專利名稱：為通信接收機中的均衡器計算濾波系數(shù)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一般地涉及無線電通信接收機中的均衡器。
背景技術(shù)：
多數(shù)現(xiàn)代無線電通信系統(tǒng)在隨時間變化的、分散的通信信道上傳輸數(shù)據(jù)。在由信道帶來的失真當中，符號間干擾(ISI)很重要，因為它嚴重地降低了接收機的性能。為了減輕ISI的影響，許多接收機使用均衡器。均衡器的一般結(jié)構(gòu)包括濾波器、用于組合濾波器的輸出的加法器，以及判決裝置。濾波器是具有復(fù)系數(shù)的線性有限脈沖響應(yīng)(FIR)。判決裝置對復(fù)數(shù)輸入進行操作，并且輸出表示調(diào)制方案的信號星座(constellation)點的復(fù)數(shù)值。
通常，均衡器濾波系數(shù)是根據(jù)適于通信系統(tǒng)的標準來共同優(yōu)化的。確定最優(yōu)的均衡器濾波系數(shù)是計算密集型任務(wù)，因為它需要解一大組線性方程?，F(xiàn)今通常使用兩種一般方法第一種方法是自適應(yīng)方法，第二種是直接矩陣求逆方法。
在自適應(yīng)方法中，均衡器濾波系數(shù)首先被設(shè)置為一些初值。然后使用輸出誤差信號(被定義為均衡器判決裝置的輸入與輸出之差)朝向最優(yōu)設(shè)置遞歸地調(diào)節(jié)均衡器濾波系數(shù)。取決于所使用的系數(shù)自適應(yīng)算法，可能需要訓(xùn)練序列。訓(xùn)練序列是發(fā)射機與數(shù)據(jù)一道發(fā)送的已知的一組符號。在授予Murakami的美國專利No.5,068,873中，最小均方(LMS)或卡爾曼(Kalman)濾波算法被用于自適應(yīng)。該方法需要訓(xùn)練序列。LMS算法每次迭代需要O(N)次復(fù)數(shù)運算，其中N是要優(yōu)化的系數(shù)的總數(shù)。此外，要使均衡器濾波系數(shù)收斂于最優(yōu)值，需要大量迭代(＞＞N)。雖然卡爾曼濾波算法更快地收斂于最優(yōu)解，但是它每次迭代需要O(N2)次運算。相似地，授予Chennankeshu等人的美國專利No.5,283,811使用了用于判決反饋均衡器(DFE)系數(shù)自適應(yīng)的快速卡爾曼算法。授予Falconer的美國專利No.3,974,449描述了不使用訓(xùn)練序列的DFE自適應(yīng)方法。
在直接矩陣求逆方法中，首先估計信道對信令脈沖的響應(yīng)。該估計是信道對發(fā)射機頻譜整形(spectral-shaping)脈沖的響應(yīng)，該響應(yīng)被接收機濾波器濾波。然后，通過解一組復(fù)數(shù)值的線性方程，從信道對信令脈沖的響應(yīng)的估計來獲得均衡器系數(shù)。通常，求解這些方程需要對N乘N的方矩陣求逆，這需要O(N3)次復(fù)數(shù)乘法。授予Kawas Kaleh的美國專利No.5,436,929利用了方矩陣的正定和厄米(Harmitian)對稱屬性，使得Cholesky分解可被使用。Cholesky分解需要O(N3)次復(fù)數(shù)乘法來把正定、厄米對稱的矩陣分解為下和上三角矩陣的積。上三角矩陣等于下三角矩陣的厄米轉(zhuǎn)置。三角矩陣易于求逆，需要O(N2)次乘法。授予Moreland等人的美國專利No.5,790,598描述了使用Cholesky分解的遞歸方法。這兩種技術(shù)仍需要O(N3)次復(fù)數(shù)乘法。
通常，如果使用直接矩陣求逆，均衡器系數(shù)的優(yōu)化需要至少O(N3)次復(fù)數(shù)乘。這種復(fù)雜度使得該方法在許多實際通信系統(tǒng)中無法實現(xiàn)。如果需要大量迭代，則對于自適應(yīng)方法，復(fù)雜度可能會更大。此外，與直接矩陣求逆方法相比，自適應(yīng)方法通常產(chǎn)生次優(yōu)解。
應(yīng)當注意到在本說明書中這樣使用數(shù)學符號大寫符號，例如W，被用于表示矩陣，而小寫符號，例如w，被用于表示向量。
圖1示出了在通信系統(tǒng)中使用的一般均衡器裝置10。均衡器10被設(shè)計用來恢復(fù)由于分散信道(由信道響應(yīng)矩陣H表征)和噪聲(由方差σ2表征)而失真的發(fā)射信號。為了計算均衡器的濾波系數(shù)，基于信道響應(yīng)矩陣H的估計來計算信道響應(yīng)矩陣G。該步驟通常使用導(dǎo)頻信令來執(zhí)行。信號處理在均衡器10中通常按照逐塊的方式完成。第一信道矩陣估計塊12接收用于估計信道響應(yīng)矩陣H和G的輸入信號(向量r)。然后在濾波系數(shù)計算塊14中計算濾波系數(shù)向量，其中該計算涉及信道響應(yīng)矩陣G的求逆。計算出的濾波系數(shù)向量w0然后被用來利用FIR濾波器16對接收到的向量r進行均衡，以獲得隨后在通信接收機中使用的輸出數(shù)據(jù)。
為了理解對信道響應(yīng)矩陣G進行求逆的計算復(fù)雜度，現(xiàn)在將描述用于矩陣求逆的常規(guī)方法。
信道估計向量h被用于向量f的計算，其中例如對于五個多路和每個多路的三個定時位置，h＝[h-0，h0，h+0，0，…，0，h-1，h1，h+1，0，…，0，h-5，h5，h+5，0，…，0]f＝[f(0)，f(1)，…，f(N-1)]f(i)=Σn=0n=N-1-ih[n]h[n+i]*]]>矩陣G被構(gòu)造如下 f(-i)＝f(i)*并且f(0)＞0因為信道響應(yīng)矩陣G是厄米共軛和正定的，所以當上標H指示矩陣的厄米轉(zhuǎn)置時，存在唯一的下(上)三角矩陣L(U)使得G＝LL″＝U″U。
通常，我們有GG-1＝IL(LHG-1)＝ILD＝I(1)其中上標-1指示矩陣的逆，并且I是單位矩陣。此外，我們還有LHG-1＝D (2)要找到逆信道響應(yīng)矩陣G-1，需要執(zhí)行下列步驟步驟1執(zhí)行信道響應(yīng)矩陣的Cholesky分解，以得到下三角矩陣L-計算復(fù)雜度O(N3)步驟2使用下三角矩陣L前向代入來解方程(1)，以得到矩陣D。
步驟3通過對矩陣D和LH使用后向代入來解方程(2)，以得到逆信道響應(yīng)矩陣G-1。
因為線性方程系統(tǒng)具有N乘N個未知數(shù)(D和G-1是N乘N矩陣)，所以上述方法中的步驟2和3具有O(N3)的計算復(fù)雜度。
通過使用例如在以NEC Australia Pty Ltd的名義在2005年7月26日提交的名為“Method for calculating filter coefficients for an equalizer in acommunication receiver”的待審澳大利亞專利申請No.2005203278中描述的方法，可以將步驟2和3的計算復(fù)雜度減少至O(N2)。在這種情況下，分解步驟(步驟1)的復(fù)雜度變成計算均衡器中的均衡器濾波系數(shù)時對復(fù)雜度、處理時間和大小的主要貢獻者。
因此需要一種計算均衡器中的均衡器濾波系數(shù)的有效方法，該方法要實際能夠在通信接收機中實現(xiàn)。希望計算均衡器濾波系數(shù)的方法比當前已知方法在計算上更簡單。還希望提供一種用更少的計算來計算均衡器濾波系數(shù)的方法，因為該方法可以減少所需電路的區(qū)域和所消耗的功率和/或帶來更快的處理時間。還希望提供一種計算均衡器中的均衡器濾波系數(shù)的方法，該方法改善或克服了已知系數(shù)計算方法的一種或多種問題。

發(fā)明內(nèi)容
在本發(fā)明的第一方面中，提供了一種基于從信道估計向量f生成的實矩陣T來計算通信接收機中的均衡器濾波系數(shù)的方法，信道估計向量f得自至少一個信道估計輸入。這避免了執(zhí)行復(fù)數(shù)信道矩陣G的求逆的需要。
所述方法優(yōu)選地包括從向量f直接形成T。
在一個實施例中，其中f是N維向量且被如上所述地定義，N被選擇為奇數(shù)，并且T是N×N矩陣，則可以通過解Gc0＝i0求逆矩陣G的中間列c0中的每個實數(shù)和虛數(shù)項，來生成矩陣T，i0是單位矩陣的中間列。在該實施例中，T可以被生成如下T((N+1)/2，(N+1)/2)＝R[f(1)/2]，其中，行和列從1編號到N，符號T(x，y)表示矩陣T中第x行第y列的項，R[z]表示z的實部并且I[z]表示z的虛部；對于第(N+1)/2行和從1到(N-1)/2的列號，T((N+1)/2，(N+1)/2-列號)＝R[f(列+1)]并且T((N+1)/2，(N+1)/2+列號)＝I[f(列+1)]；并且對于1到(N-1)/2的行號，并且對于中間列T(行號，(N+1)/2)＝R[f((N+1)/2)]，
T(N+1-行號，(N+1)/2)＝I[f((N+1)/2)]；對于1到(N-1)/2的列號，T(行號，列號)＝R[f(列號)]+R[f(N+1-列號)]；T(N+1-行號，N+1-列號)＝R[f(列號)]-R[f(N+1-列號)]；對于從((N+1)/2+1)到N的列號，T(行號，列號)＝I[f(列號)]-I[f(N+1-列號)]T(N+1-行號，N+1-列號)＝I[f(列號)]+I[f(N+1-列)]對于從N下至2的f向量列號，f(列)＝f(列-1)，R[f(1)]＝T((N+1)/2，(N+1)/2-行)，I[f(1)]＝-T((N+1)/2，(N+1)/2+行)。
所述方法還可以包括以下步驟對T執(zhí)行矩陣求逆，以確定T-1的中間列；從T-1的中間列和常數(shù)，形成向量v；基于v來確定c0H；以及利用關(guān)系W0=c0HHH]]>來確定濾波系數(shù)w0其中HH是信道響應(yīng)矩陣H的厄米轉(zhuǎn)置。
在一個示例性實施例中，矩陣求逆可以包括對T執(zhí)行Cholesky分解來獲得下三角矩陣L，然后對L執(zhí)行前向和后向代入。
優(yōu)選地，其中v和c0H具有第1到N的元素，并且符號v(x)表示向量v中的第x個元素；基于v來確定c0H的步驟包括將c0H((N+1)/2)設(shè)為等于v((N+1)/2)；對于c0H的第1到(N-1)/2的元素，將c0H(元素號)設(shè)為等于v(元素號)-(0+i(v(N+1-元素號)))并且對于c0H的第(N+1)/2到N的元素，將c0H(元素號)設(shè)為等于v(N+1-元素號)+(0+i(v(元素號)))，在本發(fā)明的第二方面中，提供了一種對通信接收機中接收到的信號進行處理的方法，所述方法包括使用本發(fā)明的第一方面的方法來計算一個或多個均衡器濾波系數(shù)；以及使用計算出的均衡器濾波系數(shù)來對所述接收到的信號進行均衡。
在本發(fā)明的第三方面中，提供了一種均衡器，其被配置為實現(xiàn)根據(jù)本發(fā)明的上述方面中的任何一個的方法。
在本發(fā)明的第四方面中，提供了一種用于通信接收機中的均衡器，所述均衡器包括第一輸入，用于接收要均衡的輸入數(shù)據(jù)；第二輸入，用于接收與所述輸入數(shù)據(jù)相關(guān)的信道估計數(shù)據(jù)；信道處理通道，其被配置為對所述輸入數(shù)據(jù)執(zhí)行權(quán)利要求8的信號處理方法，以生成經(jīng)均衡的輸出數(shù)據(jù)；以及至少一個輸出，用于輸出所述經(jīng)均衡的輸出數(shù)據(jù)。
均衡器可以包括下列信號處理塊中的一個或多個信道矩陣計算塊其被配置為基于接收到的信道估計來計算向量h和f；實矩陣計算塊，其被配置為形成矩陣T；矩陣分解塊，用于對T執(zhí)行矩陣分解；前向和后向代入塊，其被配置為計算T-1的中間列中的元素的值；中間列計算塊，其被配置為確定G-1(c0)的中間列中的元素值；濾波系數(shù)生成塊，其被配置為計算濾波系數(shù)W0=c0HHH;]]>以及有限脈沖響應(yīng)濾波器。
在本發(fā)明的另一個方面中，提供了一種通信接收機，其包括根據(jù)本發(fā)明的先前方面的均衡器。


為了幫助理解本發(fā)明，在描述中參照了附圖，其中在優(yōu)選實施例中圖示了均衡器和計算均衡器的濾波系數(shù)的方法。應(yīng)當理解，本發(fā)明不限于附圖中圖示的優(yōu)選實施例。在附圖中圖1是在通信系統(tǒng)中使用的已知均衡器的示意圖；圖2是根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的計算濾波系數(shù)的均衡器的示意圖；
圖3列出了根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的可以用來從向量f生成T的算法的示例性matlab實現(xiàn)；以及圖4列出了本發(fā)明的一個實施例中的可以用來計算c0的算法的示例性matlab實現(xiàn)。
具體實施例方式
對濾波系數(shù)的向量的計算是要找出矩陣W＝[HHH+σ2I]-1HH＝G-1HH的中間行w0，其中G和H是信道響應(yīng)矩陣，I是單位矩陣，上標H指示矩陣的厄米轉(zhuǎn)置，并且上標-1指示矩陣的逆或逆陣。
這意味著因為w0＝r0HH，將必須計算G-1的中間行向量r0，然后乘以HH來得到濾波向量w0。如果G的維數(shù)為N，則將需要O(N3)次復(fù)數(shù)乘法來計算r0。
本發(fā)明利用了G-1和G為厄米共軛這一事實。因此，只計算G-1的中間列(表示為c0)，然后可以使用該中間列來獲得w0=c0HHH,]]>而不是必須完全計算G-1然后找到其中間行r0。
此外，因為本發(fā)明人已經(jīng)注意到由于G-1是厄米共軛的，G-1也是Toeplitz陣，并且c0的中間元素是實數(shù)，可見c0是由僅(N+1)/2個實數(shù)項和(N-1)/2個虛數(shù)項組成的。這N個實變量形成向量v。
根據(jù)定義GG-1＝I，如果我們只考慮單位矩陣I的復(fù)數(shù)中間列i0，則我們還有Gc0＝i0解上面的矩陣方程來求i0中的實數(shù)和虛數(shù)項中的每一個，從而給了我們涉及v的N個實數(shù)變量的N個相異實數(shù)方程。這可以被寫作Tv＝i。
其中T是由上面的N個相異實數(shù)方程中的v的系數(shù)組成的新的N×N實數(shù)矩陣，并且i是由i0中的適當?shù)膶崝?shù)和虛數(shù)項組成的向量。因此，v＝T-1i。
因為i的除中間元素之外的所有元素都是零，所以v只是T-1的中間列乘常數(shù)。一旦我們知道了實向量v，我們也就知道了c0。該結(jié)果把對G矩陣執(zhí)行復(fù)數(shù)求逆的原始問題變成了T矩陣的實數(shù)求逆，可以如下面將示出的那樣來執(zhí)行T矩陣的實數(shù)求逆。
為了幫助理解優(yōu)選的實施例，現(xiàn)在將給出如何可以形成矩陣T的一個示例。在該示例中假定N＝3。我們知道作為信道r矩陣G的逆的中間列的c0可以被寫作列向量x1+jy1x2x1-jy1,]]>其具有3個實數(shù)項x1，x2和y1。
在這種情況下，令G=ab+jcd+jeb-jcab+jcd-jeb+jca]]>展開Gc0＝i(N+1)/2，對于行1，我們獲得a*(x1+jy1)+(b+jc)*x2+(d+je)*(x1-jy1)＝(0+j0)分開實數(shù)和虛數(shù)項，得到實數(shù)(a+d)*x1+b*x2+e*y1＝0虛數(shù)e*x1+c*x2+(a-d)*y1＝0對于行2，我們獲得(b-jc)*(x1+jy1)+a*x2+(b+jc)*(x1-jy1)＝(1+j0)它的實數(shù)項是2*b*x1+a*x2+2*c*y1＝1用二除該式的兩端，得到實數(shù)b*x1+(a/2)*x2+c*y1＝0.5然后可以使用這三個方程來形成如下的線性方程系統(tǒng)的基礎(chǔ)Tv=a+dbeba/2ceca-d×x1x2y1=00.50]]>
利用如圖2中概述的功能圖，在優(yōu)選實施例中提出了一種均衡器裝置。這種類型的均衡器裝置可以將用于生成濾波系數(shù)的計算需求顯著地減少(減少到四分之一)，并因而變得適合實際用于通信系統(tǒng)。
均衡器200包括如下的7個主要的塊信道矩陣計算塊202該塊基于如上所述的信道估計輸出，來執(zhí)行向量h和f的計算。
實矩陣計算塊204該塊使用向量f來直接形成矩陣T，而非上述的矩陣G。
圖3中給出了示例性的matlab算法，可以根據(jù)上述方法使用該算法來從向量f生成T。
矩陣分解塊206該功能塊對T執(zhí)行標準的矩陣分解(例如Cholesky分解)。
前向和后向代入塊208該塊執(zhí)行標準的前向和后向代入，以獲得T-1的中間列。
G-1(c0)的中間列計算塊210該塊將v形成為T-1的中間列乘常數(shù)(0.5)。一旦我們知道了實向量v，我們也就知道了c0，并因而知道了c0H。圖4的示例性matlab算法可以用來計算c0并因而可以用來計算c0H。
濾波系數(shù)生成塊212該塊執(zhí)行計算以獲得濾波系數(shù)w0=c0HHH.]]>FIR濾波器214FIR濾波器時常使用更新的濾波系數(shù)w0來對輸入數(shù)據(jù)進行濾波。
本領(lǐng)域技術(shù)人員將認識到，因為說明性的實施例對實矩陣T而非復(fù)矩陣G進行操作，故計算的復(fù)雜度、大小和處理時間被顯著地降低，這使得根據(jù)本實施例制造的均衡器被實現(xiàn)在實際通信裝置中。
將明白，本說明書所公開和限定的發(fā)明擴展到從原文或附圖提到或顯見的兩個或多個獨立特征的所有可替代的組合。所有這些不同組合構(gòu)成了本發(fā)明的各種可替代的方面。
還將明白本說明書中所使用的術(shù)語“包含”(或其語法變形)與術(shù)語“包括”等效并且不應(yīng)當被視為排除其他元件或特征的存在。
權(quán)利要求
1.一種用于計算通信接收機中的均衡器濾波系數(shù)的方法，所述方法包括從至少一個信道估計輸入，確定信道估計向量f；基于從所述信道估計向量f生成的實矩陣T，確定均衡器濾波系數(shù)。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中，所述方法還包括直接從向量f形成T。
3.如權(quán)利要求1或2中任何一個所述的方法，其中，在f是N維向量且N是奇數(shù)，并且T是N×N矩陣的情況中，所述方法還包括通過解Gc0＝i0求c0中的每個實數(shù)和虛數(shù)項來生成矩陣T，其中，c0是矩陣G的中間列的逆，并且i0是單位矩陣的中間列。
4.如權(quán)利要求3所述的方法，其中，所述矩陣T的行和列與向量f的列從1編號到N，符號T(x，y)表示矩陣T中第x行第y列的項，符號f(y)表示向量f中第y列的項；R[z]表示數(shù)z的實部；并且I[z]表示數(shù)z的虛部，并且其中，矩陣T的元素被生成如下T((N+1)/2，(N+1)/2)＝R[f(1)/2]；對于第(N+1)/2行，從1到(N-1)/2的列號，T((N+1)/2，(N+1)/2-列號)＝R[f(列+1)]并且T((N+1)/2，(N+1)/2+列號)＝I[f(列+1)]；并且對于1到(N-1)/2的行號，并且對于中間列T(行號，(N+1)/2)＝R[f((N+1)/2)]；T(N+1-行號，(N+1)/2)＝I[f((N+1)/2)]；對于1到(N-1)/2的列號T(行號，列號)＝R[f(列號)]+R[f(N+1-列號)]；T(N+1-行號，N+1-列號)＝R[f(列號)]-R[f(N+1-列號)]；對于從(N+1)/2+1)到N的列號T(行號，列號)＝I[f(列號)]-I[f(N+1-列號)]T(N+1-行號，N+1-列號)＝I[f(列號)+I[f[N+1-列)]對于從N下至2的f向量列號f(列)＝f(列-1)R[f(1)]＝T((N+1)/2，(N+1)/2-行)I[f(1)]＝-T((N+1)/2，(N+1)/2+行)。
5.如權(quán)利要求1至4中任何一個所述的方法，其中，所述方法還可以包括以下步驟對T執(zhí)行矩陣求逆，以確定T-1的中間列從T-1的中間列和常數(shù)，形成向量v；基于v來確定c0H；以及利用關(guān)系w0=c0HHH]]>來確定濾波系數(shù)w0，其中HH是信道響應(yīng)矩陣H的厄米轉(zhuǎn)置。
6.如權(quán)利要求1至5中任何一個所述的方法，所述方法還包括利用Cholesky分解對T執(zhí)行矩陣求逆，以獲得下三角矩陣L，以及對L執(zhí)行前向和后向代入。
7.如權(quán)利要求5所述的方法，其中，根據(jù)以下步驟基于v來確定c0H的元素c0H((N+1)/2)將等于V((N+1)/2)；對于c0H的第1到(N-1)/2的元素，c0H(x)等于v(x)-(0+i(v(N+1-x))；以及對于c0H的第(N+1)/2到N的元素，c0H(x)等于v(N+1-x)+(0+i(v(x))，其中，v和c0H具有第1到N的元素，并且符號v(x)和c0H(x)分別表示向量v和c0H中的第x個元素。
8.一種處理通信接收機中的接收信號的方法，所述方法包括使用如權(quán)利要求1至7中任何一個所述的方法來計算一個或多個均衡器濾波系數(shù)；以及使用計算出的均衡器濾波系數(shù)來對所述接收信號進行均衡。
9.一種用于通信接收機中的均衡器，所述均衡器被配置為實現(xiàn)根據(jù)權(quán)利要求1至7中任何一個的方法。
10.一種用于通信接收機中的均衡器，所述均衡器包括第一輸入，用于接收要均衡的輸入數(shù)據(jù)；第二輸入，用于接收與所述輸入數(shù)據(jù)相關(guān)的信道估計數(shù)據(jù)；信號處理路徑，被配置為對所述輸入數(shù)據(jù)執(zhí)行權(quán)利要求8的信號處理方法，以生成經(jīng)均衡的輸出數(shù)據(jù)；以及至少一個輸出，用于輸出所述經(jīng)均衡的輸出數(shù)據(jù)。
11.如權(quán)利要求9或10中任何一個所述的均衡器，其中，所述均衡器包括下列信號處理塊中的一個或多個信道矩陣計算塊，被配置為基于接收的信道估計來計算向量h和f；實矩陣計算塊，被配置為形成矩陣T；矩陣分解塊，用于對T執(zhí)行矩陣分解；前向和后向代入塊，被配置為計算T-1的中間列中的元素的值；中間列計算塊，被配置為確定G-1(c0)的中間列中的元素值；濾波系數(shù)生成塊，被配置為計算濾波系數(shù)w0=c0HHH;]]>以及有限脈沖響應(yīng)濾波器。
12.一種通信接收機，其包括根據(jù)權(quán)利要求9到11中任何一個的均衡器。
13.一種用于計算通信接收機中的均衡器濾波系數(shù)的方法，其具有基本如上所述的步驟。
14.一種用于處理通信接收機中的信號的方法，其具有基木如上所述的步驟。
15.一種基本如上參照附圖中的圖2到圖4所述的均衡器。
16.一種基本如上參照附圖中的圖2到圖4所述的通信接收機。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種均衡器(200)和一種用于計算通信接收機中的均衡器濾波系數(shù)的方法。所述均衡器濾波系數(shù)是基于從信道估計向量f生成的實矩陣T來計算的，所述信道估計向量f得自信道估計輸入。
文檔編號H04B3/06GK101076955SQ20058004249
公開日2007年11月21日 申請日期2005年12月20日 優(yōu)先權(quán)日2004年12月20日
發(fā)明者大衛(wèi)·斯坦霍普 申請人:日本電氣株式會社