綴的長(zhǎng)度大部分使用以2的冪乘的數(shù)，因此當(dāng)延遲群的大小也為約數(shù) 時(shí)較為方便，因此優(yōu)選地決定為大于等于基本CIR延遲大小的最小的2的冪乘。即，前面所 述的DVB-H與CMMB的例子中最好決定為64個(gè)抽樣。另外，本發(fā)明提供如下方法由于OFDM收發(fā)器之間的相對(duì)變動(dòng)等，會(huì)隨著時(shí)間CIR 會(huì)發(fā)生變化，這種情況下，有必要從時(shí)間的角度對(duì)平均的最大信道延遲進(jìn)行估計(jì)時(shí)，使CIR 延遲群的能量在一定數(shù)量的OFDM符號(hào)進(jìn)行累積的方法。在這種情況下，決定出閾值T2而 所需的CIR平均功率也同樣需要在相同的OFDM符號(hào)進(jìn)行累積，其中所述閾值T2使用于決 定出最大信道延遲。另一方面，本發(fā)明所提供的最大信道延遲估計(jì)的最后步驟中，各延遲群的累積能量決定出比累積CIR平均功率所導(dǎo)出的閾值T2更大的最大延遲。這時(shí)的閾值T2優(yōu)選地絕 決定為αχ，其中λ為一預(yù)定比值，χ為累積CIR的平均功率，在這種情況下的α值為，如 圖6所示，可以設(shè)定為固定的值而使用，也可以以自適應(yīng)(Adaptive)方式進(jìn)行運(yùn)用。這時(shí)，增大α值時(shí)較小的延遲信道成分被忽略的可能性變大，跟著循環(huán)前綴的更 多部分被使用于CP求平均的可能性變大。這時(shí)由被忽略的延遲信道成分發(fā)生ISI，從而會(huì) 導(dǎo)致性能低下。相反，循環(huán)前綴的更多部分被利用，從而使得噪音抑制效果與載波間干擾抑 制效果變大。因此可以通過(guò)如下方法，以自適應(yīng)方式進(jìn)行運(yùn)用。第一，測(cè)量信道波動(dòng)或者多普勒擴(kuò)展后，由于這些值越大載波間干擾的影響越大， 因此將α值設(shè)定為使更多的循環(huán)前綴的部分被利用于CP求平均。第二，在高階調(diào)制方案(例如，16-正交幅度調(diào)制與Q相移鍵控相比是高階調(diào)制方 案)中對(duì)ISI的影響比較敏感，因此將α值設(shè)置地較小，從而對(duì)較小的延遲信道成分也進(jìn) 行檢測(cè)而最大程度的降低ISI的影響。本發(fā)明中，將通過(guò)本發(fā)明所提供的方法而得到的最大信道延遲設(shè)為D時(shí)，該值如 以下公式所示，被使用于決定出CP求平均時(shí)所使用的循環(huán)前綴的部分。準(zhǔn)備利用的循環(huán)前綴的開(kāi)始點(diǎn)=L*(D+1)公式1準(zhǔn)備利用的循環(huán)前綴的結(jié)束點(diǎn)=循環(huán)前綴的結(jié)束點(diǎn)公式2這時(shí)，L是指延遲群的大小，D是指具有最大延遲信道成分的延遲群的指數(shù)。本發(fā)明提供的用于決定第-個(gè)閾值T1所使用的λ值、決定第二個(gè)閾值T2所使用 的α值、延遲群的大小L、用于求得累積時(shí)的OFDM符號(hào)數(shù)N是以參數(shù)化(Parametric)體 現(xiàn)。例如，在以硬連線(xiàn)邏輯(Hard-wired Logic)體現(xiàn)的情況下，意味著可以使以寄存 器形態(tài)進(jìn)行設(shè)定。因此希望根據(jù)被使用的系統(tǒng)、信道環(huán)境、調(diào)制方案等特性來(lái)適當(dāng)?shù)剡M(jìn)行設(shè) 定后進(jìn)行使用。特別是，在α值在檢測(cè)多普勒擴(kuò)展等后自動(dòng)被設(shè)定而使用時(shí)，能進(jìn)一步提 高CP求平均的性能。以上對(duì)本發(fā)明優(yōu)選的實(shí)施例進(jìn)行了示圖及說(shuō)明，但本發(fā)明并不限于上述的特定實(shí) 施例，并且在不超出權(quán)利要求范圍所要求的本發(fā)明范疇的范圍內(nèi)，在該技術(shù)領(lǐng)域的普通技 術(shù)人員肯定能有多種變換實(shí)施，但是對(duì)這樣的變換實(shí)施不能與本發(fā)明的技術(shù)思想或前景區(qū) 別開(kāi)來(lái)進(jìn)行理解。
權(quán)利要求
一種適用于正交頻分復(fù)用接收器的最大信道延遲的估計(jì)方法，其特征在于，對(duì)信道沖激響應(yīng)的平均功率進(jìn)行估計(jì)，并對(duì)所述被估計(jì)的值乘于可設(shè)定的數(shù)，以決定第一個(gè)閾值后，當(dāng)個(gè)別抽樣功率小于所述第一個(gè)閾值時(shí)，使所述抽樣值為0而抑制噪音，并利用噪音抑制后的信道沖激響應(yīng)對(duì)最大信道延遲進(jìn)行估計(jì)。
2.權(quán)利要求1所述的最大信道延遲的估計(jì)方法，其特征在于，將所述信道沖激響應(yīng)分 成長(zhǎng)度大于1的延遲群，并利用所述延遲群的能量。
3.權(quán)利要求1所述的最大信道延遲的估計(jì)方法，其特征在于，將所述延遲群的大小設(shè) 置為與典型的市區(qū)信道的最大信道延遲即50^ s所相應(yīng)的值，并設(shè)置為大于所述值的最小 的2的冪乘的數(shù)。
4.權(quán)利要求2所述的最大信道延遲的估計(jì)方法，其特征在于，將所述延遲群的能量經(jīng) 一個(gè)以上的正交頻分復(fù)用符號(hào)進(jìn)行累積，并且將所述被估計(jì)的信道沖激響應(yīng)的平均功率在 正交頻分復(fù)用符號(hào)與延遲群能量的累積時(shí)相同的正交頻分復(fù)用符號(hào)期間進(jìn)行累積，從而求 得累積信道沖激響應(yīng)平均功率，并利用所述累積信道沖激響應(yīng)平均功率進(jìn)行估計(jì)。
5.權(quán)利要求4所述的最大信道延遲的估計(jì)方法，其特征在于，對(duì)所述累積信道沖激響 應(yīng)平均功率乘于可設(shè)定的數(shù)而決定出第二個(gè)閾值后，在累積的延遲群能量中從延遲最大的 延遲群的能量開(kāi)始與所述第二個(gè)閾值進(jìn)行比較，從而求得大于所述第二個(gè)閾值且延遲最大 的延遲群的指數(shù)后，進(jìn)行估計(jì)。
6.權(quán)利要求5所述的最大信道延遲的估計(jì)方法，其特征在于，用于決定所述閾值T2所 使用的可設(shè)定的數(shù)采用如下方式來(lái)進(jìn)行設(shè)定并使用當(dāng)多普勒擴(kuò)展或信道波動(dòng)較大時(shí)將 所述可設(shè)定的數(shù)設(shè)為較大的值，當(dāng)多普勒擴(kuò)展或信道波動(dòng)較小時(shí)設(shè)為較小的值而使用的方 式，以及越是高階調(diào)制方案，越設(shè)置成較小值而使用的方式。
7.一種利用根據(jù)權(quán)利要求1至6中任意一項(xiàng)所述的最大信道延遲的估計(jì)方法而被估計(jì) 出來(lái)的最大信道延遲，通過(guò)下述公式1及公式2而利用于循環(huán)前綴求平均的方法。準(zhǔn)備利用的循環(huán)前綴的開(kāi)始點(diǎn)=L*(D+1)公式1準(zhǔn)備利用的循環(huán)前綴的結(jié)束點(diǎn)=循環(huán)前綴的結(jié)束點(diǎn)公式2這時(shí)，L是指延遲群的大小，D是指具有最大延遲信道成分的延遲群的指數(shù)。
8.一種適用于正交頻分復(fù)用接收器的最大信道延遲的估計(jì)方法，其特征在于，包括如 下步驟對(duì)信道沖激響應(yīng)的平均功率進(jìn)行估計(jì)的步驟；所述被估計(jì)的信道沖激響應(yīng)平均功率乘于可設(shè)定的常數(shù)，從而決定出第一個(gè)閾值，并 利用該值而區(qū)分為延遲信道成分與不需要的噪音成分后，當(dāng)判斷為噪音成分時(shí)消除所述噪 音的噪音抑制步驟；將所述信道沖激響應(yīng)的抽樣分成適當(dāng)大小的延遲群，并求得每個(gè)所述延遲群的群內(nèi)信 道沖激響應(yīng)成分的能量的延遲群平均功率估計(jì)步驟；使所述被估計(jì)的延遲群的能量值在一定數(shù)的正交頻分復(fù)用符號(hào)期間執(zhí)行累積運(yùn)算 (Accumulation)的累積延遲群運(yùn)算步驟；使被估計(jì)的信道沖激響應(yīng)平均功率在一定數(shù)的正交頻分復(fù)用符號(hào)期間執(zhí)行累積運(yùn)算 的累積信道沖激響應(yīng)平均功率估計(jì)步驟；以及利用所述被估計(jì)的累積信道沖激響應(yīng)平均功率而決定出第二個(gè)閾值，并將該值與累積延遲群能量的大小進(jìn)行比較后，找出能量大于所述第二個(gè)閾值且延遲最大的延遲群，從而 決定最大信道延遲的步驟。
9. 一種利用權(quán)利要求8的最大信道延遲的估計(jì)方法而估計(jì)出來(lái)的最大信道延遲，通過(guò) 下述公式1及公式2而利用于循環(huán)前綴求平均的方法。準(zhǔn)備利用的循環(huán)前綴的開(kāi)始點(diǎn)=L*(D+1)公式1準(zhǔn)備利用的循環(huán)前綴的結(jié)束點(diǎn)=循環(huán)前綴的結(jié)束點(diǎn)公式2這時(shí)，L是指延遲群的大小，D是指具有最大延遲信道成分的延遲群的指數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)接收器的信道延遲估計(jì)及循環(huán)前綴平均方法，在使用正交頻分復(fù)用方式的通訊系統(tǒng)中所工作的OFDM接收器對(duì)最大信道延遲(Channel Delay)進(jìn)行估計(jì)的方法，更具體地講，提供一種用于提高信噪比(Signal to Noise Ratio，SNR)與減少載波間干擾，以添加循環(huán)前綴(Cyclic Prefix，CP)與主要OFDM信號(hào)時(shí)所需的最大信道延遲的估計(jì)方法，同時(shí)提供一種利用被測(cè)量的最大信道延遲，以求得要使用于CP求平均(Averaging)的循環(huán)前綴的一部分的方法，從而提高OFDM接收器的性能之效果。
文檔編號(hào)H04L27/26GK101938446SQ201010217898
公開(kāi)日2011年1月5日 申請(qǐng)日期2010年6月22日 優(yōu)先權(quán)日2009年6月25日
發(fā)明者金范珍 申請(qǐng)人:芯光飛株式會(huì)社