專利名稱：基于可編程器件的正交頻分復用信道估計與均衡裝置及方法
技術領域：
本發(fā)明是一種適用于基于訓練序列的OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexer，正交頻分復用)系統(tǒng)的高速信道估計與均衡算法的整體FPGA(Field Programmable Gate Array，可編程邏輯器件)實現方法，其中一些子電路也適用于實現具有同樣數學功能的高速應用場合。
背景技術：
OFDM技術存在著頻譜利用率高，對多徑效應、脈沖噪聲和快速衰落有較強的抵抗能力、無需線性均衡的優(yōu)點，它成為下一帶高速無線通信技術，如3G，4G移動通信，或者適用于局域網，個域網如超寬帶(UWB)通信的首選技術。然而，這些技術所要求終端硬件電路的高速度但又便攜式將成為實現的難點之一。
OFDM系統(tǒng)的信道估計算法，大都是基于導頻的信道估計算法。導頻插入方式不同，其應用環(huán)境就不同，傳輸業(yè)務也存在一定的差異。目前，主要有兩類導頻插入方式一是根據抽樣定律，在時頻二維空間上插入梳狀導頻，即按照一定規(guī)律將導頻分布到整個時頻空間上，這類信道估計算法一般用于信道中有較大的多普勒頻偏，信道變化較快(如移動通信信道)的系統(tǒng)中；一種是訓練符號的方式，即在一個幀的開始前幾個符號的所有子載波上都插入導頻，而在隨后到這個幀結束的每個符號中極少的子載波位置插入導頻甚至不插入任何導頻，這類信道估計算法要求信道在相當長的時間內變化較小，甚至不變，即所謂的準靜態(tài)信道、慢衰落信道。
FPGA技術在許多領域均有廣泛的應用，特別是在無線通信領域里，由于具有極強的實時性，使其對信號進行實時處理成為可能。它在第三代數字蜂窩通信系統(tǒng)和其它方興為艾的高性能寬帶通信系統(tǒng)、軟件無線電、高速實時信號處理系統(tǒng)里應用極為廣闊。

發(fā)明內容
技術問題本發(fā)明的目的是提供一種基于可編程器件的正交頻分復用信道估計與均衡裝置及方法，它為準靜態(tài)信道或者慢衰落信道的估計與均衡提供了一種高速，輕巧的實現方法。
技術方案本發(fā)明的基于可編程器件的正交頻分復用信道估計與均衡裝置由分路器，移位相加器，導頻解調器，均衡器構成；分路器的輸入端接收頻域信號，輸出端的信道估計序列、和信道指示信號分別接移位相加器的輸入端，移位相加器輸出端的循環(huán)移位寄存器組信號接導頻解調器的輸入端，導頻解調器輸出端的循環(huán)移位寄存器組和解調完成信號接均衡器的輸入端，同時分路器的數據流和循環(huán)移位寄存器組信號通過延遲四個時鐘周期將循環(huán)移位寄存器組信號也接均衡器的輸入端，均衡器輸出均衡后的數據流、循環(huán)移位寄存器組信號和輸出指示信號。
其信道估計與均衡的方法為首先把先后到達的信道估計序列和數據流分路，每一路有各自的指示信號，當信道估計序列指示信號指示信道估計序列到達時，啟動移位相加器的相加移位的功能；而當數據指示信號指示數據到來時，同時啟動移位相加器的循環(huán)移位功能和導頻解調電路，導頻解調電路輸出需要估計的信道頻域響應和它的指示信號，由于導頻解調模塊延遲了四個周期，所以也需要把數據流延遲四個周期，使得信道頻域響應和數據流同一時刻到達均衡器，均衡器的輸出是均衡過的數據流及其指示信號；其步驟如下1).分路器把接收到的四個正交頻分復用長度的頻域信道估計序列和頻域數據分開成兩路；2).移位相加器利用兩組長度為N的循環(huán)移位寄存器組和兩個加法器來實現，其中實部和虛部各一個；當信道估計序列到達時啟動循環(huán)移位相加的功能把接收到的這四個正交頻分復用長度的頻域信道估計序列對應子載波位置的數據相加，得到一個平均了的受信道衰落影響的信道估計序列；當數據指示信號指示數據到來時，移位相加器啟動循環(huán)移位的功能，移出的數據供導頻解調電路使用；其中，N為正交頻分復用子載波的個數，根據具體情況設定；3).導頻解調器把移位相加器移出的受信道衰落影響的信道估計序列和本地信道估計序列共軛相乘，得到每個子載波位置的信道衰落情況，導頻解調和下面的均衡是流水處理的，其執(zhí)行過程是周期重復進行的，即每來一個數據，該電路執(zhí)行一次得到這個數據對應子載波位置上的信道衰落情況，這個過程一直循環(huán)下去；4).均衡器把接收到的頻域數據和估計得到的信道頻域響應共軛相成，即最大比合并均衡，得到需要的數據。
如附圖1中，假設發(fā)送端以幀為單位發(fā)送信號，其中前4個(個數可依具體情況改變)OFDM符號SCH(SCH可以是用計算機搜索出的實部和虛部為正負1的而且峰均比較低的本地序列)為信道估計訓練序列，之后的M個OFDM符號，即從SD1到SDM為發(fā)送的數據符號。在接收端，由于受信道頻率選擇性衰落的影響，接收到的符號依次變?yōu)檫B續(xù)4個SCH.*H，SD1.*H，SD2.*H，、、、，SDM.*H，其中.*代表向量對應位置相乘.為了得到信道頻率響應H，首先，把接收到的前4個SCH.*H對應子載波位置的數據相加，得到一個平均了的SCH.*H序列，在本發(fā)明中，這一步的實現利用了圖3中移位相加器的移位相加功能，當信道估計序列傳送完畢時候，存放在移位寄存器組(R，I)里頭的數據便是平均了的SCH.*H；接著，當數據符號SD1.*H，SD2.*H，、、、，SDM.*H通過該模塊的時候，圖3中的移位相加器利用它的循環(huán)移位的功能，移出的數據通過導頻解調模塊(導頻解調模塊也是以OFDM子載波數N為周期循環(huán)進行的)得到各個子載波位置的頻率響應后用來對數據進行均衡，這些步驟完全是流水進行的，例如當第一個數據符號SD1.*H的第一個子載波上的數據SD1(1)*H(1)通過這個模塊的時候，移位相加器移出的第一個數據是受導頻影響的信道頻域響應SCH(1)*H(1)，經過導頻解調模塊得到H(1)，再用SD1(1)*H(1)和H(1)共軛相乘，得到所需的第一個數據SD1(1)，接下去的第二個數據操作過程相同，當第一個數據符號SD1.*H通過完畢時，第一個循環(huán)過程結束，當第二個數據符號(如SD2.*H)到來后，又開始一個新的循環(huán)過程。
有益效果本發(fā)明充分利用了FPGA器件內部豐富的資源，如寄存器(FF)，塊存儲器(BRAM)，乘法器等資源，提出的這種基于可編程器件信道估計與均衡的方法具有較強的實用性。采用本發(fā)明的方法構建出的電路具有結構簡潔，輕巧，高速的特點，實用性較強。實驗表明在Xilinx公司FPGA芯片Virtex-II Pro上最低速度可達220M。


圖1是發(fā)送端幀結構和接收端幀結構示意圖。
圖2是信道估計與均衡電路的整體框圖。
圖3是信道估計與均衡電路的控制流程示意圖。
圖4是移位相加器結構示意圖。
圖5是導頻解調器結構示意圖。
具體實施例方式
圖2和圖3分別為本發(fā)明的整體電路和電路的運作流程圖，首先把先后到達的信道估計序列和數據流分路，每一路有各自的指示信號。當信道估計序列指示信號指示信道估計序列到達時，啟動移位相加器的相加移位的功能；而當數據指示信號指示數據到來時，同時啟動移位相加器的循環(huán)移位功能和導頻解調電路，導頻解調電路輸出需要估計的信道頻域響應和它的指示信號，由于導頻解調模塊延遲了四個周期，所以也需要把數據流延遲四個周期，使得信道頻域響應和數據流同一時刻到達均衡器，均衡器的輸出是均衡過的數據流及其指示信號。
其步驟如下1).分路器1把接收到的四個正交頻分復用長度的頻域信道估計序列和頻域數據分開成兩路；2).移位相加器2利用兩組長度為N的循環(huán)移位寄存器組R，I和兩個加法器來實現，其中實部和虛部各一個；當信道估計序列到達時啟動循環(huán)移位相加的功能把接收到的這四個正交頻分復用長度的頻域信道估計序列對應子載波位置的數據相加，得到一個平均了的受信道衰落影響的信道估計序列；當數據指示信號指示數據到來時，移位相加器啟動循環(huán)移位的功能，移出的數據供導頻解調電路使用；其中，N為正交頻分復用子載波的個數，根據具體情況設定；3).導頻解調器3把移位相加器移出的受信道衰落影響的信道估計序列和本地信道估計序列共軛相乘，得到每個子載波位置的信道衰落情況，導頻解調和下面的均衡是流水處理的，其執(zhí)行過程是周期重復進行的，即每來一個數據，該電路執(zhí)行一次得到這個數據對應子載波位置上的信道衰落情況，這個過程一直循環(huán)下去；4).均衡器4把接收到的頻域數據和估計得到的信道頻域響應共軛相成，即最大比合并均衡，得到需要的數據。
圖4所示為循環(huán)移位相加器，循環(huán)移位相加器有兩個功能循環(huán)移位相加功能和循環(huán)移位的功能.當信道估計序列指示信號(圖4中的chnlSymIn信號)指示信道估計序列到達時，移位相加器啟動循環(huán)相加移位的功能R(1)和新來的信道估計序列實部chnlSymR相加賦值給R(N)，R(2)賦值給R(1)，...，R(N)賦給R(N-1)，虛部移位寄存器組I作同樣的工作；而當數據指示信號(圖4中的dataIn信號)指示數據到來時，移位相加器啟動循環(huán)移位的功能R(1)賦值給R(N)，R(2)賦值給R(1)，...，R(N)賦給R(N-1)，虛部移位寄存器組I作同樣的工作。
對于循環(huán)移位相加器求平均了的SCH.*H序列，它是這樣工作的顯然，當第一個循環(huán)結束時(R，I)里存放的是第一個收到的信道估計訓練序列(剛開始，(R，I)必需清0)，在第二個循環(huán)結束，存放的是第二個接收到的信道估計序列與第一個信道估計訓練序列相同位置上的數據相加，以此類推，當第四個接收到的信道估計訓練序列通過該模塊后，存放在循環(huán)移位寄存器組(R，I)的數據便是接收到的4個SCH.*H序列對應子載波位置的數據相加后的平均SCH.*H序列。對于這個電路，還需要說明以下幾點(1)、在每一幀數據的開始，都必須有一個幀清0信號(本電路中未畫出，取名frameRst)對(R，I)加以清0。
(2)、在(chnlSymR，chnlSymI)通過本電路之前，應該對其進行位寬擴展以防止數據相加之后的溢出。例如果(chnlSymR，chnlSymI)都是8位寬的，為了使經過四次加法之后不至于溢出，在通過該模塊之前，(chnlSymR，chnlSymI)要進行符號擴展成12位。
(3)、實際上，該電路可以用雙端口ram來代替，但這將帶來很多麻煩。如清0(很多公司的Block Ram IP核不能一步清0)；讀寫循環(huán)地址的產生；和下一模塊的端口連接復雜等，這些都將大幅度影響電路速度的提升。
圖5所示為導頻解調模塊，dataIn指示數據符號的到來，在接收數據符號的期間內，dataIn一直是高電平的。當dataIn為高電平的時候，它不但指示了數據的有效，而且還啟動了圖3中移位相加器的循環(huán)移位和導頻解調模塊工作。具體工作過程如下當dataIn指示第一個數據符號SD1.*H的第一個子載波上的數據SD1(1)*H(1)通過這個模塊的時候，循環(huán)移位寄存器組(R，I)通過R(N)移出的第一個數據是受導頻影響的信道頻域響應SCH(1)*H(1)，導頻解調模塊用SCH(1)*H(1)和存放在ROM里的本地信道估計序列第一個數據SCH(1)共軛相乘得到H(1)，再通過接下去的均衡模塊用SD1(1)*H(1)和H(1)共軛相乘，得到所需的第一個數據SD1(1)，接下去的第二個數據操作過程相同，當第一個數據符號SD1.*H通過完畢時，第一個循環(huán)過程結束，當第二個數據符號(如SD2.*H)到來后，又開始一個新的循環(huán)過程。由于導頻解調模塊有四個時鐘周期的延遲，所以(dataSymR，dataSymI)必需延遲四個時鐘周期之后才能移交給均衡模塊。dataIn指示信號為高電平的時候，循環(huán)地址產生模塊循環(huán)產生0~N-1的地址(實際就是0~N-1的計數器)addrRom，用addrRom讀取存儲有導頻序列SCH的單端口ROM，輸出導頻指示信號rdyRom和復數導頻信號pilot(即上面所述的SCH(k)，k＝1，2...N)，導頻數據實部虛部為正負1，可用2‘b01表示1，2‘b11表示-1，實部虛部都用兩比特表示；接著用rdyRom啟動共軛復數乘法器，輸出信道頻域響應(chnlR，chnlI)和輸出指示信號rdyTmp，rdyTmp用于啟動接下去的均衡模塊。
均衡實際上也是復數共軛相乘，和圖5中的導頻解調相同，均可用復數乘法器IP核或者用乘法器搭建。
權利要求
1.一種基于可編程器件的正交頻分復用信道估計與均衡裝置，其特征在于該裝置由分路器(1)，移位相加器(2)，導頻解調器(3)，均衡器(4)構成；分路器(1)的輸入端接收頻域信號，輸出端的信道估計序列、和信道指示信號分別接移位相加器(2)的輸入端，移位相加器(2)輸出端的循環(huán)移位寄存器組(R，I)信號接導頻解調器(3)的輸入端，導頻解調器(3)輸出端的循環(huán)移位寄存器組(R，I)和解調完成信號接均衡器(4)的輸入端，同時分路器(1)的數據流和循環(huán)移位寄存器組(R，I)信號通過延遲四個時鐘周期將循環(huán)移位寄存器組(R，I)信號也接均衡器(4)的輸入端，均衡器(4)輸出均衡后的數據流、循環(huán)移位寄存器組(R，I)信號和輸出指示信號。
2.一種如權利要求1所述的基于可編程器件的正交頻分復用信道估計與均衡裝置的正交頻分復用信道估計與均衡方法，其特征在于信道估計與均衡的方法為首先把先后到達的信道估計序列和數據流分路，每一路有各自的指示信號，當信道估計序列指示信號指示信道估計序列到達時，啟動移位相加器的相加移位的功能；而當數據指示信號指示數據到來時，同時啟動移位相加器的循環(huán)移位功能和導頻解調電路，導頻解調電路輸出需要估計的信道頻域響應和它的指示信號，由于導頻解調模塊延遲了四個周期，所以也需要把數據流延遲四個周期，使得信道頻域響應和數據流同一時刻到達均衡器，均衡器的輸出是均衡過的數據流及其指示信號；其步驟如下1).分路器(1)把接收到的四個正交頻分復用長度的頻域信道估計序列和頻域數據分開成兩路；2).移位相加器(2)利用兩組長度為N的循環(huán)移位寄存器組(R，I)和兩個加法器來實現，其中實部和虛部各一個；當信道估計序列到達時啟動循環(huán)移位相加的功能把接收到的這四個正交頻分復用長度的頻域信道估計序列對應子載波位置的數據相加，得到一個平均了的受信道衰落影響的信道估計序列；當數據指示信號指示數據到來時，移位相加器啟動循環(huán)移位的功能，移出的數據供導頻解調電路使用；其中，N為正交頻分復用子載波的個數，根據具體情況設定；3).導頻解調器(3)把移位相加器移出的受信道衰落影響的信道估計序列和本地信道估計序列共軛相乘，得到每個子載波位置的信道衰落情況，導頻解調和下面的均衡是流水處理的，其執(zhí)行過程是周期重復進行的，即每來一個數據，該電路執(zhí)行一次得到這個數據對應子載波位置上的信道衰落情況，這個過程一直循環(huán)下去；4).均衡器(4)把接收到的頻域數據和估計得到的信道頻域響應共軛相成，即最大比合并均衡，得到需要的數據。
全文摘要
基于可編程器件的正交頻分復用信道估計與均衡裝置及方法，是一種適用于基于訓練序列的OFDM系統(tǒng)的高速信道估計與均衡算法的整體FPGA實現方法，該裝置由分路器(1)，移位相加器(2)，導頻解調器(3)，均衡器(4)構成；信道估計與均衡的方法為首先把先后到達的信道估計序列和數據流分路，每一路有各自的指示信號，當信道估計序列指示信號指示信道估計序列到達時，啟動移位相加器的相加移位的功能；而當數據指示信號指示數據到來時，同時啟動移位相加器的循環(huán)移位功能和導頻解調電路，導頻解調電路輸出需要估計的信道頻域響應和它的指示信號，把數據流延遲四個周期，使得信道頻域響應和數據流同一時刻到達均衡器。
文檔編號H04L27/26GK1809040SQ200610038049
公開日2006年7月26日 申請日期2006年1月26日 優(yōu)先權日2006年1月26日
發(fā)明者張在琛, 歐細華, 畢光國, 徐平平 申請人:東南大學