專利名稱：一種聯(lián)合正交導(dǎo)頻設(shè)計的mimo－ofdm信道估計方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種無線通信領(lǐng)域的信道估計方法，具體是一種聯(lián)合正交導(dǎo)頻設(shè)計的低復(fù)雜度多根發(fā)射天線多根接收天線正交頻分復(fù)用(MIMO-OFDM)系統(tǒng)的信道估計方法。
背景技術(shù)：
隨著個人無線通信需求的快速增長，無線技術(shù)正在經(jīng)歷著前所未有的發(fā)展機遇。同時無線領(lǐng)域研究的任何進展都必須緊緊圍繞著一個主題，那就是必須能夠較好的解決高速無線通信自身所面臨的帶寬緊張、傳播信道惡劣、移動環(huán)境復(fù)雜和服務(wù)受限時的質(zhì)量問題。高速率形成信道的寬帶頻率選擇性多徑衰落，同時移動終端的快速移動或者說是傳播環(huán)境周圍散射體的不斷變化使得信道具有多譜勒時間選擇性衰落效應(yīng)。這種聯(lián)合時間-頻率選擇性造成信道的多徑-多譜勒-衰落，能夠嚴重影響系統(tǒng)的總體性能。因此，對無線信道變化的建模和跟蹤估計以及研究出能夠?qū)箷r間-頻率選擇性衰落的新型空時處理技術(shù)對下一代移動無線通信系統(tǒng)來說是非常重要的。
正交頻分復(fù)用(OFDM)是一種頻率有效的多載波技術(shù)，它利用一定數(shù)量的彼此正交的窄帶子載波(每個子載波的帶寬都非常窄，以形成頻率非選擇性衰落)來并行地傳送低速率數(shù)據(jù)從而實現(xiàn)整體高速數(shù)據(jù)的傳輸。多根發(fā)射天線多根接收天線(MIMO)無線通信系統(tǒng)在散射條件豐富的傳播環(huán)境下，能夠不擴展傳輸頻帶而實現(xiàn)較高的數(shù)據(jù)傳送效率，同時MIMO可以結(jié)合空時編碼技術(shù)或者是信號處理技術(shù)來有效的實現(xiàn)分集，從而提高整個無線移動通信系統(tǒng)的可靠性，并且為分集和復(fù)用提供了一個較好的折中平臺。要充分利用MIMO-OFDM的這些優(yōu)點精確的信道估計技術(shù)是不可或缺的。
目前關(guān)于多根發(fā)射天線多根接收天線正交頻分復(fù)用(MIMO-OFDM)無線通信系統(tǒng)信道估計的技術(shù)大致可以分為最小二乘法(LS)、線性最小均方誤差法(LMMSE)、最大似然方法(ML)和各種各樣的盲(全盲或半盲)估計方法。其中最小二乘法的計算復(fù)雜度較低，并且估計精度容易受到整個傳輸系統(tǒng)過程中噪聲的影響，利用各種各樣的信道統(tǒng)計量來對最小二乘估計值進行修正可以獲得一定程度上的性能改善，但是對于實際移動環(huán)境來說，是不可能得到比較真實的信道統(tǒng)計量信息的。線性最小均方誤差法在對信道的二階統(tǒng)計量作適當(dāng)?shù)慕乒烙嫷那闆r下可以獲得比較好的信道參數(shù)估計精度，但是整個估計算法的實現(xiàn)需要求解一個階數(shù)隨子載波個數(shù)和天線根數(shù)成正比關(guān)系的很大的矩陣求逆運算，系統(tǒng)實現(xiàn)的復(fù)雜度很高。最大似然法利用維特比算法來實現(xiàn)信道響應(yīng)參數(shù)的估計，需要完成的計算量隨著整個信道矩陣的增加而迅速上升。盲信道(或半盲)信道估計方法可以最大程度上提高整個系統(tǒng)的頻帶利用率，不需要(或僅需要較少數(shù)量的)導(dǎo)頻開銷，然而整個估計算法的實現(xiàn)要求實際傳送的數(shù)據(jù)量很大，并且需要利用迭代計算方法，算法的收斂速度限制了這種算法應(yīng)用于真實的時變無線移動環(huán)境。
經(jīng)對現(xiàn)有技術(shù)的文獻檢索發(fā)現(xiàn)，中國專利申請?zhí)枮?2825159，名稱為用于MIMO-OFDM系統(tǒng)的分散導(dǎo)頻圖案和信道估計方法。該發(fā)明提供了在MIMO-OFDM通信系統(tǒng)內(nèi)減少導(dǎo)頻符號的數(shù)目和改進這樣的系統(tǒng)內(nèi)的信道估計方法和設(shè)備。對于在OFDM發(fā)射機中的每個發(fā)射天線，導(dǎo)頻符號被編碼，以便對于該發(fā)射天線是獨特的。編碼的導(dǎo)頻符號然后被插入到OFDM幀中，以形成菱形網(wǎng)格，用于不同發(fā)射天線的菱形網(wǎng)格使用相同的頻率，但是在時域上互相偏離單個符號。在OFDM接收機處，信道響應(yīng)是對于菱形網(wǎng)格的每個菱形中心的符號，通過使用二維內(nèi)插被估計的。估計的信道響應(yīng)在頻域中被平滑。其余符號的信道響應(yīng)然后通過在頻域中內(nèi)插而進行估計。這種信道估計方法在每個導(dǎo)頻點使用最小二乘法來進行初始的信道參數(shù)估計，不能有效克服或者是改善噪聲對估計精度的影響，而且導(dǎo)頻數(shù)據(jù)沒有經(jīng)過特別設(shè)計，雖然對于不同的發(fā)射-接收天線對來說其不同子載波上的導(dǎo)頻插入點位置是錯開一個符號的，但是無法有效消除不同發(fā)射-接收天線對之間OFDM頻率共用帶來的同頻干擾問題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于針對現(xiàn)有技術(shù)中存在的不足，提供一種聯(lián)合正交導(dǎo)頻設(shè)計的MIMO-OFDM信道估計方法，達到提高信道估計的精度。
本發(fā)明是通過以下技術(shù)方案來實現(xiàn)的一種聯(lián)合正交導(dǎo)頻設(shè)計的MIMO-OFDM信道估計方法，其特征在于，設(shè)計出在不同發(fā)射-接收天線對之間和同一發(fā)射-接收天線對的不同OFDM子載波之間都能保持正交特性的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)格式，同時在發(fā)射端將這些導(dǎo)頻按照隨發(fā)射-接收天線對和子載波個數(shù)而變化的多邊形形式插入到數(shù)據(jù)幀中；在接收端僅僅利用一個低復(fù)雜度的最大FFT抽取多相濾波器組來實現(xiàn)對子載波上的噪聲的加窗作用，以降低在濾波器組每個輸出端進行最小二乘信道參數(shù)估計時的噪聲方差，從而提高信道估計的精度，對于每個輸出端對應(yīng)的不同發(fā)射-接收天線對和不同子載波之間的信道參數(shù)同時進行頻率域和時間域上的線性插值，在不需要任何先驗信道統(tǒng)計量信息的情況下能夠較好的實現(xiàn)無線移動環(huán)境下的時變信道參數(shù)估計；具體實現(xiàn)步驟為(1)在發(fā)射端根據(jù)實際使用的信道環(huán)境，將設(shè)計好的完全正交的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)按照相應(yīng)的發(fā)射-接收天線對和子載波位置按照平行四邊形插入到各個發(fā)射天線的數(shù)據(jù)幀中；(2)在各個接收天線端將各自待估計的發(fā)射-接收天線對所對應(yīng)的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)提取出來，將所有的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)送入到信道估計器中，通過濾波器組對噪聲進行加窗后，對應(yīng)于待估計的與各個子載波中心頻點相對應(yīng)的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)輸出后，直接利用最小二乘法來計算對應(yīng)位置上的信道頻域系數(shù)抽樣值；(3)再將所有估計出來的信道系數(shù)值按照所述的插入位置分配給各個待估計的發(fā)射-天線接收對，各個發(fā)射-接收天線對所得到的信道估計值就是實際該天線傳播通道的頻域數(shù)據(jù)抽樣值；(4)然后將每個發(fā)射-接收天線對之間所獲得的頻域樣本值分別在頻率域和時間域上進行線性內(nèi)插，得所有傳送數(shù)據(jù)位置上的信道系數(shù)；(5)最后將估計出來的信道系數(shù)值送給各根接收天線之后的信號處理單元，完成整個系統(tǒng)的均衡、空時譯碼或者是閉環(huán)傳輸功能。
本發(fā)明的主要內(nèi)容是設(shè)計出對于各個發(fā)射-接收天線對之間以及每個OFDM子載波之間都完全正交的的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)，來實現(xiàn)對各個發(fā)射-接收天線對之間的獨立的信道頻率響應(yīng)的抽樣估計功能。為了更好的利用插值來平滑得到各個發(fā)射-接收天線對之間以及各個子載波位置上的信道系數(shù)值，本發(fā)明中的導(dǎo)頻插入采取多邊形方式來進行實現(xiàn)。接下來分別利用時間域線性內(nèi)插和頻率域線性內(nèi)來估計整個無線移動時間-頻率雙選擇性信道系數(shù)。各個發(fā)射-接收天線對之間的導(dǎo)頻插入密度和信道時變速率以及信道的最大時延擴展量成正比例關(guān)系。具體來說各個待估計的發(fā)射-接收天線對信道之間的時間軸導(dǎo)頻抽樣間隔Nt滿足Nt≤1/2fdT (1)式(1)中T為OFDM的符號間隔，fd為信道的多譜勒頻率擴展值。
各個待估計的發(fā)射-接收天線對信道之間的頻率頻抽樣間隔Nf滿足
Nf≤1/τmaxΔFc(2)式(2)中τmax為信道的最大時延擴展值，ΔFc為各個子載波之間的頻率間隔。
本發(fā)明中的信道估計部分的具體實現(xiàn)如下首先設(shè)計出一個M1階FIR低通濾波器原型h0(n)，然后對h0(n)進行裂相處理有El(zP)=Σn=0M1/P-1h0[nP+l]z-lP---(3)]]>從而得到相應(yīng)的各個支路濾波器系數(shù)，接收天線得到的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)經(jīng)過分路降采樣處理后進行濾波，然后將濾波之后的數(shù)據(jù)送至FFT單元，F(xiàn)FT的點數(shù)與OFDM子載波的個數(shù)是相等的。FFT之后的數(shù)據(jù)分別進行最小二乘估計，所得到的估計值就是對應(yīng)的發(fā)射-接收天線對相應(yīng)子載波位置上的信道系數(shù)值，收集好各個發(fā)射-接收天線對之間的信道頻域樣本值之后直接在頻率域和時間域進行線性插值處理，就可以獲得相應(yīng)的發(fā)射-接收天線對之間的整個信道系數(shù)值。為了提高估計的精度，對FFT之后的數(shù)據(jù)要進行門限判決處理，只有大于閾值的數(shù)據(jù)才視為有效數(shù)據(jù)，最后進行最小二乘估計。
本發(fā)明中設(shè)計出的各個發(fā)射-接收天線對之間相應(yīng)子載波位置上的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)取為與該子載波中心頻率相同的復(fù)指數(shù)信號數(shù)據(jù)，但是不同天線對之間在頻率上進行錯開，也就是Xpilot=Σp=0P-1XpL=Σp=0P-1ej2πnpLN---(4)]]>(n,p)∈Mij,i,j=1,2]]>式(4)中，Mij，i，j＝1，2分別代表發(fā)射天線i-接收天線j之間的信道估計導(dǎo)頻插入時間-頻率軸位置；經(jīng)過MIMO無線移動信道的衰減作用之后，整個導(dǎo)頻數(shù)據(jù)變?yōu)閅pilot=Σp=0P-1|Hij(pL)|ej(2πnpLN+S(HIJ(pL)))+WpL---(5)]]>(n,p)∈Mij,i,j=1,2]]>式(5)中的WpL為整個Hij信道中產(chǎn)生的零均值加性高斯白噪聲。
將接收天線端得到的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)Ypilot送入到本發(fā)明中的信道估計部分后，便可以直接用最小二乘法對信道系數(shù)進行有效的估計，而WpL則由于濾波器組的作用對最小二乘法的估計精度影響會減小。
本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比較，具有如下顯而易見的突出實質(zhì)性特點和顯著優(yōu)點本發(fā)明通過對不同發(fā)射-接收天線對之間和相同天線對的不同子載波位置之間的完全正交導(dǎo)頻設(shè)計，以及導(dǎo)頻在整個信道時間-頻率網(wǎng)格上插入位置的合理分布，利用一個與所采用OFDM子載波個數(shù)相等的FFT實現(xiàn)了最小二乘信道估計算法，而且由于噪聲得到了較好的抑制，從而降低了最小二乘估計對噪聲敏感性的要求，提高了信道參數(shù)的估計精度。本發(fā)明提出的信道估計算法能夠大大降低由于不同發(fā)射天線使用相同頻率的OFDM傳輸系統(tǒng)所引起的干擾，能夠適用于雙選擇性慢衰落無線移動MIMO-OFDM通信系統(tǒng)。


圖1為使用本發(fā)明方法的系統(tǒng)工作流程圖。
圖2為本發(fā)明方法的導(dǎo)頻插入位置和插入方式示意圖。
圖2中圖(a)為發(fā)射天線1的導(dǎo)頻插入位置和插入方式示意圖。
圖2中圖(b)為發(fā)射天線2的導(dǎo)頻插入位置和插入方式示意圖。
圖3為本發(fā)明方法中的信道估計示意圖。
具體實施例方式
本發(fā)明的一個優(yōu)選實施例是參見圖1，本聯(lián)合正交導(dǎo)頻設(shè)計的MIMO-OFDM信道估計方法步驟為設(shè)計出在不同發(fā)射-接收天線對之間和同一發(fā)射-接收天線對的不同OFDM子載波之間都能保持正交特性的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)格式，同時在發(fā)射端將這些導(dǎo)頻按照隨發(fā)射-接收天線對和子載波個數(shù)而變化的多邊形形式插入到數(shù)據(jù)幀中；在接收端僅僅利用一個低復(fù)雜度的最大FFT抽取多相濾波器組來實現(xiàn)對子載波上的噪聲的加窗作用，以降低在濾波器組每個輸出端進行最小二乘信道參數(shù)估計時的噪聲方差，從而提高信道估計的精度，對于每個輸出端對應(yīng)的不同發(fā)射-接收天線對和不同子載波之間的信道參數(shù)同時進行頻率域和時間域上的線性插值，在不需要任何先驗信道統(tǒng)計量信息的情況下能夠較好的實現(xiàn)無線移動環(huán)境下的時變信道參數(shù)估計；具體實現(xiàn)步驟為(1)在發(fā)射端根據(jù)實際使用的信道環(huán)境，將設(shè)計好的完全正交的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)按照相應(yīng)的發(fā)射-接收天線對和子載波位置按照平行四邊形插入到各個發(fā)射天線的數(shù)據(jù)幀中；(2)在各個接收天線端將各自待估計的發(fā)射-接收天線對所對應(yīng)的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)提取出來，將所有的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)送入到信道估計器中，通過濾波器組對噪聲進行加窗后，對應(yīng)于待估計的與各個子載波中心頻點相對應(yīng)的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)輸出后，直接利用最小二乘法來計算對應(yīng)位置上的信道頻域系數(shù)抽樣值；(3)再將所有估計出來的信道系數(shù)值按照所述的插入位置分配給各個待估計的發(fā)射-天線接收對，各個發(fā)射-接收天線對所得到的信道估計值就是實際該天線傳播通道的頻域數(shù)據(jù)抽樣值；(4)然后將每個發(fā)射-接收天線對之間所獲得的頻域樣本值分別在頻率域和時間域上進行線性內(nèi)插，從而得到所有傳送數(shù)據(jù)位置上的信道系數(shù)；(5)最后將估計出來的信道系數(shù)值送給各根接收天線之后的信號處理單元，完成整個系統(tǒng)的均衡、空時譯碼或者是閉環(huán)傳輸功能。
上述的步驟(1)中，每幀數(shù)據(jù)中的時間軸插入導(dǎo)頻數(shù)量的個數(shù)即導(dǎo)頻插入的時間間隔Nt，與信道的變化速率成正比例關(guān)系，具體為Nt≤1/2fdT上式中T為OFDM符號間隔，fd為多譜勒頻率擴展值。
上述的步驟(1)中，每幀數(shù)據(jù)中的頻率軸插入導(dǎo)頻數(shù)據(jù)的個數(shù)即插入導(dǎo)頻的頻率間隔Nf，與頻率軸插入導(dǎo)頻數(shù)據(jù)的個數(shù)與信道的最大延遲量成正比例關(guān)系，具體為Nf≤1/τmaxΔFc上式中τmax為信道的最大多徑延遲量，ΔFc為子載波之間的頻率間隔。
設(shè)計出的各個發(fā)射-接收天線對之間相應(yīng)子載波位置上的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)取為與該子載波中心頻率相同的復(fù)指數(shù)信號數(shù)據(jù)，但是不同天線對之間在頻率上進行錯開，也就是Xpilot=Σp=0P-1XpL=Σp=0P-1ej2πnpLN]]>(n,p)∈Mij,i,j=1,2]]>上式中，Mij，i，j＝1，2分別代表發(fā)射天線i-接收天線j之間的信道估計導(dǎo)頻插入時間-頻率軸位置；經(jīng)過移動無線信道的頻率選擇性衰落的作用，則導(dǎo)頻數(shù)據(jù)變?yōu)?
Ypilot=Σp=0P-1|Hij(pL)|ej(2πnpLN+S(HIJ(pL)))+WpL]]>(n,p)∈Mij,i,j=1,2]]>式中，WpL為整個Hij信道中產(chǎn)生的零均值加性高斯白噪聲。
上述的步驟(2)，信道估計部分具體實現(xiàn)為首先設(shè)計出一個M1階的FIR低通濾波器原型h0(n)，然后對h0(n)進行多相分解有El(zP)=Σn=0M1/P-1h0[nP+l]z-lP]]>從而得到相應(yīng)的各個支路濾波器系數(shù)，接收天線得到的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)經(jīng)過分路降采樣處理后進行濾波，然后將濾波之后的數(shù)據(jù)送至FFT單元，F(xiàn)FT的點數(shù)與OFDM子載波的個數(shù)是相等的；FFT之后的數(shù)據(jù)分別進行最小二乘估計，所得到的估計值就是對應(yīng)的發(fā)射-接收天線對相應(yīng)子載波位置上的信道系數(shù)值，收集好各個發(fā)射-接收天線對之間的信道頻域樣本值之后直接在頻率域和時間域進行線性插值處理，就可以獲得相應(yīng)的發(fā)射-接收天線對之間的整個信道系數(shù)值；為了提高估計的精度，對FFT之后的數(shù)據(jù)要進行門限判決處理，只有大于閾值的數(shù)據(jù)才視為有效數(shù)據(jù)，最后進行最小二乘估計。
如圖1所示，要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)首先經(jīng)過串行/并行處理，然后在進行空時編碼，和對應(yīng)位置上的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)聯(lián)合起來組成數(shù)據(jù)幀。各個數(shù)據(jù)幀再分別經(jīng)過IFFT處理之后，變成射頻信號從兩根天線上發(fā)射出去.接收端各個天線上的信號首先按照導(dǎo)頻插入位置將經(jīng)過各自信道衰減作用的導(dǎo)頻信號提取出來，將提取出來的導(dǎo)頻信號送入本發(fā)明中的信道估計單元。經(jīng)過信道系數(shù)估計和時間域以及頻率域線性插值后得到各個發(fā)射-接收天線對之間的信道系數(shù)向量，然后利用估計出來的信道向量來實現(xiàn)頻域均衡和空時譯碼。
如圖2所示，信道估計部分的等波紋FIR濾波器階數(shù)取為128，下采用因子Q為4，N為64，F(xiàn)取2，經(jīng)過FFT處理后的各個數(shù)據(jù)直接進行最小二乘(LS)估計，估計出來的數(shù)據(jù)按照導(dǎo)頻插入位置進行分配后做線性插值處理就可以得到整個MIMO系統(tǒng)的信道傳輸矩陣。
如圖3所示，若整個傳輸系統(tǒng)采用兩根發(fā)射天線-兩根接收天線，單個信道的特性參數(shù)是一致的，也就是說需要估計的四個信道向量分別采取菱形插入導(dǎo)頻的方式來進行估計和平滑處理。菱形的尺寸要根據(jù)實際的信道條件來進行調(diào)整。
權(quán)利要求
1.一種聯(lián)合正交導(dǎo)頻設(shè)計的MIMO-OFDM信道估計方法，其特征在于，設(shè)計出在不同發(fā)射-接收天線對之間和同一發(fā)射-接收天線對的不同OFDM子載波之間都能保持正交特性的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)格式，同時在發(fā)射端將這些導(dǎo)頻按照隨發(fā)射-接收天線對和子載波個數(shù)而變化的多邊形形式插入到數(shù)據(jù)幀中；在接收端僅僅利用一個低復(fù)雜度的最大FFT抽取多相濾波器組來實現(xiàn)對子載波上的噪聲的加窗作用，以降低在濾波器組每個輸出端進行最小二乘信道參數(shù)估計時的噪聲方差，從而提高信道估計的精度，對于每個輸出端對應(yīng)的不同發(fā)射-接收天線對和不同子載波之間的信道參數(shù)同時進行頻率域和時間域上的線性插值，在不需要任何先驗信道統(tǒng)計量信息的情況下能夠較好的實現(xiàn)無線移動環(huán)境下的時變信道參數(shù)估計；具體實現(xiàn)步驟為(1)在發(fā)射端根據(jù)實際使用的信道環(huán)境，將設(shè)計好的完全正交的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)按照相應(yīng)的發(fā)射-接收天線對和子載波位置按照平行四邊形插入到各個發(fā)射天線的數(shù)據(jù)幀中；(2)在各個接收天線端將各自待估計的發(fā)射-接收天線對所對應(yīng)的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)提取出來，將所有的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)送入到信道估計器中，通過濾波器組對噪聲進行加窗后，對應(yīng)于待估計的與各個子載波中心頻點相對應(yīng)的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)輸出后，直接利用最小二乘法來計算對應(yīng)位置上的信道頻域系數(shù)抽樣值；(3)再將所有估計出來的信道系數(shù)值按照所述的插入位置分配給各個待估計的發(fā)射-天線接收對，各個發(fā)射-接收天線對所得到的信道估計值就是實際該天線傳播通道的頻域數(shù)據(jù)抽樣值；(4)然后將每個發(fā)射-接收天線對之間所獲得的頻域樣本值分別在頻率域和時間域上進行線性內(nèi)插，從而得到所有傳送數(shù)據(jù)位置上的信道系數(shù)；(5)最后將估計出來的信道系數(shù)值送給各根接收天線之后的信號處理單元，完成整個系統(tǒng)的均衡、空時譯碼或者是閉環(huán)傳輸功能。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的聯(lián)合正交導(dǎo)頻設(shè)計的MIMO-OFDM信道估計方法，其特征是，所述的步驟(1)中，每幀數(shù)據(jù)中的時間軸插入導(dǎo)頻數(shù)量的個數(shù)即導(dǎo)頻插入的時間間隔Nt，與信道的變化速率成正比例關(guān)系，具體為Nt≤12fdT]]>上式中T為OFDM符號間隔，fd為多譜勒頻率擴展值。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的聯(lián)合正交導(dǎo)頻設(shè)計的MIMO-OFDM信道估計方法，其特征是，所述的步驟(1)中，每幀數(shù)據(jù)中的頻率軸插入導(dǎo)頻數(shù)據(jù)的個數(shù)即插入導(dǎo)頻的頻率間隔Nf，與頻率軸插入導(dǎo)頻數(shù)據(jù)的個數(shù)與信道的最大延遲量成正比例關(guān)系，具體為Nf≤1τmaxΔFc]]>上式中τmax為信道的最大多徑延遲量，ΔFc為子載波之間的頻率間隔。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的聯(lián)合正交導(dǎo)頻設(shè)計的MIMO-OFDM信道估計方法，其特征是，設(shè)計出的各個發(fā)射-接收天線對之間相應(yīng)子載波位置上的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)取為與該子載波中心頻率相同的復(fù)指數(shù)信號數(shù)據(jù)，但是不同天線對之間在頻率上進行錯開，也就是，Xpilot=Σp=0P-1XpL=Σp=0P-1ej2πnpLn]]>(n，p)∈Mij，i，j＝1，2上式中，Mij，i，j＝1，2分別代表發(fā)射天線i-接收天線j之間的信道估計導(dǎo)頻插入時間-頻率軸位置；經(jīng)過移動無線信道的頻率選擇性衰落的作用，則導(dǎo)頻數(shù)據(jù)變?yōu)閅pilot=Σp=0P-1|Hij(pL)|ej(2πnpLN+S(Hij(pL)))+WpL]]>(n，p)∈Mij，i，j＝1，2式中，WpL為整個Hij信道中產(chǎn)生的零均值加性高斯白噪聲。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的聯(lián)合正交導(dǎo)頻設(shè)計的MIMO-OFDM信道估計方法，其特征是，所述的步驟(2)，信道估計部分具體實現(xiàn)為首先設(shè)計出一個M1階的FIR低通濾波器原型h0(n)，然后對h0(n)進行多相分解有El(zP)=ΣN=0M1/P-1h0[nP+l]z-lP]]>從而得到相應(yīng)的各個支路濾波器系數(shù)，接收天線得到的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)經(jīng)過分路降采樣處理后進行濾波，然后將濾波之后的數(shù)據(jù)送至FFT單元，F(xiàn)FT的點數(shù)與OFDM子載波的個數(shù)是相等的；FFT之后的數(shù)據(jù)分別進行最小二乘估計，所得到的估計值就是對應(yīng)的發(fā)射-接收天線對相應(yīng)子載波位置上的信道系數(shù)值，收集好各個發(fā)射-接收天線對之間的信道頻域樣本值之后直接在頻率域和時間域進行線性插值處理，就可以獲得相應(yīng)的發(fā)射-接收天線對之間的整個信道系數(shù)值；為了提高估計的精度，對FFT之后的數(shù)據(jù)要進行門限判決處理，只有大于閾值的數(shù)據(jù)才視為有效數(shù)據(jù)，最后進行最小二乘估計。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種聯(lián)合正交導(dǎo)頻設(shè)計的MIMO－OFDM信道估計方法。其步驟為設(shè)計出在不同發(fā)射－接收天線對之間和同一發(fā)射－接收天線對的不同OFDM子載波之間都能保持正交特性的導(dǎo)頻數(shù)據(jù)格式，同時在發(fā)射端將這些導(dǎo)頻按照隨發(fā)射－接收天線對和子載波個數(shù)而變化的多邊形形式插入到數(shù)據(jù)幀中。在接收端僅僅利用一個低復(fù)雜度的最大FFT抽取多相濾波器組來實現(xiàn)對子載波上的噪聲的加窗作用，以降低在濾波器組每個輸出端進行最小二乘信道參數(shù)估計時的噪聲方差，從而提高信道估計的精度，對于每個輸出端對應(yīng)的不同發(fā)射－接收天線對和不同子載波之間的信道參數(shù)同時進行頻率域和時間域上的線性插值，在不需要任何先驗信道統(tǒng)計量信息的情況下能夠較好的實現(xiàn)無線移動環(huán)境下的時變信道參數(shù)估計。
文檔編號H04L25/02GK1925471SQ200610026950
公開日2007年3月7日 申請日期2006年5月26日 優(yōu)先權(quán)日2006年5月26日
發(fā)明者方勇, 吳美武 申請人:上海大學(xué)