專利名稱：采用聯(lián)合檢測與串行干擾消除的自適應(yīng)組合進(jìn)行多用戶檢測的制作方法
本申請是申請?zhí)枮?1809452.X，申請日為2001年2月21日，發(fā)明名稱為‘采用聯(lián)合檢測與串行干擾消除的自適應(yīng)組合進(jìn)行多用戶檢測’的中國專利申請的分案申請。
背景技術(shù)：
本發(fā)明主要涉及無線通信系統(tǒng)。具體說來，本發(fā)明涉及一個無線通信系統(tǒng)中多用戶信號的聯(lián)合檢測。
圖1為無線通信系統(tǒng)10的圖解。該通信系統(tǒng)10擁有與用戶設(shè)備(UE)141至143進(jìn)行通信的基站121至125。每一個基站121均擁有一個相應(yīng)的工作區(qū)，在該工作區(qū)內(nèi)，基站與區(qū)內(nèi)的用戶設(shè)備141至143進(jìn)行通信。
在某些通信系統(tǒng)中，例如碼分多址(CDMA)及使用碼分多址的時分雙工系統(tǒng)(TDD/CDMA)中，多路通信使用同一頻譜發(fā)送，各通信之間一般通過其信號片代碼序列加以區(qū)別。為更有效地利用頻譜，TDD/CDMA通信系統(tǒng)采用劃分為若干時隙的重復(fù)幀進(jìn)行通信。根據(jù)通信的不同帶寬，該類系統(tǒng)中發(fā)送的通信均擁有一個或多個相關(guān)的信號片代碼與時隙。
由于該類系統(tǒng)可以使用同一頻譜同時發(fā)送多路通信，因此該系統(tǒng)中的接收機(jī)必須對各路通信加以區(qū)分。一種檢測該類信號的方法是匹配濾波。匹配濾波可檢測使用一個單一代碼發(fā)送的通信，而將其它通信作為干擾處理。因此為檢測多個代碼，必須使用相應(yīng)數(shù)量的多個匹配濾波器。另一種方法是串行干擾消除(Successive InterferenceCancellation SIC)。該方法對一路通信進(jìn)行檢測，爾后從接收信號中減去該路通信的信號基值，以用于檢測下一路通信。
在某些應(yīng)用場合中，為改善通信性能，要求能夠同時檢測多路通信。同時檢測多路通信被稱之為聯(lián)合檢測。某些聯(lián)合檢測器采用Cholesky分解法進(jìn)行最小均方誤差(MMSE)檢測并使用迫零塊均衡器(ZF-BLE)。這些檢測器復(fù)雜度高，需要占用廣泛的接收機(jī)資源。
美國專利NO.5,933,423披露了一種接收機(jī)。該接收機(jī)將接收到的信號分為若干組，每組包含至少兩個信號，各組中的信號同時受到檢測。在檢測其他組的數(shù)據(jù)之前，從接收信號中減出第一組檢測信號。
DE19616828 A1披露了一種擁有一個信號分離器的接收機(jī)。信號依據(jù)接收功率進(jìn)行編組。對第一組信號進(jìn)行聯(lián)合檢測。檢測的第一組信號從接收信號中減出。依據(jù)減出信號對剩余信號進(jìn)行檢測。
Tsatsanis和Xu所著論文“CDMA系統(tǒng)中自適應(yīng)盲干擾消除”(Adaptive Blind Interference Cancellation in CDMA System)披露了采用最小均方和最小均方誤差工具消除接收機(jī)干擾的方法。
因此，需要尋找替代方法進(jìn)行多用戶檢測。

發(fā)明內(nèi)容
一種采用碼分多址方式，使用一個時隙的共享頻譜發(fā)送多個數(shù)據(jù)信號的時分雙工通信系統(tǒng)。通過該時隙的共享頻譜可接收到一個組合信號。多個數(shù)據(jù)信號劃分為多個數(shù)據(jù)信號組群。該組合信號依據(jù)與組群之一之?dāng)?shù)據(jù)信號相關(guān)的部分符號響應(yīng)進(jìn)行匹配濾波。同一組中各數(shù)據(jù)信號的數(shù)據(jù)同時進(jìn)行檢測。干擾信號依據(jù)該組群的部分檢測數(shù)據(jù)生成。該干擾信號被從組合信號中減去。通過處理該減出信號可對其它組的數(shù)據(jù)進(jìn)行檢測。


圖1為一個無線通信系統(tǒng)。
圖2為一臺采用聯(lián)合檢測方式的簡化發(fā)射機(jī)與接收機(jī)圖3為一個通信脈沖串的圖解。
圖4為一張聯(lián)合檢測與串行干擾消除自適應(yīng)組合的流程5為一個聯(lián)合檢測與串行干擾消除自適應(yīng)組合裝置的圖解圖6-12為聯(lián)合檢測與串行干擾消除自適應(yīng)組合、完全聯(lián)合檢測以及RAKE接收機(jī)的性能比較圖。
具體實施例方式
圖2為TDD/CDMA通信系統(tǒng)中使用的聯(lián)合檢測(JD)與串行干擾消除(SIC)自適應(yīng)組合“SIC-JD”的簡化發(fā)射機(jī)26與接收機(jī)28的圖解。在一個典型系統(tǒng)中，發(fā)射機(jī)26位于每一臺UE141至143中，而用于發(fā)送多路通信的多個發(fā)射電路26位于每一個基站121至125中?；?21要求各有效通信UE141至143均至少具有一個發(fā)射電路26。SIC-JD接收機(jī)28可位于基站121中、UE 141至143中，或同時位于兩者中。SIC-JD接收機(jī)28接收來自多個發(fā)射機(jī)26或發(fā)射電路26的通信。
每一臺發(fā)射機(jī)26均通過一條無線電信道30發(fā)送數(shù)據(jù)。發(fā)射機(jī)26中的數(shù)據(jù)發(fā)生器32所生成的數(shù)據(jù)通過一條基準(zhǔn)信道傳輸至接收機(jī)28。根據(jù)通信帶寬要求，基準(zhǔn)數(shù)據(jù)被指配給一個或多個代碼和/或時隙。調(diào)制與擴(kuò)展裝置34對基準(zhǔn)數(shù)據(jù)進(jìn)行擴(kuò)展，并使用指定時隙或代碼中的訓(xùn)練序列，將擴(kuò)展后的基準(zhǔn)數(shù)據(jù)變?yōu)闀r分復(fù)用數(shù)據(jù)。產(chǎn)生的序列被稱之為一個通信脈沖串。該通信脈沖串由調(diào)制器36調(diào)制至射頻。天線38通過無線電信道30向接收機(jī)28的天線40輻射射頻信號。用于此類發(fā)射通信的調(diào)制型式可以是所屬技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員所熟知的任意一種型式，例如直接移相鍵控(DPSK)或四相移相鍵控(QPSK)。
如圖3所示，一個典型通信脈沖串16具有一個訓(xùn)練序列20，一個防護(hù)期間18與兩個數(shù)據(jù)脈沖串22、24。訓(xùn)練序列20對數(shù)據(jù)脈沖串22、24進(jìn)行分離，防護(hù)期間18對通信脈沖串進(jìn)行分離，旨在使不同發(fā)射機(jī)發(fā)出的脈沖串在不同的時間到達(dá)。兩個數(shù)據(jù)脈沖串22、24包含通信脈沖串的數(shù)據(jù)，且在一般情況下具有相同的符號長度。該中部訓(xùn)練序列(midamble)包含一個訓(xùn)練序列。
接收機(jī)28的天線40接收各種射頻信號。接收到的信號經(jīng)解調(diào)器42解調(diào)后生成一個基帶信號?；鶐盘栍衫缧诺拦浪阊b置44和SIC-JD裝置46在時隙中并使用指配給對應(yīng)發(fā)射機(jī)26的響應(yīng)通信脈沖串代碼進(jìn)行處理。信道估算裝置44使用基帶信號中的訓(xùn)練序列分量提供信道信息，例如信道脈沖響應(yīng)。然后SIC-JD裝置46利用信道信息將接收到的通信脈沖串的發(fā)射數(shù)據(jù)作為硬符號進(jìn)行估算。
SIC-JD裝置46利用信道估算裝置44所提供的信道信息以及發(fā)射機(jī)26使用的已知擴(kuò)展代碼對接收到的各種通信脈沖串?dāng)?shù)據(jù)進(jìn)行估計。盡管本文中將SIC-JD裝置46與TDD/CDMA通信系統(tǒng)結(jié)合在一起進(jìn)行說明，但該方法也適用于其它通信系統(tǒng)，例如CDMA。
圖4對在TDD/CDMA通信系統(tǒng)某個特定時隙中進(jìn)行SIC-JD的一種方法進(jìn)行了圖解說明。在該特定時隙中，若干通信脈沖串相互疊加，例如K個通信脈沖串。K個脈沖串可以來自K個不同的發(fā)射機(jī)。然而當(dāng)某些發(fā)射機(jī)在該特定時隙中使用多個代碼時，則K個脈沖串可以來自少于K個發(fā)射機(jī)。
通信脈沖串16中的兩個數(shù)據(jù)脈沖串22、24均具有預(yù)定數(shù)量的發(fā)射符號，例如Ns。每一個符號均采用預(yù)定數(shù)目的擴(kuò)展代碼信號片發(fā)射，擴(kuò)展代碼即為擴(kuò)展因數(shù)(SF)。在典型的TDD通信系統(tǒng)中，每一個基站(121至125)的通信數(shù)據(jù)中均包含一個相關(guān)的加擾代碼，該加擾代碼能夠使各基站之間相互區(qū)別。一般情況下，加擾代碼不會影響擴(kuò)展因數(shù)。盡管在下文中對于使用加擾代碼的系統(tǒng)仍舊使用術(shù)語“擴(kuò)展代碼”與“擴(kuò)展系數(shù)”，但對于下列情況，“擴(kuò)展代碼”將指加擾代碼與擴(kuò)展代碼的組合。因此，數(shù)據(jù)脈沖串22、24均有Ns×SF個信號片。在經(jīng)過一個有W個信號片脈沖響應(yīng)的信道后，每一個接收到的脈沖串的長度均為SF×Ns+W-1，該數(shù)值也可以Nc信號片表示。該K個脈沖串中第Kth脈沖串的代碼以C(k)表示。
各Kth脈沖串由接收機(jī)接收并可用下列公式1表示r(k)＝A(k)d(k)，k＝1…K 公式1r(k)為接收到的該Kth脈沖串基值，A(k)為組合信道響應(yīng)(一個Nc×Ns矩陣)。A(k)矩陣中jth列為d(k)的jth元素的符號響應(yīng)s(k)的零填充型式。該符號響應(yīng)s(k)為該脈沖串的估算響應(yīng)h(k)與擴(kuò)展代碼C(k)的卷積。d(k)為脈沖串中發(fā)送的未知數(shù)據(jù)符號。各Kth脈沖串的估算響應(yīng)h(k)的長度為W個信號片，可用下列公式2表示h‾(k)=γ(k)·h‾~(k)]]>公式2其中γ(k)表示發(fā)送機(jī)增益和/或路徑損耗； 表示脈沖串特有的衰落信道響應(yīng)；而對于類似信道的一個脈沖串組群， 表示組群特有的信道響應(yīng)。對于上行線路通信，各脈沖串的h(k)、γ(k)以及 互不相同；對于下行線路通信，各脈沖串的 均相同，而γ(k)不同。而如果在下行線路中采用傳輸分集制，則各脈沖串的γ(k)和 均互不相同。
通過無線電信道接收到的所有K脈沖串總向量可用公式3表示r‾=Σi=1kr‾(k)+n‾]]>公式3其中n表示一個零-平均噪聲向量。
如果將所有數(shù)據(jù)脈沖串的A(k)合并進(jìn)矩陣A，各脈沖串的所有未知數(shù)據(jù)d(k)合并進(jìn)矩陣d，則公式1即變?yōu)榱斯?。
r＝Ad+n公式4各Kth脈沖串的接收功率由SIC-JD依據(jù)接收機(jī)28的先驗知識、來自脈沖串特定訓(xùn)練序列的脈沖串信道估算或者匹配濾波器組測定。該K脈沖串依據(jù)其測定的接收功率大小，按遞減順序排列。
功率等級大體相同(例如處于同一個閾內(nèi))的脈沖串編組在一起并安排在G個組中，48。該G個組依據(jù)各組的功率大小，按遞減順序排列，例如，順序為從組1開始至G，該組1具有最高的接收功率。圖5為SIC-JD裝置46根據(jù)G個組進(jìn)行SIC-JD的圖解。
對于最高接收功率的組1來說，僅該組中脈沖串符號響應(yīng)矩陣Ag(1)是確定了的，該矩陣僅包含組1中脈沖串的符號響應(yīng)。同時組1的接收向量r以xg(1)表示。因此，對于組1，公式4變?yōu)楣?。
xg(1)＝Ag(1)dg(1)+n公式5其中dg(1)為組1脈沖串中的數(shù)據(jù)。公式5體現(xiàn)了符號間干擾(ISI)與多址干擾(MAI)的作用。因此，其它組(組2至組G)的作用不予考慮。
接收向量xg(1)經(jīng)組1的匹配濾波器661濾波后變?yōu)榻M1中脈沖串的符號響應(yīng)，該過程以公式6，50表示。
y‾g(1)=Ag(1)Hx‾g(1)]]>公式6其中yg(1)為匹配濾波結(jié)果。
組1的聯(lián)合檢測裝置681對組1進(jìn)行聯(lián)合檢測，利用匹配濾波結(jié)果yg(1)作出軟判決估算 一種聯(lián)合檢測的方法是按照公式7計算最小二乘方、迫零結(jié)果。
d‾^g.soft(1)=(Ag(1)HAg(1))-1y‾g(1)]]>公式7Ag(1)H為Ag(1)的埃爾米特形式。另外一種方法是根據(jù)公式8計算最小均方誤差結(jié)果。
d‾^g.soft(1)=(Ag(1)HAg(1)+σ2I)-1y‾g(1)]]>公式8其中I為單位矩陣，σ2為標(biāo)準(zhǔn)差。
這種方法僅對一組脈沖串進(jìn)行聯(lián)合檢測，其優(yōu)點在于對單個組進(jìn)行分析的復(fù)雜度要低于對所有信號進(jìn)行分析的復(fù)雜度。由于Ag(1)H與Ag(1)均為條狀碼組托普利茲矩陣，因此公式7或8求解過程的復(fù)雜度也得到了降低。另外，在運用Cholesky分解時所導(dǎo)致的性能降低也可忽略不計。對多個的脈沖串進(jìn)行Cholesky分解是相當(dāng)復(fù)雜的，然而當(dāng)對一個較小的用戶組進(jìn)行Cholesky分解時，其復(fù)雜度可顯著降低。
軟判決-硬判決塊701將軟判決 作為組1的接收數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為硬判決 54。在對其它低功率組進(jìn)行處理時，組1對低功率組產(chǎn)生的多重進(jìn)接干擾由一個組1干擾生成塊721依據(jù)公式9進(jìn)行估算，56。
r‾^(1)=Ag(1)d‾^g.hard(1)]]>公式9其中 為組1賦予r的估算基值。
對于相鄰的組2，在接收向量xg(1)中減掉(例如通過減法器741)組1的估算基值后得到xg(2)，如公式10，58所示。
x‾g(2)=x‾g(1)-r‾^(1)]]>公式10其結(jié)果是，可以有效地消除接收信號中由組1產(chǎn)生的多重進(jìn)接干擾。下一個最強(qiáng)功率組(即組2)使用xg(2)，并通過組2匹配濾波器662、組2JD塊682、軟判決—硬判決塊702以及組2干擾生成塊722，60進(jìn)行類似處理。所生成的組2干擾 將從組2的干擾取消信號中減掉(例如通過減法器242)，從而得到x‾g(2)-r‾^(2)=x‾g(3),]]>62。使用該程序，可以逐次對各組進(jìn)行處理，直至最后的組G。由于組G為最后一組，因此不需要生成干擾信號。從而組G僅需使用組G匹配濾波器66G、組GJD塊68G以及用于恢復(fù)硬字符軟判決—硬判決塊70G，64。
當(dāng)在UE 141上進(jìn)行SIC-JD時，未必需要對所有的組進(jìn)行處理。如果UE 141要接收的所有脈沖串均處在最高接收功率組或較高接收功率組中，則UE 141僅需對包含其脈沖串的組群進(jìn)行處理。因此，UE 141所需的處理可進(jìn)一步簡化。UE 141處理的簡化可降低功率消耗，從而延長電池壽命。
由于Nc×K·N維矩陣被G個JD維級Nc×ni·Ns(其中，i＝1至G，ni為ith組中脈沖串?dāng)?shù))所取代，SIC-JD的復(fù)雜度低于單步JD。JD的復(fù)雜度與要聯(lián)合檢測的脈沖串?dāng)?shù)的平方至立方成正比。
該方法的優(yōu)點在于實現(xiàn)了計算復(fù)雜度與性能之間的平衡。若將所有的脈沖串置于一個單一組中，則求解問題可簡化為JD問題。通過將所有的脈沖串強(qiáng)制置于同一組中，或者使用較寬的閾值，即可實現(xiàn)單一編組。另一方面，當(dāng)組群僅包含一個信號或者僅接收到一個信號時，求解可簡化為SIC-LSE問題。而使用較窄的閾值，或者通過硬限制各組的規(guī)模以將各脈沖串強(qiáng)制置于各自組中，即可實現(xiàn)這種條件。通過選擇閾值，可以任意實現(xiàn)性能與計算復(fù)雜度之間的平衡。
圖6至12為在各種多路衰落信道條件下，SIC-JD與完全JD以及RAKE類接收機(jī)的誤碼率(BER)性能比較的模擬結(jié)果。所選參數(shù)為3G UTRA TDD CDMA系統(tǒng)參數(shù)SF＝61；W＝57。每個TDD脈沖串/時隙的長度為2560信號片或667微秒。這些脈沖串帶有兩個各帶NsQPSK符號的數(shù)據(jù)字段、一個訓(xùn)練序列欄和一個防護(hù)期間。每一次模擬的運行范圍為1000個時隙。在任何情況下，脈沖串?dāng)?shù)K均選定為8。此處假定所有接收機(jī)均準(zhǔn)確地知道各脈沖串的信道響應(yīng)，從而可正確地對這些脈沖串進(jìn)行排序與編組。同時假定信道響應(yīng)在一個時隙上為非時變響應(yīng)，而逐次時隙經(jīng)受非相關(guān)信道響應(yīng)。在本模擬中未使用信道編碼。JD算法聯(lián)合檢測所有K脈沖串。RAKE類接收機(jī)為一個ith脈沖串代碼用匹配濾波器組(d‾^(i)=A(i)Hr‾(i)).]]>最大比例合并器(MRC)級隱含在這些濾波器中，因為它們與整個符號響應(yīng)相匹配。
性能模擬是在衰落信道條件下使用ITU信道模型定義的多徑程序文件進(jìn)行的，ITU信道模型包括Indoor A、Pedestrian A、Vehicular A模型，以及3GPP UTRA TDD Working Group 4 Case 1、Case 2與Case 3模型。在Vehicular A和Case 2信道內(nèi)，在1％-10％BER范圍內(nèi)與完全JD相比，SIC-JD經(jīng)歷了一個最高1分貝(dB)的遞降。對于所有其它信道，SIC-JD與完全JD的性能偏差均處于0.5dB范圍內(nèi)。由于Vehicular ACase 2是所有研究情況中的最差情況，因此只提供其性能曲線圖。在模擬的所有信道中，Vehicular A和Case 2信道具有最大的延遲擴(kuò)展。Vehicular A為6分支模型，其相對延遲分別為0、310、710、1090、1730和2510納秒，相對平均功率分別為0、-1、-9、-10、-15和-20分貝(dB)。Case 2為3分支模型，其各分支具有相同的平均功率且相對延遲分別為0、976和1200納秒。
圖6與圖7在兩種多路衰落信道條件下將SIC-LSE接收機(jī)的誤碼率(BER)及信號片級信噪比(SNR)性能與完全JD及RAKE類接收機(jī)進(jìn)行了比較。組的規(guī)模強(qiáng)制性設(shè)置為1，以在發(fā)送機(jī)與接收機(jī)內(nèi)均形成K組。圖中還展示了加成性高斯白噪聲(AWGN)信道中二進(jìn)制移相鍵控(BPSK)誤碼率(BER)理論值；AWGN信道規(guī)定了BER的下界。BER在所有脈沖串范圍內(nèi)進(jìn)行平均。圖6表示的是一個不同信道的例子，在該例中假定各脈沖串所通過的衰落信道相互獨立，但是所有信道都具有能夠得出相同平均信噪比(SNR)的相同平均功率。在此種情況下， (i＝1至K)各不相同，而γ(i)(i＝1至K)均相同。此種情況存在于功率控制只補償長期衰落和/或路徑損耗而不補償短期衰落的上行線路中。在每一個時隙中，脈沖串均依據(jù)相應(yīng)的h(i)(i＝1至K)按功率進(jìn)行布置。圖7表示公共信道情況下的類似曲線圖。此圖中假定所有的脈沖串均通過同一條多徑信道(即 i＝1至K)且均相同，而γ(1)(i＝1至K)不同。在δ(1)的選擇上，使按照功率級別布置脈沖串時，兩個相鄰的脈沖串之間有一個2dB的功率差。例如，此種功率差會存在于基站121針對不同的UE(141-143)脈沖串施加不同傳輸增益的下行線路中。圖6和圖7表明，在1％-10％的誤碼率(BER)范圍內(nèi)，與JD相比，SIC-LSE經(jīng)受的遞降不大于1dB。這正是通常人們所關(guān)心的非編碼BER(原始BER)范圍。由于不能優(yōu)化處理ISI，RAKE接收機(jī)出現(xiàn)了顯著遞降。由于脈沖串之間功率差增大，SIC-LSE的性能得到了提高，且當(dāng)功率差為1-2dB(取決于不同的信道)時，其性能即可與完全JD相媲美。
圖8、9、10及11在兩種多路衰落信道條件下將SIC-JD接收機(jī)的BER及SNR性能與完全JD及RAKE類接收機(jī)進(jìn)行了比較。8個代碼各在發(fā)送機(jī)與接收機(jī)中被分為4組，每組兩個代碼。在所有脈沖串范圍內(nèi)求出BER平均值。圖8和圖9展示的是相異信道的例子，在該例中假定各脈沖串組所通過的衰落信道相互獨立，但是所有信道具有能夠得出相同平均SNR的相同平均功率。同一組中的所有脈沖串得到相同的信道響應(yīng)。在此情況下， (g＝1至G)互不相同，而該組中各脈沖串的信道響應(yīng)hg(i)(i＝1至ns)相同。其中ns為gth組中脈沖串?dāng)?shù)。這潛在地代表了上行線路中的多代碼情況，在該情況中，每一個UE 141發(fā)送2個代碼。SIC-JD接收機(jī)28將與同一個UE 141相關(guān)的多個代碼編在同一個組內(nèi)，從而形成4個組。圖10和圖11展示了公共信道的情形。此圖中假定所有脈沖串組均通過同一條多徑信道，即 (g＝1至ns)均相同，而γg(g＝1至G)不同。選擇γg時，使依據(jù)功率級別安排脈沖串組時，兩個相鄰的組之間有一個2dB的功率差。這潛在地代表了下行鏈路中的多代碼情況，在此情況下，基站121為每一個UE141發(fā)送2個代碼。圖10和圖11所示趨勢與圖8和圖9中所示觀察到的SIC-LSE的性能趨勢相似。在1％-10％BER范圍內(nèi)，SIC-LSE的性能與JD相當(dāng)(即差別不大于1dB)，而該范圍正是人們所關(guān)心的非編碼BER的工作范圍。當(dāng)功率差為1-2dB(取決于不同的信道)時，SIC-LSE的性能即可與完全JD相媲美。如圖所示，其性能隨兩個脈沖串之間功率差的增大而提高。
圖12與圖10相似，不同之處在于圖12中僅有兩個脈沖串組，每個組包含4個脈沖串。如圖12所示，在1％-10％BER范圍內(nèi)，SIC-JD的性能可與JD相媲美(即差別不大于1dB)。
SIC-JD的復(fù)雜度低于完全JD。復(fù)雜性的降低源于使用G個JD級維矩陣Nc×ni·Ns(i＝1至G)取代了單步JD的維矩陣Nc×K·Ns。同時，由于在一般情況下JD涉及到矩陣求逆，且求逆的復(fù)雜度與脈沖串?dāng)?shù)的立方成正比，因此多級JD的總體復(fù)雜度將遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于單級完全JD。而且，SIC部分的復(fù)雜度與脈沖串?dāng)?shù)只為線性關(guān)系，因此不會明顯削弱SIC-JD在復(fù)雜度方面的優(yōu)勢。例如，G-1級干擾消除的復(fù)雜度可推導(dǎo)如下。由于Ag(i)的串行列塊為第一個列塊的移位型式，并且假定 的元素屬于4個QPSK構(gòu)象(格局)點之一，因此可以計算出4ni個可能向量，這對于計算乘積 是必需的。該步要求每秒進(jìn)行4α·(SF+W-1)·Rate106Σi=1G-1ni]]>百萬次實運算(MROPS)。其中α＝4為執(zhí)行一次復(fù)數(shù)乘法運算或乘法與累積(MAC)運算所進(jìn)行的實運算次數(shù)；Rate為每秒進(jìn)行的SIC-JD次數(shù)。由于已計算出上述4ni個向量，xg(i+1)的計算要求每秒進(jìn)行α2·Ns·(SF+W-1)·Rate106Σi=1G-1ni]]>百萬次實運算。由于只進(jìn)行復(fù)數(shù)加法運算，因此執(zhí)行一次復(fù)數(shù)運算只需進(jìn)行兩次實運算，故上述公式采用系數(shù) 由此，G-1級干擾消除的復(fù)雜度可由公式11表示。
z=α(SF+W-1)·(4+Ns2)·Rate106Σi=1G-1ni]]>公式11軟判決至硬判決變換的復(fù)雜度可忽略不計。
有幾種已知的方法可實現(xiàn)JD的矩陣求逆。為說明其復(fù)雜度，采用了一種非常有效的近似Cholesky因子算法，與正合Cholesky因子算法相比，該算法涉及的性能損失微不足道。該算法可用于求解組群JD。3GPP UTRA TDD系統(tǒng)中的SIC-JD與完全JD的復(fù)雜度見表1。表1對各種不同規(guī)模組群的復(fù)雜度進(jìn)行了比較?？梢钥闯?，當(dāng)K增大或組規(guī)模減小時，SIC-JD在復(fù)雜度方面相對于完全JD的優(yōu)勢也隨之增大。當(dāng)組規(guī)模為1時，SIC-LSE的復(fù)雜度與K呈線性關(guān)系，且當(dāng)K＝16時，其復(fù)雜度為完全JD的33％。注意UTRA TDD系統(tǒng)中脈沖串的最大數(shù)目為16。當(dāng)采用正合Cholesky分解算法時，SIC-JD在復(fù)雜度方面相對于完全JD的優(yōu)勢將更加顯著。由于正合Cholesky分解算法對K具有更強(qiáng)的依賴性，因此在通過SIC-JD降低JD維數(shù)的同時，其復(fù)雜度將進(jìn)一步降低。
表1

如表1所示，當(dāng)代碼數(shù)目與規(guī)模大小在逐監(jiān)測間隔的基礎(chǔ)上變?yōu)橥耆赃m應(yīng)時，SIC-JD的復(fù)雜度平均說來將低于完全JD。平均來說，由于分組閾值的不同，到達(dá)接收機(jī)的所有脈沖串不具有相同的功率，因此組規(guī)模將小于到達(dá)的脈沖串總數(shù)。另外，如果將最大允許組規(guī)模硬限制為小于最大可能脈沖串?dāng)?shù)，還可能降低峰值復(fù)雜度。當(dāng)?shù)竭_(dá)接收機(jī)的脈沖串的功率大致相同而且脈沖串?dāng)?shù)超過最大允許組規(guī)模時，這種方法會導(dǎo)致一定程度的性能降低。為此，SIC-JD提供了一種機(jī)理，其可實現(xiàn)性能與峰值復(fù)雜度或所需峰值處理功率之間的平衡。
權(quán)利要求
1.一種使用碼分多址的時分雙工通信系統(tǒng)的用戶設(shè)備，其中所述用戶設(shè)備用于接收通過一個時隙共享頻譜發(fā)送的多個數(shù)據(jù)信號，其特征在于該用戶設(shè)備包含用于通過該時隙中的共享頻譜接收一個組合信號的裝置；用于估算每一數(shù)據(jù)信號的接收功率級的裝置；用于選擇性地將多個數(shù)據(jù)信號分組成所接收的數(shù)據(jù)信號的功率級處于一特定閾值內(nèi)的多個分組的裝置，其中該特定閾值是調(diào)節(jié)成使該用戶設(shè)備獲得一個理想的誤碼率；用于單獨檢測每一分組中數(shù)據(jù)信號的數(shù)據(jù)的裝置；以及用于依據(jù)用戶設(shè)備的先驗知識而估算每一數(shù)據(jù)信號的接收功率級的裝置。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用戶設(shè)備，進(jìn)一步包含用于依據(jù)與各數(shù)據(jù)信號相關(guān)的訓(xùn)練序列的功率級而估算每一數(shù)據(jù)信號的接收功率級的裝置。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用戶設(shè)備，進(jìn)一步包含用于對每一數(shù)據(jù)信號的接收功率級進(jìn)行估算的裝置，其中每一個匹配濾波器均與一個相應(yīng)數(shù)據(jù)信號代碼相匹配。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用戶設(shè)備，其中該特定閾值的功率級為2分貝。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用戶設(shè)備，其中該特定閾值的功率級為1分貝。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用戶設(shè)備，其中該誤碼率在1％-10％范圍內(nèi)。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用戶設(shè)備，進(jìn)一步包含用于將所有數(shù)據(jù)信號被強(qiáng)制分在一個分組內(nèi)以超越選擇性分組步驟的裝置。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的用戶設(shè)備，進(jìn)一步包含用于將每一數(shù)據(jù)信號強(qiáng)制分入各自分組中以超越選擇性分組步驟的裝置。
全文摘要
一種采用碼分多址方式，使用時隙中的同一共享頻譜發(fā)送多個數(shù)據(jù)信號的時分雙工通信系統(tǒng)。通過該時隙的共享頻譜還可接收一個組合信號。多個數(shù)據(jù)信號劃分為多個數(shù)據(jù)信號組群。依據(jù)與組群之一之?dāng)?shù)據(jù)信號相關(guān)的部分符號響應(yīng)，對該組合信號分進(jìn)行匹配濾波。同一組群中各數(shù)據(jù)信號的數(shù)據(jù)同時進(jìn)行檢測。干擾信號部分依據(jù)該組群的檢測數(shù)據(jù)而生成。所生成的干擾信號被從組合信號中減去。通過處理該減出信號檢測其它組群的數(shù)據(jù)。
文檔編號H04L25/03GK1925345SQ200610135718
公開日2007年3月7日 申請日期2001年2月21日 優(yōu)先權(quán)日2000年3月15日
發(fā)明者R·M·米斯拉, J·潘, A·澤拉 申請人:交互數(shù)字技術(shù)公司