專利名稱：一種電均衡及電解偏的方法、接收端設備和通信系統(tǒng)的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及通信技術領域，具體涉及一種電均衡及電解偏(Equalization)的方 法、接收端設備和通信系統(tǒng)。
背景技術：
(OFDM,Orthogonal Frequency Division Multiplexing) i—禾中冑 速傳輸技術，該技術的基本原理是將高速串行數(shù)據(jù)變換成多路相對低速的并行數(shù)據(jù)并對不 同的載波進行調(diào)制。這種并行傳輸體制大大擴展了符號的脈沖寬度，提高了抗多徑衰落的 性能。偏振復用(PDM，PDM Polarization Division Multiplexing)技術可以將系統(tǒng)波特 率降低一半，放寬了對高速電子器件的帶寬要求，允許從現(xiàn)有的10Gb/S商用光傳輸網(wǎng)絡平 滑升級，是一種非常有潛力的技術。0FDM與偏振復用技術相結合，是未來值得關注的高速光 傳輸發(fā)展趨勢。在偏振復用0FDM系統(tǒng)中，由于采用0FDM技術，信號周期變長，且引入了循環(huán)前綴 (CP, Cyclic Prefix)，因此可以抑制色散帶來的碼間干擾影響，但與此同時，信道也會給信 號帶來畸變，比如，第k個子信道的發(fā)送信號為Sf,其中，才為信號的幅度，一為信 號的相位。信道在該子信道的頻域響應為仗,其中，為信道的幅頻響應，為 信道的相頻響應。那么，接收信號為 < =巧《=< .一似,可知，接收信號的幅度 為4 =4.4,相位為< =4 + W?？梢钥闯鼋邮招盘柕姆群拖辔痪艿叫诺赖挠绊?，引 起信號畸變，因此需要對信道進行電均衡處理，消除信道給信號帶來的影響。另一方面，光束在光纖中傳輸會發(fā)生隨機雙折射，因此，在傳輸過程中發(fā)送信號的 兩個偏振態(tài)比如X偏振態(tài)和Y偏振態(tài)會不停旋轉(zhuǎn)，然而，在接收端，由于對信道特性未知，接 收信號的兩個偏振態(tài)比如X’偏振態(tài)和r偏振態(tài)并沒有實時跟蹤X偏振態(tài)和Y偏振態(tài)的旋 轉(zhuǎn)，因此兩路接收信號之間就會相互串擾。如下，信道中傳輸?shù)臄?shù)學模型用矩陣表示為 得出X kr= Hkxx . Xk1 + Hkxy . Ytk ，Yrk = Hkyx ·Xkt + Hkyy .Ykt其中，[*]k表示第k個子信道，Xf為X偏振態(tài)發(fā)送信號，Z〗為X’偏振態(tài)接收信號， Ytk為Y偏振態(tài)發(fā)送信號，Yrk為Y’偏振態(tài)接收信號，<表示X偏振態(tài)發(fā)送信號的直接信道， 表示Y偏振態(tài)發(fā)送信號對X偏振態(tài)發(fā)送信號的串擾信道，/^表示X偏振態(tài)發(fā)送信號對Y偏 振態(tài)發(fā)送信號的串擾信道，表示Y偏振態(tài)發(fā)送信號的直接信道。從公式里可以看出，X， 和亡中各自都包含X偏振態(tài)和Y偏振態(tài)的不同分量，該串擾對系統(tǒng)性能帶來極大的破壞，因 此需要對兩個接收信號進行電解偏處理。關于以上所說的需要對偏振復用0FDM系統(tǒng)進行電均衡及電解偏的問題，現(xiàn)有技 術還沒有相關的解決方案，現(xiàn)有的電解偏方案主要針對是單載波系統(tǒng)而言的，而且現(xiàn)有技術中的電解偏是在時域進行，即直接對時域信號進行電解偏，運算和硬件的復雜度較高。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明實施例提供一種電均衡及電解偏的方法、裝置和通信系統(tǒng)，使得可以較為 簡單地解決偏振復用OFDM系統(tǒng)中電均衡及電解偏的問題。一種電均衡及電解偏的方法，包括將接收到的時域信號轉(zhuǎn)換成頻域信號；檢測接收到的時域信號中的同步序列(或者稱同步符號Sync Symbol)，得到相應 的控制信號；根據(jù)所述控制信號計算電均衡和電解偏所需的參數(shù)；利用所述參數(shù)對頻域信號進行電均衡及電解偏。一種接收端設備，包括轉(zhuǎn)換單元，用于將接收到的時域信號轉(zhuǎn)換成頻域信號；檢測單元，用于檢測接收到的時域信號中的同步序列，得到相應的控制信號；參數(shù)計算單元，用于根據(jù)所述檢測單元得到的控制信號計算電均衡和電解偏所需 的參數(shù)；處理單元，用于利用所述參數(shù)計算單元計算出的參數(shù)對轉(zhuǎn)換單元轉(zhuǎn)換而成的頻域 信號進行電均衡及電解偏。一種通信系統(tǒng)，包括發(fā)送端設備和接收端設備發(fā)送端設備，用于發(fā)送時域信號給接收端設備；接收端設備，用于接收發(fā)送端設備發(fā)送的時域信號，將接收到的時域信號轉(zhuǎn)換成 頻域信號，檢測接收到的時域信號中的同步序列，得到相應的控制信號，根據(jù)所述控制信號 計算電均衡和電解偏所需的參數(shù)，利用所述參數(shù)對轉(zhuǎn)換而成的頻域信號進行電均衡及電解偏。本發(fā)明實施例通過檢測接收到的信號中的同步序列，計算出電均衡和電解偏所需 的參數(shù)，然后利用這些參數(shù)在頻域?qū)邮盏降男盘栠M行電均衡及電解偏，解決了偏振復用 OFDM系統(tǒng)中電均衡及電解偏的問題，而且，在頻域進行電均衡和電解偏，相對于在時域進行 電均衡和電解偏而言，實現(xiàn)的復雜度會大大降低。


為了更清楚地說明本發(fā)明實施例中的技術方案，下面將對實施例描述中所需要使 用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實施例，對于 本領域普通技術人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他 的附圖。圖1是本發(fā)明實施例一提供的電均衡及電解偏的方法的方法流程圖；圖2是本發(fā)明實施例二中接收端設備處理信號的示意圖；圖3是在時域信號中同步序列的示意圖；圖4是本發(fā)明實施例二提供的方法中均衡器和解偏器處理信號的示意圖；圖5是本發(fā)明實施例二所提供的方法中兩種偏振態(tài)的同步序列的示意圖6是本發(fā)明實施例三所提供的方法中兩種偏振態(tài)的同步序列的示意7是本發(fā)明實施例四提供的方法中均衡&解偏器處理信號的示意圖；圖8是本發(fā)明實施例六提供的一種接收端設備的結構示意圖；圖9是本發(fā)明實施例六提供的一種接收端設備的結構示意圖；圖10是本發(fā)明實施例七提供的另一種通信設備的結構示意圖；圖11是在時域進行電解偏時的解偏器處理信號的示意圖；圖12是有限長沖激響應(FIR)濾波器處理信號的示意圖。
具體實施例方式下面將結合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術方案進行清楚、完 整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發(fā)明一部分實施例，而不是全部的實施例?；?本發(fā)明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有作出創(chuàng)造性勞動前提下所獲得的所有其他 實施例，都屬于本發(fā)明保護的范圍。本發(fā)明實施例提供一種電均衡及電解偏的方法。本發(fā)明實施例還提供相應的接收 端設備和通信系統(tǒng)。以下分別進行詳細說明。實施例一、一種電均衡及電解偏的方法，一方面，將接收到的時域信號轉(zhuǎn)換成頻域信號，另一 方面，檢測接收到的時域信號中的同步序列，并得到與檢測情況相應的控制信號，然后根據(jù) 控制信號計算電均衡和電解偏所需的參數(shù)，最后利用所述參數(shù)對轉(zhuǎn)換而成的頻域信號進行 電均衡及電解偏，即在頻域?qū)邮盏降男盘栠M行電均衡及電解偏。其中，接收到的信號在此 泛指時域信號和頻域信號，當接收到的信號位于時域時稱為時域信號，當接收到的信號位 于頻域時稱為頻域信號，同步序列則指的是發(fā)送端發(fā)送的同步序列經(jīng)過信道傳輸后接收到 的信號序列。參見圖1，流程可以如下101、通過快速傅立葉變換(FFT，F(xiàn)ast Fourier Transform)將接收到的時域信號 轉(zhuǎn)換成頻域信號；102、檢測接收到的時域信號中的同步序列，得到相應的控制信號，然后執(zhí)行步驟 103;例如，可以采用如下方法對接收到的時域信號序列進行滑窗截取，將截取到的時域信號序列與同步序列進 行求互相關，得到互相關值，將該互相關值與預置的閾值進行比較，若小于該閾值，則確定 所述截取到的時域信號不是所需序列，表示沒有檢測到同步序列，于是輸出指示接收到的 時域信號不是同步序列的控制信號；若大于所述閾值，則確定所述截取到的時域信號為所 需序列，表示檢測到同步序列，于是輸出指示接收到的時域信號是同步序列的控制信號。需說明的是，其中，滑窗的長度等于同步序列的序列長度，而閾值則可以根據(jù)運營 商的策略進行設置，該閾值一般可以設置為小于等于1，另外，互相關值指的是兩路信號的 相似程度，互相關值越高，表示相似程度越高。103、根據(jù)所述控制信號計算電均衡和電解偏所需的參數(shù)，然后執(zhí)行步驟104 ；例如，當控制信號指示接收到的時域信號是同步序列時，可以通過估計頻域的傳 輸信道矩陣得出電均衡和電解偏所需的參數(shù)，比如先估計出頻域直接信道和串擾信道，然 后根據(jù)由估計出的頻域直接信道和串擾信道組成的信道矩陣得出電均衡和電解偏所需的參數(shù)；或者，此時也可以采用基于訓練的自適應算法計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)。而 當控制信號指示接收到的時域信號不是同步序列時，即沒有檢測到同步序列時，則通過判 決反饋自適應算法跟蹤信道，并更新電均衡和電解偏所需的參數(shù)，即計算出電均衡和電解 偏所需的參數(shù)，然后對均衡器和解偏器原有的參數(shù)進行更新，或者對均衡&解偏器原有的 參數(shù)進行更新。104、利用步驟103計算出來的參數(shù)對頻域信號進行電均衡及電解偏，即在頻域?qū)?接收到的信號進行電均衡及電解偏；進行電均衡及電解偏時，可以分別進行電均衡和電解偏，也可以同時進行電均衡 和電解偏，例如，可以一邊利用所述參數(shù)通過獨立的均衡器對頻域信號進行電均衡，一邊利 用所述參數(shù)通過獨立的解偏器對頻域信號進行電解偏，也可以利用所述參數(shù)通過均衡&解 偏器，比如M0M0濾波器同時進行電均衡和電解偏。需說明的是，步驟101與其他的步驟，例如步驟102、步驟103和/或步驟104可以 同時進行。由上可知，本發(fā)明實施例采用通過檢測接收到的信號中的同步序列，計算出電均 衡和電解偏所需的參數(shù)，然后利用這些參數(shù)在頻域?qū)邮盏降男盘栠M行電均衡及電解偏， 解決了偏振復用OFDM系統(tǒng)中電均衡及電解偏的問題，而且，在頻域進行電均衡和電解偏， 相對于在時域進行電均衡和電解偏而言，實現(xiàn)的復雜度，例如計算的復雜度和硬件實現(xiàn)的 復雜度會大大降低。實施例二、根據(jù)實施例一所描述的方法，下面將舉例作進一步詳細說明。為了更好地描述本發(fā)明實施例，圖2給出了本發(fā)明實施例的接收端設備處理信號 的示意圖(需說明的是，為了便于理解，圖2中還給出了現(xiàn)有技術中的其它部分的處理)。 其過程如下接收光信號經(jīng)過偏振分束器(PBS，Polarization Beam Splitter)分為兩路光信 號，兩路光信號分別經(jīng)過相干解調(diào)、光電轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)為模擬電信號。兩路模擬電信號經(jīng)過模擬 /數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC，Anal0g-t0-Digital Converter，在圖2中簡稱為ADC)采樣量化為數(shù)字 基帶信號，對兩路數(shù)字信號進行去CP、串并變換處理，經(jīng)過FFT轉(zhuǎn)換后，由時域信號轉(zhuǎn)為頻 域信號，在頻域?qū)π盘栠M行電均衡和電解偏處理，最后對解偏后的兩路信號進行解碼。需說明的是，本發(fā)明實施例主要是針對如何在頻域進行電均衡和電解偏這部分而 言的，至于其余部分，由于均是公知技術，在此不再累贅。另外，為了描述方便，本發(fā)明實施 例將在FFT轉(zhuǎn)換之前的信號(如前面所說的數(shù)字基帶信號等)，即處于時域的所有信號均稱 為時域信號，將經(jīng)FFT轉(zhuǎn)換后的信號稱為頻域信號。在OFDM系統(tǒng)中，往往會在發(fā)送的時域信號中周期性地插入同步序列用于同步，如 圖3所示，每N個數(shù)據(jù)序列(或者說數(shù)據(jù)符號，Data Symbol，在圖中簡稱DS)插入M個同步 序列(在圖中簡稱SS)，其中M>= 1，N>>M，同步序列發(fā)送的是訓練序列，即收發(fā)兩端都 已知的序列，接收端設備在接收到這些時域信號后，一方面，檢測出接收到的時域信號中的 同步序列，得到相應的控制信號，然后根據(jù)該控制信號計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)， 可參見圖2 ；另一方面，將接收到的這些時域信號轉(zhuǎn)換成頻域信號，最后利用計算出來的參 數(shù)對轉(zhuǎn)換而成的頻域信號進行電均衡和電解偏。以下將舉例作詳細說明。
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在本實施例中，電均衡和電解偏分別進行，均衡器和解偏器處理信號的示意圖，可 參見圖4。由于本發(fā)明在頻域中進行電均衡和電解偏，因此在圖4中只給出了其中一個子信 道的均衡器和解偏器處理信號的示意圖，其他子信道結構的均衡器和解偏器處理信號的示 意圖與圖4 一樣。時域信號轉(zhuǎn)換成頻域信號后，首先利用均衡器對頻域信號進行電均衡，以消除fi 道影響，然后再利用解偏器對電均衡后的頻域信號進行電解偏，以消除兩路信號之間的串 擾。該均衡器和解偏器是根據(jù)信道矩陣計算求得的，均衡器用矩陣表示為 解偏器用矩陣表示為 其中，表示均衡器，表示解偏器。矩陣中的冗、K、<和<分別為圖4 中的抽頭系數(shù)，即本發(fā)明實施例中所說電均衡和電解偏所需的參數(shù)。以下將對如何得到電均衡和電解偏所需的參數(shù)進行說明。參見圖2，時域信號去CP后，首先進行同步序列的檢測，然后輸出相應的控制信 號，根據(jù)該控制信號進行電均衡和電解偏所需的參數(shù)的計算。具體可以如下通過滑窗對接收到的時域信號進行滑窗截取(滑動截取)，然后將滑窗截取到的 時域信號與同步序列求互相關，得到互相關值，將該相關值與預置的閾值進行比較，若小于 該閾值，則確定所述截取到的時域信號不是所需序列，輸出指示接收到的時域信號不是同 步序列的控制信號；若大于所述閾值，則確定所述截取到的時域信號為所需序列，輸出指示 接收到的時域信號是同步序列的控制信號，然后根據(jù)該控制信號進行電均衡和電解偏所需 的參數(shù)的計算。其中，滑窗長度等于同步序列的長度，例如，假設滑窗長度為L，則截取長度 為L的時域信號在0時刻截取接收到的時域信號0 L-1，在1時刻截取接收到的時域fi 號1 L，等等，以此類推。計算電均衡和電解偏所需的參數(shù)時可以通過估計傳輸?shù)男诺谰仃噥磉M行計算， 道矩陣Hk可以如下 其中，<表示X偏振態(tài)發(fā)送信號的直接信道，表示Y偏振態(tài)發(fā)送信號對X偏振 態(tài)發(fā)送信號的串擾信道，表示X偏振態(tài)發(fā)送信號對Y偏振態(tài)發(fā)送信號的串擾信道，/^表 示Y偏振態(tài)發(fā)送信號的直接信道，參見背景技術。(1)當控制信號指示接收到的時域信號是同步序列時，即在檢測到同步序列時，可 以采用最小二乘等算法估計兩個偏振態(tài)的直接信道和兩個偏振態(tài)之間的串擾信道，即估計 的信道矩陣泠*為 其中，伊表示對Hk的估計值，<表示對<的估計值，表示對的估計值，H, 表示對的估計值，々t表示對的估計值。
計算(估計)出直接信道和串擾信道，即紀和/^之后，就可以根據(jù)計
算出的直接信道和串擾信道來得出電均衡和電解偏所需的參數(shù)，即均衡器和解偏器的抽頭 系數(shù)，由于均衡器是為了消除直接信道的影響，所以均衡器就是估計的直接信道的倒數(shù)，將
+和^r代入前面所述的用于表示均衡器的矩陣，得出均衡器為 由上可推出，電均衡后的信道矩陣圮是 1 由于頻域信號在進行電均衡后，需要進行電解偏，所以可以推出，在解偏后的信道 矩陣紀_為 由于理想的電解偏狀態(tài)為電解偏后的信道矩陣是對角矩陣，所以假設希望達到這 種理想狀態(tài)，即希望 推出 所以，將化和的值代入用于表示解偏器的矩陣，可以得出解偏器為
HI H
k
wk +
"yx
Hi Hi
推出
W"=-
xy
Wk =-
”yx
yy
S=o
H
HkHkHkyyxy --ss -《HiKKK
這樣，便可以通過上述均衡器和解偏器對頻域信號進行電均衡和電解偏。(2)當控制信號指示接收到的時域信號不是同步序列時，即在沒有檢測到同步序 列，例如檢測到的是數(shù)據(jù)序列時，可以采用判決反饋自適應算法跟蹤信道，并更新電均衡和 電解偏所需要的各參數(shù)，即均衡器和解偏中的各個抽頭系數(shù)^、K、<和％〖。判決反 饋自適應算法可以如下假設經(jīng)過電均衡和電解偏后的頻域信號為X' k(n)和Y' k(n)，n表示n時刻，對 X' k(n)和Y' k(n)進行判決處理，得到判決后的信號為之⑷和，得到誤差為 迭代更新公式為
其中，P表示步長，忙0 + 1)表示(n+1)時刻的爐n〖(" + l)表示(n+1)時刻的 <，％> +)表示(n+1)時刻的+ 表示(n+1)時刻的％。將計算出來的誤差g 和<代入上述迭代更新公式便可分別得出+ 、<( + 1)、<( + !)和的值，將 W^n + X)、<( + 1)、^;( + 1)和+ 代入均衡器和解偏器，完成對均衡器和解偏器的參 數(shù)的更新，然后再利用更新后的參數(shù)對頻域信號進行電均衡及電解偏。需說明的是，在本實施例中，由于需要估計串擾信道，因此X偏振態(tài)發(fā)送的信號的 同步序列需要和Y偏振態(tài)發(fā)送的信號的同步序列同步，可參見圖5。由上可知，本發(fā)明實施例通過檢測接收到的信號中的同步序列，采用最小二乘法 等算法計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)，然后利用這些參數(shù)在頻域?qū)邮盏降男盘栠M行 電均衡及電解偏，解決了偏振復用OFDM系統(tǒng)中電均衡及電解偏的問題，而且，在頻域進行 電均衡和電解偏，相對于在時域進行電均衡和電解偏而言，實現(xiàn)的復雜度會大大降低。實施例三、在本實施例中，均衡器、解偏器以及對時域信號中同步序列的檢測與實施例二一 樣，但以其他的方式來計算電均衡和電解偏所需的參數(shù)。如下(1)當控制信號指示接收到的時域信號是同步序列時，即在檢測到同步序列時，采 用基于訓練的自適應算法計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)?；谟柧毜淖赃m應算法的迭代公式與判決反饋自適應算法一樣，只是計算誤差的 方法不一樣。同步序列對于發(fā)送端和接收端來說都是已知的，假設X偏振態(tài)發(fā)送的信號的 ASY偏振態(tài)發(fā)送的信號為t，經(jīng)過電均衡和電解偏后分別為X' k(n)和Y' k(n)，n表示n時刻，則誤差為 同實施例二，迭代更新公式為W^n + \) = W^(n)+jU-Xkr (n)■ ekxWkxy{n + \) = W^y{n) + iu-F； {n) ■ ekxWkyx{n + \) = {n) + ju-Xkr {n) ekyW^{n + \) = W^n) + M-Yrk{nyeky與實施例二一樣，其中，U表示步長，+ 表示(n+1)時刻的冗+ 表示 (n+1)時刻的+ 表示(n+1)時刻的巧，)+ 1婊示(n+1)時刻的巧，將計算出來 的誤差<和<代入上述迭代更新公式便可分別得出忙(《 + 1)、<(" + 1)、爐^…+ 1)和+ 的值，將忙(《 + 1)、<( + 1)、巧(《 + 1)和+ 代入均衡器和解偏器，然后再利用這些參
數(shù)對頻域信號進行電均衡及電解偏。(2)當控制信號指示接收到的時域信號不是同步序列時，即在檢測不到同步序列 時，采用判決反饋自適應算法跟蹤信道，并更新各均衡器和解偏器的各個參數(shù)，此處同實施 例二，在此不再累贅。在本實施例中，由于不需要估計串擾信道，因此，因此X偏振態(tài)發(fā)送的信號的同步 序列需要和Y偏振態(tài)發(fā)送的信號的同步序列可以不同步，參見圖6。由上可知，本發(fā)明實施例采用通過檢測接收到的信號中的同步序列，采用基于訓 練的自適應算法等算法計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)，然后利用這些參數(shù)在頻域?qū)?收到的信號進行電均衡及電解偏，解決了偏振復用OFDM系統(tǒng)中電均衡及電解偏的問題，而 且，在頻域進行電均衡和電解偏，相對于在時域進行電均衡和電解偏而言，實現(xiàn)的復雜度會 大大降低。實施例四、本實施例采用了與實施例二一樣的方案對同步序列進行檢測以及對電均衡和電 解偏所需的參數(shù)進行計算，與實施例二不同的是，本實施例對頻域信號的電均衡和電解偏 是同時進行的，為了描述方便，將該可以對頻域信號同時進行電均衡和電解偏的模塊稱為 均衡&解偏器(濾波器)，如圖7所示。需說明的是，由于本發(fā)明在頻域中進行電均衡和電 解偏，因此在圖7中只給出了其中一個子信道的均衡&解偏器處理信號的示意圖，其他子信 道結構的均衡&解偏器處理信號的示意圖與圖7—樣。從圖7中可以看出，該均衡&解偏器采用了 MIM0濾波結構來進行均衡和解偏。用 矩陣表示為Wk 二 xyk矩陣中的<、Wkw, Kt和分別為圖7中的抽頭系數(shù)，即本發(fā)明實施例中所說 電均衡和電解偏所需的參數(shù)。計算電均衡和電解偏所需的參數(shù)可采用如實施例二中所描述 的方法，詳見實施例二。(1)當控制信號指示接收到的時域信號是同步序列時，即在檢測到同步序列時，可
11以采用最小二乘等算法估計兩個偏振態(tài)的直接信道和兩個偏振態(tài)之間的串擾信道，即估計 的信道矩陣泠*為 計算(估計)出直接信道和串擾信道，即<、Hkxy,力^和力^之后，根據(jù)計算出 的直接信道和串擾信道即可得出電均衡和電解偏所需的參數(shù)，即該均衡&解偏器的抽頭系 數(shù)。以下將對如何算出該均衡&解偏器的抽頭系數(shù)進行分析。參見背景技術，信道中傳輸?shù)臄?shù)學模型用矩陣標識為 其中，[*]k表示第k個子信道，<為X偏振態(tài)發(fā)送信號，義為X’偏振態(tài)接收信號， Jf為Y偏振態(tài)發(fā)送信號，Yrk為Y’偏振態(tài)接收信號，<表示X偏振態(tài)發(fā)送信號的直接信道， 表示Y偏振態(tài)發(fā)送信號對X偏振態(tài)發(fā)送信號的串擾信道，/^表示X偏振態(tài)發(fā)送信號對Y偏 振態(tài)發(fā)送信號的串擾信道，表示Y偏振態(tài)發(fā)送信號的直接信道。

希望接收的信號X丨和C不受信道的影響以及串擾的影響，即希望^丨, Ytk。由圮 X々+ Hkxy 和;= Hkyx X) + _ If可以看出，<和受到了直接信 道的影響(上式中的//i和^v)以及串擾的影響(上式中的雙if和HX)。因此希望 接收信號I丨和f經(jīng)過均衡&解偏模塊的處理后能消除上述的影響。由圖7中可以看出，經(jīng) 過均衡&解偏器的電均衡和電解偏后的信號X' k和Y' k分別為 由于當時，
xkt r,"
，所以可推出了
即該均衡&解偏器
抽頭系數(shù)為 將該抽頭系數(shù)代入均衡&解偏器，然后再對頻域信號進行電均衡及電解偏。(2)當控制信號指示接收到的時域信號不是同步序列時，即在檢測不到同步序列 時，采用判決反饋自適應算法跟蹤信道，并更新各均衡&解偏器的各個參數(shù)，此處與實施例 二類似，在此不再累贅。需說明的是，與實施例二一樣，在本實施例中，由于需要估計串擾信道，因此X偏 振態(tài)發(fā)送的信號的同步序列需要和Y偏振態(tài)發(fā)送的信號的同步序列同步，可參見圖5。由上可知，本發(fā)明實施例采用通過檢測接收到的信號中的同步序列，采用最小二 乘法等算法計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)，然后利用這些參數(shù)在頻域?qū)邮盏降男盘?同時進行電均衡及電解偏，解決了偏振復用OFDM系統(tǒng)中電均衡及電解偏的問題，而且，在 頻域進行電均衡和電解偏，相對于在時域進行電均衡和電解偏而言，實現(xiàn)的復雜度會大大 降低。實施例五、本實施例采用與實施例四一樣的電均衡和電解偏方案，即同時對頻域信號進行電 均衡和電解偏，對時域信號中同步序列的檢測也與實施例三一致，與實施例三不同的是，本 實施例將采用其他的方式來計算電均衡和電解偏所需的參數(shù)。(1)當控制信號指示接收到的時域信號是同步序列時，即在檢測到同步序列時，采 用基于訓練的自適應算法計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)?；谟柧毜淖赃m應算法的迭代公式與判決反饋自適應算法一樣，只是計算誤差的 方法不一樣。同步序列對于發(fā)送端和接收端來說都是已知的，假設X偏振態(tài)發(fā)送的信號的 Xf ,Y偏振態(tài)發(fā)送的信號為If，經(jīng)過電均衡和電解偏后分別為<( )和0),1!表示n時刻， 則誤差為 迭代更新公式為 其中，ii表示步長，+ 表示(n+1)時刻的杧,<( + !)表示(n+1)時刻的
+ 表示(n+1)時刻的+ 表示(n+1)時刻的<，將計算出來的誤差4和
k ,
4代入上述迭代更新公式便可分別得出+ 、^> + 1)、+ 和<( + !)的值，將和+ 代入均衡&解偏器，然后再利用這些參數(shù)對頻
域信號進行電均衡及電解偏。(2)當控制信號指示接收到的時域信號不是同步序列時，即在檢測不到同步序列 時，采用判決反饋自適應算法跟蹤信道，并更新各均衡&解偏器的各個參數(shù)，此處與實施例 二類似，在此不再累贅。在本實施例中，由于不需要估計串擾信道，因此，因此X偏振態(tài)發(fā)送的信號的同步 序列需要和Y偏振態(tài)發(fā)送的信號的同步序列可以不同步，參見圖6。由上可知，本發(fā)明實施例采用通過檢測接收到的信號中的同步序列，采用基于訓 練的自適應算法等算法計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)，然后利用這些參數(shù)在頻域?qū)?收到的信號同時進行電均衡及電解偏，解決了偏振復用OFDM系統(tǒng)中電均衡及電解偏的問 題，而且，在頻域進行電均衡和電解偏，相對于在時域進行電均衡和電解偏而言，實現(xiàn)的復 雜度會大大降低。實施例六、為了更好地實施以上方法，本發(fā)明實施例還相應地一種接收端設備，如圖8所示， 該接收端設備包括轉(zhuǎn)換單元601、檢測單元602、參數(shù)計算單元603和處理單元604。轉(zhuǎn)換單元601，用于將接收到的時域信號轉(zhuǎn)換成頻域信號；例如，該轉(zhuǎn)換單元601 可以是FFT模塊，將接收到的時域信號通過FFT變換，轉(zhuǎn)換成頻域信號，F(xiàn)FT模塊的大小可 以根據(jù)子信道的個數(shù)而定。檢測單元602，用于檢測接收到的時域信號中的同步序列，得到相應的控制信號。參數(shù)計算單元603，用于根據(jù)所述檢測單元得到的控制信號計算(或者說估算)電 均衡和電解偏所需的參數(shù)，例如可以采用最小二乘法等算法來估計信道矩陣，然后根據(jù)估 計的信道矩陣計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)，或者也可以采用基于訓練的自適應算法 等算法估算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)。處理單元604，用于利用所述參數(shù)計算單元603計算出的參數(shù)對轉(zhuǎn)換單元601轉(zhuǎn)換 而成的頻域信號進行電均衡及電解偏。如圖8所示，其中，所述檢測單元602可以包括截取單元6021、互相關值計算單元 6022和比較單元6023。截取單元6021，用于對接收到的時域信號進行滑窗截取?；ハ嚓P值計算單元6022，用于將截取單元6021截取到的時域信號與同步序列進 行求互相關，得到互相關值。比較單元6023，用于將所述互相關值計算單元6022得到的互相關值與預置的閾 值進行比較，若小于該閾值，則確定所述截取到的時域信號不是所需序列，表示沒有檢測到 同步序列，于是輸出指示接收到的時域信號不是同步序列的控制信號；若大于所述閾值，則 確定所述截取到的時域信號為所需序列，表示檢測到同步序列，于是輸出指示接收到的時 域信號是同步序列的控制信號。如圖8所示，所述參數(shù)計算單元603可以包括第一參數(shù)計算單元6031和第二參數(shù) 計算單元6032。第一參數(shù)計算單元6031，用于當所述檢測單元602得出的控制信號指示接收到的 時域信號是同步序列時，通過估計(計算)信道矩陣得出電均衡和電解偏所需的參數(shù)；比如先估計出頻域直接信道和串擾信道，然后根據(jù)由估計出的頻域直接信道和串擾信道組成的 信道矩陣得出電均衡和電解偏所需的參數(shù)；其中，計算信道矩陣時可采用最小二乘法等算 法來計算，具體可參見實施例二和實施例四。第二參數(shù)計算單元6032，用于當所述檢測單元602得出的控制信號指示接收到的 時域信號不是同步序列時，通過判決反饋自適應算法計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)， 具體可參見實施例二。或者，如圖9所示，所述參數(shù)計算單元603也可以包括第三參數(shù)計算單元6033和 第四參數(shù)計算單元6034。第三參數(shù)計算單元6033，用于當所述檢測單元602得出的控制信號指示接收到的 時域信號是同步序列時，采用基于訓練的自適應算法計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)， 具體可參見實施例三和實施例五。第四參數(shù)計算單元6034，用于當所述檢測單元602得出的控制信號指示接收到的 時域信號不是同步序列時，通過判決反饋自適應算法計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)， 具體可參見實施例二。其中，所述處理單元604可以是若干個均衡&解偏器，例如若干個M0M0濾波結構 的模塊，也可以包括若干個獨立的解偏器和均衡器；解偏器和均衡器的個數(shù)，或均衡&解偏 器的個數(shù)可以根據(jù)子信道的個數(shù)而定。解偏器，用于利用所述參數(shù)計算單元603計算出的參數(shù)對轉(zhuǎn)換單元601轉(zhuǎn)換而成 的頻域信號進行電解偏。均衡器，用于利用所述參數(shù)計算單元603計算出的參數(shù)對轉(zhuǎn)換單元601轉(zhuǎn)換而成 的頻域信號進行電均衡。由上可知，本發(fā)明實施例的接收端設備可以通過檢測單元602檢測接收到的信號 中的同步序列，利用參數(shù)計算單元603計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)，然后由處理單 元604利用這些參數(shù)在頻域?qū)邮盏降男盘栠M行電均衡及電解偏，解決了偏振復用OFDM系 統(tǒng)中電均衡及電解偏的問題，而且，在頻域進行電均衡和電解偏，相對于在時域進行電均衡 和電解偏而言，實現(xiàn)的復雜度會大大降低。實施例七、為了更好地實施以上方法，本發(fā)明實施例還相應地提供一種通信系統(tǒng)，如圖10所 示，該通信系統(tǒng)包括發(fā)送端設備701和接收端設備702 發(fā)送端設備701，用于發(fā)送時域信號給接收端設備；接收端設備702，用于接收發(fā)送端設備701發(fā)送的時域信號，將接收到的時域信號 轉(zhuǎn)換成頻域信號，檢測接收到的時域信號中的同步序列，得到相應的控制信號，根據(jù)所述控 制信號計算電均衡和電解偏所需的參數(shù)，利用所述參數(shù)對轉(zhuǎn)換而成的頻域信號進行電均衡 及電解偏。其中，所述接收端設備702，還用于對接收到的時域信號進行滑窗截取，將截取到 的時域信號與同步序列進行求互相關，得到互相關值，將所述互相關值與預置的閾值進行 比較，若小于該閾值，則確定所述截取到的時域信號不是所需序列，表示沒有檢測到同步序 列，于是輸出指示接收到的時域信號不是同步序列的控制信號；若大于所述閾值，則確定所 述截取到的時域信號為所需序列，表示檢測到同步序列，于是輸出指示接收到的時域信號是同步序列的控制信號。進一步的，所述接收端設備702，還用于當控制信號指示接收到的時域信號是同步 序列時，通過估計(計算)信道矩陣得出電均衡和電解偏所需的參數(shù)；比如先估計出頻域直 接信道和串擾信道，然后根據(jù)由估計出的頻域直接信道和串擾信道組成的信道矩陣得出電 均衡和電解偏所需的參數(shù)；其中，計算信道矩陣時可采用最小二乘法等算法來計算；或者所述接收端設備702，還用于當控制信號指示接收到的時域信號是同步序列時，也 可以采用基于訓練的自適應算法計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)；所述接收端設備702，還用于當控制信號指示接收到的時域信號不是同步序列時， 可以通過判決反饋自適應算法計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)。關于電均衡和電解偏所需的參數(shù)的計算具體可參見實施例二、三、四和五，在此不 再贅述。該通信系統(tǒng)的接收端設備702可以包括轉(zhuǎn)換單元601、檢測單元602、參數(shù)計算單 元603和處理單元604 ；其中，轉(zhuǎn)換單元601可以包括FFT轉(zhuǎn)換模塊(FFT的大小根據(jù)子信 道的個數(shù)而定)，檢測單元602可以包括截取單元6021、互相關值計算單元6022和比較單 元6023 ；參數(shù)計算單元603可以包括第一參數(shù)計算單元6031和第二參數(shù)計算單元6032，或 者，參數(shù)計算單元603也可以包括第三參數(shù)計算單元6033和第四參數(shù)計算單元6034 ；處理 單元604則可以包括若干個均衡&解偏器，或者包括若干個獨立的均衡器和解偏器(均衡 &解偏器的個數(shù)，或者均衡器和解偏器的個數(shù)根據(jù)子信道的個數(shù)而定)。為了體現(xiàn)本發(fā)明實施例所提供的方案與現(xiàn)有技術相比，可以大大降低實現(xiàn)的復雜 度，以下將對本發(fā)明實施例所提供的“在頻域進行電均衡和電解偏”的方案，與現(xiàn)有技術存 在的“在時域進行電解偏”的方案作簡單的分析比較。對于在時域進行電解偏的方法，假設樣本周期為Ts，如圖11所示，解偏器包含四個 FIR濾波器，即Wxx、Wxy、Wyx、ffyy, FIR濾波器處理信號的示意圖可參見圖12，假設每個濾 波器的抽頭系數(shù)為M,則每個濾波器的復數(shù)乘法為M次，復數(shù)加法為M-1次，可以推出，四個 濾波器的復數(shù)乘法共為4M次，復數(shù)加法共為4X (M-1)次，如圖11所示，由于在輸出端還有 兩個加法器，所以，在每個樣本周期內(nèi)，即在每Ts需要進行的復數(shù)乘法運算為4M，復數(shù)加法 運算為 4X (M-l)+2 = 4M-2。對于在頻域進行電均衡和電解偏的方法，假設子信道個數(shù)為N(即FFTsize = N)， 不考慮CP，則OFDM符號周期為N Ts，則在每個符號周期內(nèi)，即每N Ts需要進行的乘法運 算為4N，加法運算為2N，可參見圖4和圖7。
4MAM-2歸一化進行比較，時域方法每秒需要的乘法運算為j，加法運算為一頻域
4N 42N 2
方法每秒需要的乘法運算為^ = yx，加法運算為= Ys?？梢钥闯?，在頻域進行電均衡和電解偏的方法的復雜度遠遠低于在時域進行電均 衡和電解偏的方法。由上可知，本發(fā)明實施例通過檢測接收到的信號中的同步序列，采用最小二乘法 或基于訓練的自適應算法等算法計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)，然后利用這些參數(shù)在 頻域?qū)邮盏降男盘栠M行電均衡及電解偏，解決了偏振復用OFDM系統(tǒng)中電均衡及電解偏的問題，而且，由上面的分析可知，在頻域進行電均衡和電解偏，相對于在時域進行電均衡 和電解偏而言，實現(xiàn)的復雜度，包括運算的復雜度和硬件的實現(xiàn)復雜度等都會大大降低，這 也就意味著處理信號的時間可以大大的減少，以及建設網(wǎng)絡架構的成本也可以有所降低。本領域普通技術人員可以理解上述實施例的各種方法中的全部或部分步驟是可 以通過程序來指令相關的硬件來完成，該程序可以存儲于一計算機可讀存儲介質(zhì)中，存 儲介質(zhì)可以包括只讀存儲器(ROM，Read Only Memory)、隨機存取記憶體(RAM，Random Access Memory)、磁盤或光盤等。以上對本發(fā)明實施例所提供的一種電均衡及電解偏的方法、接收端設備和通信系 統(tǒng)進行了詳細介紹，本文中應用了具體個例對本發(fā)明的原理及實施方式進行了闡述，以上 實施例的說明只是用于幫助理解本發(fā)明的方法及其核心思想；同時，對于本領域的一般技 術人員，依據(jù)本發(fā)明的思想，在具體實施方式
及應用范圍上均會有改變之處，綜上所述，本 說明書內(nèi)容不應理解為對本發(fā)明的限制。
權利要求
一種電均衡及電解偏的方法，其特征在于，包括將接收到的時域信號轉(zhuǎn)換成頻域信號；檢測接收到的時域信號中的同步序列，得到相應的控制信號；根據(jù)所述控制信號計算電均衡和電解偏所需的參數(shù)；利用所述參數(shù)對頻域信號進行電均衡及電解偏。
2.根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于，所述檢測接收到的時域信號中的同步序 列，得到相應的控制信號，包括對接收到的時域信號進行滑窗截??；將截取到的時域信號與同步序列進行求互相關，得到互相關值； 將所述互相關值與預置的閾值進行比較，若大于所述閾值，則輸出指示接收到的時域 信號是同步序列的控制信號，若小于所述閾值，則輸出指示接收到的時域信號不是同步序 列的控制信號。
3.根據(jù)權利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述根據(jù)所述控制信號計算電均衡和 電解偏所需的參數(shù)包括當控制信號指示接收到的時域信號是同步序列時，通過估計信道矩陣計算出電均衡和 電解偏所需的參數(shù)。
4.根據(jù)權利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述根據(jù)所述控制信號計算電均衡和 電解偏所需的參數(shù)包括當控制信號指示接收到的時域信號是同步序列時，采用基于訓練的自適應算法計算出 電均衡和電解偏所需的參數(shù)。
5.根據(jù)權利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述根據(jù)所述控制信號計算電均衡和 電解偏所需的參數(shù)包括當控制信號指示接收到的時域信號不是同步序列，通過判決反饋自適應算法計算出電 均衡和電解偏所需的參數(shù)。
6.根據(jù)權利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述利用所述參數(shù)對頻域信號進行電 均衡及電解偏包括利用所述參數(shù)分別對頻域信號進行電均衡和電解偏；或者 利用所述參數(shù)同時對頻域信號進行電均衡和電解偏。
7.一種接收端設備，其特征在于，包括轉(zhuǎn)換單元，用于將接收到的時域信號轉(zhuǎn)換成頻域信號； 檢測單元，用于檢測接收到的時域信號中的同步序列，得到相應的控制信號； 參數(shù)計算單元，用于根據(jù)所述檢測單元得到的控制信號計算電均衡和電解偏所需的參數(shù)；處理單元，用于利用所述參數(shù)計算單元計算出的參數(shù)對轉(zhuǎn)換單元轉(zhuǎn)換而成的頻域信號 進行電均衡及電解偏。
8.根據(jù)權利要求7所述的接收端設備，其特征在于，所述檢測單元包括截取單元，用 于對接收到的時域信號進行滑窗截??；互相關值計算單元，用于將截取單元截取到的時域信號與同步序列進行求互相關，得 到互相關值；比較單元，用于將所述互相關值計算單元得到的互相關值與預置的閾值進行比較，若 大于所述閾值，則輸出指示接收到的時域信號是同步序列的控制信號，若小于所述閾值，則 輸出指示接收到的時域信號不是同步序列的控制信號。
9.根據(jù)權利要求7或8所述的接收端設備，其特征在于，所述參數(shù)計算單元包括第一參數(shù)計算單元，用于當所述檢測單元得出的控制信號指示接收到的時域信號是同 步序列時，通過估計信道矩陣計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)；第二參數(shù)計算單元，用于當所述檢測單元得出的控制信號指示接收到的時域信號不是 同步序列時，通過判決反饋自適應算法計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)。
10.根據(jù)權利要求7或8所述的接收端設備，其特征在于，所述參數(shù)計算單元包括第三參數(shù)計算單元，用于當所述檢測單元得出的控制信號指示接收到的時域信號是同 步序列時，采用基于訓練的自適應算法計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)；第四參數(shù)計算單元，用于當所述檢測單元得出的控制信號指示接收到的時域信號不是 同步序列時，通過判決反饋自適應算法計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)。
11.根據(jù)權利要求7或8所述的接收端設備，其特征在于，所述處理單元包括均衡器，用于利用所述參數(shù)計算單元計算出的參數(shù)對轉(zhuǎn)換單元轉(zhuǎn)換而成的頻域信號進 行電均衡；解偏器，用于利用所述參數(shù)計算單元計算出的參數(shù)對轉(zhuǎn)換單元轉(zhuǎn)換而成的頻域信號進 行電解偏。
12.一種通信系統(tǒng)，其特征在于，包括發(fā)送端設備和接收端設備發(fā)送端設備，用于發(fā)送時域信號給接收端設備；接收端設備，用于接收發(fā)送端設備發(fā)送的時域信號，將接收到的時域信號轉(zhuǎn)換成頻域 信號，檢測接收到的時域信號中的同步序列，得到相應的控制信號，根據(jù)所述控制信號計算 電均衡和電解偏所需的參數(shù)，利用所述參數(shù)對轉(zhuǎn)換而成的頻域信號進行電均衡及電解偏。
全文摘要
本發(fā)明實施例公開了一種電均衡及電解偏的方法、接收端設備和通信系統(tǒng)。本發(fā)明實施例通過檢測接收到的信號中的同步序列，計算出電均衡和電解偏所需的參數(shù)，然后利用這些參數(shù)在頻域?qū)邮盏降男盘栠M行電均衡及電解偏，解決了偏振復用OFDM系統(tǒng)中電均衡及電解偏的問題，而且，在頻域進行電均衡和電解偏，相對于在時域進行電均衡和電解偏而言，實現(xiàn)的復雜度會大大降低。
文檔編號H04L25/03GK101854316SQ20091013234
公開日2010年10月6日 申請日期2009年3月30日 優(yōu)先權日2009年3月30日
發(fā)明者劉磊, 解長松, 陳子歡 申請人:華為技術有限公司