專利名稱：直接變頻接收機(jī)的干擾補(bǔ)償設(shè)備和方法
背景本發(fā)明總的涉及便攜式蜂窩電話系統(tǒng)、尋呼機(jī)系統(tǒng)等中的全雙工收發(fā)信機(jī)等，更具體地，涉及誤差估值器，它補(bǔ)償在收發(fā)信機(jī)內(nèi)的直接變頻接收機(jī)中引起的、對于接收的信號的各種干擾。
蜂窩系統(tǒng)和上面提到的其它領(lǐng)域中的接收機(jī)優(yōu)選地具有體積小、重量輕和價格便宜的特點。為了把諸如手持電話的便攜式接收機(jī)做得更小和更便宜，部件的集成變得非常重要。超外差式接收機(jī)通常耍花費(fèi)高成本來進(jìn)行生產(chǎn)，以及具有許多不能被集成的部件，諸如帶通濾波器。為了克服這樣的缺點，開發(fā)了直接變頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)，其中本地振蕩器的頻率與接收機(jī)射頻載波的頻率相同。因此，接收的射頻信號一步直接下變頻到基帶。由于直接變頻接收機(jī)沒有中頻(IF)級，許多濾波器可以省略或可以簡化。
在1950年代，直接變頻被引入到單邊帶接收機(jī)中，但該技術(shù)不限于這樣的系統(tǒng)。直接變頻可被使用于許多不同的調(diào)制方案，以及特別適用于今天的正交調(diào)制方案，諸如最小移位鍵控(MSK)和正交幅度調(diào)制(QAM)。在題目為“Radio Receiver(射頻接收機(jī))”的美國專利No.5,530,929中描述了直接變頻接收機(jī)的各個方面。
傳統(tǒng)的直接變頻接收機(jī)的運(yùn)行可以參照

圖1被描述如下。具有中心頻率fc和帶寬BWrf的射頻信號由天線10接收，然后由帶通濾波器20濾波。由帶通濾波器產(chǎn)生的濾波的信號被放大器30放大，該放大器優(yōu)選地具有低的噪聲，以便改進(jìn)接收機(jī)的總的噪聲因數(shù)。
由放大器30放大和濾波的信號然后被平衡混頻器40，50下變頻到基帶，成為同相(I)信道和正交相位(Q)信道?；祛l器由各自的正弦(I)和余弦(Q)信號驅(qū)動，這兩個信號是由適當(dāng)?shù)姆致菲骱鸵葡嗥?0根據(jù)由本地振蕩器60生成的正弦信號而產(chǎn)生的。按照直接變頻原理，本地振蕩器信號也具有頻率fc。
混頻器40，50實際上把來自放大器30的信號與本地振蕩器的I和Q信號相乘。每個混頻器產(chǎn)生一個信號，它具有經(jīng)過放大和濾波的接收信號的頻率和本振信號的頻率的和值與差值。每個差值(下變頻)信號的頻譜圍繞零頻率(DC)被折疊，以及從DC擴(kuò)展到1/2BWrf。
由混頻器40，50產(chǎn)生的I和Q信號被帶通濾波器80，90濾波，以便去除該和值(上變頻)信號以及可能由于附近的RF信號引起的分量。濾波器80，90設(shè)定噪聲帶寬，從而，設(shè)定接收機(jī)中總的噪聲功率。I和Q信號然后被放大器100，110放大，以及被提供給用于進(jìn)行進(jìn)一步處理的部件，以便由它們產(chǎn)生解調(diào)的輸出信號。進(jìn)一步處理可以包括相位解調(diào)、幅度解調(diào)、頻率解調(diào)、或混合解調(diào)方案。
直接變頻接收機(jī)的一個主要的問題是，基帶失真除了由靠近接收機(jī)的有源元件產(chǎn)生的干擾(例如，在同一個和相鄰的RF通信信道上的信號)的二階產(chǎn)物引起以外，也可能是由本振泄漏產(chǎn)生的純DC信號引起的。處在基帶內(nèi)的失真會干擾所需要的基帶信號，因此惡化直接變頻接收機(jī)的性能。在某些情形下，這個問題在用于今天的時分多址(TDMA)和寬帶碼分多址(WCDMA)數(shù)字蜂窩系統(tǒng)的高性能接收機(jī)中會完全阻礙通信。
二階非線性連同強(qiáng)的恒定包絡(luò)RF干擾一起將造成接收信號內(nèi)的DC分量。這樣的DC分量可以被隔直流電容阻擋。
然而，調(diào)幅(AM)干擾呈現(xiàn)更大的問題，因為基帶上的干擾不是純DC信號，所以不能很容易地去除。在諸如放大器的非線性器件中，輸入信號Vin將產(chǎn)生輸出信號Vout。在收發(fā)信機(jī)內(nèi)的放大器的特性可被規(guī)定為Vout＝c1Vin+c2Vin2+c3Vin3+...，其中輸入信號可以是Vin(t)＝v1(t)cos(ω1t)。如果將該輸入信號加到放大器的輸入端，則輸出由下式描述vout(t)=12c2v12(t)+(c1v2(t)+34c3v13(t))cosω1t+12c2v12(t)cos2ω1t+14c3v13cos3ω1t-----(1)]]>從這個公式可以看到，輸入信號將產(chǎn)生由下式描述的基帶失真分量vbb(t)=12c2v12(t),-----(2)]]>其中常數(shù)c2取決于放大器的二階交截點。二階交截點可以通過把兩個具有不同的頻率f1和f2的信號加到放大器而被確定?？梢岳L出第一頻率以及第一與第二頻率的和值的輸出功率Pout相對f1或f2的輸入功率Pin的曲線。通過Pout對f1或f2的Pin的外插可以產(chǎn)生二階交截點。如果ViIP2是放大器在二階交截點處的電壓輸入，則基帶電壓可被寫為vbb(t)=12c1ViIP2v12(t).-------(3)]]>在包含I和Q調(diào)制器的應(yīng)用中，干擾問題可以參照圖2進(jìn)行描述。干擾信號IF是調(diào)幅(AM)信號，它產(chǎn)生Q和I信道中的基帶干擾，其中VbbI(t)=Ki·v12(t)]]>VbbQ(t)=Kq·v12(t),-------(4)]]>以及Ki和Kq是常數(shù)。然而，I和Q信道上的干擾由于信道上干擾信號不同的電平以及IQ解調(diào)器中不同的分量而不一定相等。最終得到的信號是與想要的信號相組合的誤差信號。誤差信號可被寫為ϵi=Ki·v12(t)]]>ϵi(t)=Kq·v12(t),------(5)]]>AM干擾連同接收機(jī)中的二階非線性一起產(chǎn)生基帶誤差矢量。誤差矢量的相位是常數(shù)，或稍微變化，以及它的幅度正比于干擾的平方包絡(luò)。由于在I和Q信道上干擾不一定相等，在一般情形下Ki也不一定等于Kq。因此，誤差信號被寫為ε(t)＝εi(t)+jεq(t)＝rε(t)eJγ， (6)其中re(t)=Ky·v12(t),]]>Ky＝|Ki+jKq|和δ＝arg(Ki+jKq) (7)
其中γ是一個任意的相移，它是常數(shù)，或隨溫度變化而稍微變化。
如上所討論的，在輸入具有恒定包絡(luò)的情形下，基帶將是純DC分量。由純DC分量造成的偏移在最簡單的情形下可通過隔直流電容進(jìn)行補(bǔ)償，或如在授權(quán)給Dent的美國專利No.5,241,702中所描述的那樣進(jìn)行補(bǔ)償。然而，補(bǔ)償恒定的RF干擾是更復(fù)雜的。例如，如果收發(fā)信機(jī)是全雙工型(即，同時發(fā)送和接收)，則發(fā)送的信號可以是對接收機(jī)的非常強(qiáng)的干擾。
通常輸入信號的幅度是時間的函數(shù)。所以干擾也是時間的函數(shù)。在Lindquist的美國專利No.5,579,347中，描述了去除來自調(diào)幅(AM)干擾源的干擾的兩個方法。
首先，一個切換的干擾源(諸如GSM信號)在每次電源被接通和被關(guān)斷時會造成一次DC階躍。對于GSM干擾源，每個時隙(例如，約600微秒)這種階躍發(fā)生一次。由Lindquist描述的方法可消除由切換的干擾源造成的DC階躍。然而，該方法可運(yùn)行在其中每個時隙發(fā)生一次干擾的DC階躍的系統(tǒng)，這是有局限性的，它不能解決其中干擾源是調(diào)幅的一般情形的問題。
已有幾種其它的技術(shù)可被利用來處理這個問題。例如，收發(fā)信機(jī)可以采用雙工濾波器。這些濾波器是笨重的，并對于發(fā)射信號在接收路徑上的衰減方面有嚴(yán)格的要求。發(fā)射機(jī)和接收機(jī)也可以分隔開很大的距離以及通過屏蔽進(jìn)行隔離，以便減小干擾。另外，可以采用接收機(jī)中具有線性極好的以及從而電流消耗很大的放大器的收發(fā)信機(jī)。
這些技術(shù)大大地降低收發(fā)信機(jī)的效率，以致于在全雙工收發(fā)信機(jī)中使用直接變頻接收機(jī)被認(rèn)為是不實際的。然而，基于全雙工收發(fā)信機(jī)的系統(tǒng)正變得越來越通用，對于高比特速率的需求不斷增加。例如，當(dāng)利用寬帶CDMA時，就要求這樣的收發(fā)信機(jī)。在寬帶CDMA中，接收機(jī)-發(fā)射機(jī)頻帶的間隔大(例如，130MHz)，這使得更容易利用直接變頻接收機(jī)。所以，所需要的是有效地補(bǔ)償在全雙工電話的直接變頻接收機(jī)內(nèi)的干擾的能力。
發(fā)明概要為了解決在收發(fā)信機(jī)內(nèi)的直接變頻接收機(jī)中AM干擾源和非線性引起的干擾有關(guān)的問題，誤差估值器被利用來減小在接收信號的基帶上引入的誤差。收發(fā)信機(jī)內(nèi)的發(fā)射機(jī)是對于由該收發(fā)信機(jī)接收的信號的最強(qiáng)干擾源的知識，可被誤差估值器用來從接收信號中減去由發(fā)射機(jī)引起的干擾。另外，即使對于接收機(jī)的I和Q信道的干擾不相等時這也能實現(xiàn)。
在本發(fā)明的示例性實施例中，描述了直接變頻方法和設(shè)備，所述方法包括通過收發(fā)信機(jī)發(fā)射信號，在收發(fā)信機(jī)處接收輸入信號，其中輸入信號包括與干擾信號相組合的想要的信號，確定與干擾信號有關(guān)的延時，以及在延時后校正輸入信號，以便補(bǔ)償干擾信號。
在本發(fā)明的另一個示例性實施例中，描述了在收發(fā)信機(jī)中用于校正發(fā)射機(jī)與接收機(jī)之間的干擾的校正單元，它包括計算單元，用于確定由發(fā)射機(jī)發(fā)射的平方包絡(luò)信號；同步單元，用于確定與由接收機(jī)接收平方包絡(luò)有關(guān)的延時；延時單元，用于對平方包絡(luò)施加延時；以及估值器和定標(biāo)單元，用于根據(jù)延時的平方包絡(luò)確定施加到接收機(jī)的補(bǔ)償值。
在再一個示例性實施例中，描述了用于信號發(fā)射和接收的收發(fā)信機(jī)，它包括直接變頻接收機(jī)，用于接收進(jìn)入的信號和把該信號下變頻成基帶信號；發(fā)射機(jī)，它接收要被發(fā)送的數(shù)據(jù)和調(diào)制該數(shù)據(jù)，以便發(fā)送到目的地；以及誤差校正設(shè)備，用于利用發(fā)射機(jī)的已調(diào)制的數(shù)據(jù)和一個延時值來補(bǔ)償接收機(jī)，該延時值表示已發(fā)送的信號對接收機(jī)進(jìn)行干擾所必須的時間量。
附圖當(dāng)結(jié)合附圖閱讀以下的詳細(xì)說明時，將更明白本發(fā)明的其它目的和優(yōu)點，其中相同的數(shù)字代表相同的單元，以及其中圖1顯示直接變頻接收機(jī)的方框圖；圖2顯示干擾對直接變頻接收機(jī)的影響；圖3顯示按照本發(fā)明的示例性實施例的收發(fā)信機(jī)與誤差估值器的方框圖；圖4顯示本發(fā)明的收發(fā)信機(jī)的部分視圖的方框圖；圖5顯示按照本發(fā)明的示例性實施例的誤差估值器的詳細(xì)的方框圖；以及圖6顯示按照本發(fā)明的糾錯補(bǔ)償子程序的流程圖。
詳細(xì)說明在以下的說明中，為了解釋而不是限制，闡述了各種具體的細(xì)節(jié)，諸如具體電路、電路元件、技術(shù)等，以便提供對本發(fā)明的透徹的了解。然而，本領(lǐng)域技術(shù)人員將會看到，本發(fā)明可以以不同于這些具體細(xì)節(jié)的其它實施例來實施。在其它的事例中，熟知的方法、裝置和電路的詳細(xì)說明被省略，免得遮蔽對本發(fā)明的說明。
這里討論的示例性無線通信系統(tǒng)被描述為使用碼分多址(CDMA)協(xié)議，其中在基站與移動終端之間的通信是在多個時隙上進(jìn)行的。然而，本領(lǐng)域技術(shù)人員將會看到，這里揭示的概念可以在其它協(xié)議中被使用，其中包括(但不限于)頻分多址(FDMA)、時分多址(TDMA)、或任何以上協(xié)議的某些組合。同樣地，某些示例性實施例提供有關(guān)GSM系統(tǒng)的說明性實例，然而，這里描述的技術(shù)同樣可應(yīng)用于在任何系統(tǒng)中運(yùn)行的基站和移動臺中。
圖3上顯示按照本發(fā)明的示例性實施例的收發(fā)信機(jī)490的詳細(xì)的方框圖。收發(fā)信機(jī)490的接收機(jī)410通過天線(未示出)接收信號，以及該信號被帶通濾波器(未示出)濾波。由帶通濾波器產(chǎn)生的已濾波的信號被放大器412放大，它優(yōu)選地是低噪聲放大器，以改進(jìn)接收機(jī)410的信號噪聲比。
由放大器412產(chǎn)生的、已放大和濾波的信號被平衡混頻器414和416下變頻成基帶同相(I)和正交相位(Q)信道。混頻器由各自的正弦(I)和余弦(Q)信號驅(qū)動，這兩個信號是由適當(dāng)?shù)姆致菲骱鸵葡嗥?18根據(jù)由本地振蕩器417生成的正弦信號而產(chǎn)生的。混頻器414，416實際上把來自放大器412的信號與本地振蕩器的I和Q信號相乘。每個混頻器產(chǎn)生一個信號，它具有已放大和濾波的接收信號和本振信號的頻率的和值與差值。
由混頻器產(chǎn)生的I和Q信號被低通濾波器420和422濾波，它們可以消除上變頻的信號以及由于附近的RF信號引起的分量。濾波器420和422設(shè)定噪聲帶寬，從而設(shè)定接收機(jī)410中的總噪聲功率。I和Q信號然后被可變放大器424和426放大，以及被傳送到模擬-數(shù)字變換器428和430?？勺兎糯笃?24和426的增益由接收機(jī)410的總的輸入信號電平確定，按照本發(fā)明，模擬-數(shù)字(A/D)變換器428和430的輸出經(jīng)過組合器432和434(用于把A/D變換器的輸出與來自誤差估值器400的輸出相組合)被傳送到數(shù)字信號處理器445，以供進(jìn)一步處理。數(shù)字信號處理器445可以執(zhí)行維特比(Viterbi)均衡、RAKE信號處理、幅度和相位解調(diào)等等。另外，A/D變換器428和430的輸出被傳送到自動增益控制器440(AGC)和誤差估值器400。AGC440被使用來確定放大器424和426的增益。
收發(fā)信機(jī)490的發(fā)射機(jī)在分開的信道上接收I和Q數(shù)據(jù)，以及通過調(diào)制濾波器468和470濾波該數(shù)據(jù)。調(diào)制濾波器468和470的輸出被直接輸入到誤差估值器400和發(fā)射機(jī)中的數(shù)字-模擬(D/A)變換器464，466。數(shù)據(jù)被傳送到濾波器460，462和混頻器454，456?；祛l器由各自的正弦(I)和余弦(Q)分量驅(qū)動，這兩個分量是從由本地振蕩器457結(jié)合適當(dāng)?shù)姆致菲骱鸵葡嗥?58而生成的正弦信號中產(chǎn)生的?；祛l的信號通過組合器452而被組合，以及通過天線(未示出)被發(fā)送到目的地。
當(dāng)移動臺中采用一個收發(fā)信機(jī)時，如圖3所示，接收信號的信號失真是由同一個收發(fā)信機(jī)發(fā)送的信號引起的。圖4顯示如圖所示的收發(fā)信機(jī)的局部圖，它詳細(xì)顯示收發(fā)信機(jī)490的接收機(jī)410與發(fā)射機(jī)450之間的信號交互作用。在接收機(jī)410處接收的信號vrx(t)是從基站接收的想要的信號。信號stx(t)代表在發(fā)射機(jī)450處發(fā)送的信號，而vtx(t)代表由信號vtx(t)的發(fā)射引起的、在接收機(jī)410處的干擾信號。想要的基帶信號是zrx(t)，ε(t)代表由干擾信號vtx引起的基帶誤差矢量，以及Ztot(t)代表它們的總和。信號xtx(t)代表發(fā)射機(jī)450要發(fā)送的基帶信號。在公式中顯示的常數(shù)K、K1和K2是成比例的數(shù)值，以及τ是從基帶波形發(fā)生器(未示出)到接收機(jī)410的延時。
在圖5的方框圖中詳細(xì)地顯示本發(fā)明的誤差估值器400的運(yùn)行依賴于這樣的事實在發(fā)射機(jī)450處輸出的信號是最強(qiáng)的干擾信號。由于發(fā)射信號被確定為最強(qiáng)的干擾信號，從發(fā)射波形導(dǎo)出的誤差信號可以從接收信號中被減去。正如參照圖3描述的，誤差估值器400使用來自收發(fā)信機(jī)490的接收機(jī)410和發(fā)射機(jī)450的多個輸入來補(bǔ)償接收機(jī)的基帶中的失真。為了計算誤差值εi和εq，如以上在公式5中所顯示的，需要確定常數(shù)Ki和Kq。由于常數(shù)Ki和Kq緩慢地改變，有可能不斷地重新計算誤差值，以便減小接收信號中的誤差。誤差值可被加以確定，以及在組合器432和434中從接收信號中被減去。
如圖5所示，誤差估值器400在發(fā)射機(jī)450的I和Q信道上接收來自調(diào)制濾波器468和470的輸出。這些輸出在計算單元510處被接收，然后被求平方并且被求和，以便確定發(fā)射機(jī)450的平方包絡(luò)r2tx(t)。本領(lǐng)域技術(shù)人員將會看到，平方包絡(luò)可以通過使用其它技術(shù)來計算或近似。由于在干擾信號從發(fā)射機(jī)產(chǎn)生的時間與干擾信號傳播到接收鏈的時間之間有延時，這個延時數(shù)值被傳送到同步單元520，以便確定從干擾信號的發(fā)送到傳輸?shù)浇邮諜C(jī)410時的延時。要被應(yīng)用到平方包絡(luò)信號的延時τ可以在同步單元520中通過把r2tx(t)與接收的基帶信號Zi(tot)(t)的I或Q分量進(jìn)行相關(guān)來確定。回到圖3，I信道基帶信號被顯示為由誤差估值器400所使用。然而，本領(lǐng)域技術(shù)人員將會看到，Q信道基帶信號也可被使用。
一旦通過相關(guān)確定延時τ后，它就可以被延時單元530應(yīng)用到發(fā)射機(jī)的平方包絡(luò)r2tx(t)。延時的信號然后被加到估值器540，它確定εi和εq的數(shù)值。在確定誤差信號之前首先確定Ki和Kq的數(shù)值。然而，由于Ki和Kq是緩慢變化的常數(shù)，有可能重新計算這些常數(shù)而不影響誤差估值器400的輸出。
圖6顯示按照本發(fā)明的用于補(bǔ)償收發(fā)信機(jī)的示例性方法。首先，在步驟620，確定Ki和Kq的數(shù)值。這可以如下面參照公式(8)-(12)所描述的那樣來完成。由接收機(jī)410接收的總的輸入信號可被描述為Z‾tot=Z‾rx+Krtx2(t-τ)eiγ]]>結(jié)果，由接收機(jī)410接收的總的輸入信號的I分量(虛部)是Zi(tot)(t)=Zirx+Kirts2(t-τ)-----(9)]]>其中Zi(tot)(t)是接收機(jī)接收的已知的實際輸入信號以及r2tx(t-τ)是已被時間移位的、已知的發(fā)送信號。因此，Zitx(想要的基帶信號的虛部)的知識使得有可能去求解Ki。
由于任何的數(shù)據(jù)信息源可被描述為一個隨機(jī)過程，其中所有的符號具有相等的概率。如果虛數(shù)值或?qū)崝?shù)值被平均，則結(jié)果將是零，因為概率分布是對稱的。因此，下面的方程反映出這樣的事實，即想要的接收信號I和Q分量的平均值是零1NΣk=1NZtrx(k)=0-----(10)]]>以上對于接收的輸入信號的虛部所顯示的方程(9)和(10)也可以用于對接收的輸入信號的實部進(jìn)行計算。然后通過在足夠數(shù)目的樣本N上進(jìn)行平均以使得Zirx和Zqrx可被假設(shè)為零，則可以估值常數(shù)Ki和Kq，正如下面方程中顯示的Ki=Σk=1Nzi(tot)(k)Σk=1Nrtx2(k-n)-------(11)]]>Kq=Σk=1Nzq(tot)(k)Σk=1Nrtx2(k-n),------(12)]]>在計算Ki和Kq期間保持輸出功率恒定是重要的?，F(xiàn)在回到圖6的流程圖，在步驟630，一旦找到Ki和Kq，誤差補(bǔ)償值就可被估值。然而，輸出功率電平在被使用來補(bǔ)償接收信號之前，通過使用定標(biāo)單元550(如圖5所示)被使用來定標(biāo)數(shù)值εi和εq。
在步驟640，收發(fā)信機(jī)通過使用在步驟630得到的估值的誤差值而被補(bǔ)償。例如，一旦確定Ki和Kq，每個以后接收的信號樣本就可用以下公式來進(jìn)行補(bǔ)償zrx(k)＝Ztot(k)-ε(k). (13)雖然本發(fā)明是對于它的優(yōu)選實施例來描述的，但本領(lǐng)域技術(shù)人員將會看到，本發(fā)明并不限于這里描述和顯示的具體的實施例。除這里描述和顯示的實施例以外的不同的實施例和修正方案，以及許多變化、修正和等同物現(xiàn)在都是明顯的，或?qū)⑼ㄟ^以上的說明和附圖被合理地提出，而不背離本發(fā)明的范圍的要點。
權(quán)利要求
1.用于補(bǔ)償由收發(fā)信機(jī)產(chǎn)生的發(fā)射所引起的、對所述收發(fā)信機(jī)接收的信號的干擾的方法，包括以下步驟通過所述收發(fā)信機(jī)發(fā)射信號；在所述收發(fā)信機(jī)處接收輸入信號，其中所述輸入信號包括與干擾信號相組合的想要的信號；確定與所述干擾信號有關(guān)的延時；以及在經(jīng)過所述延時之后校正輸入信號，以便補(bǔ)償干擾信號。
2.權(quán)利要求1的方法，其中所述延時按照信號從所述發(fā)射機(jī)發(fā)送到所述接收機(jī)所經(jīng)歷的時間長度來確定。
3.權(quán)利要求1的方法，其中所述校正包括從所述接收的輸入信號中減去估值的誤差。
4.權(quán)利要求1的方法，其中所述確定延時的步驟還包括以下步驟使由所述發(fā)射機(jī)發(fā)送的至少一個信號序列與由接收機(jī)接收的一個信號序列相同步。
5.權(quán)利要求1的方法，其中所述干擾信號包括來自所述發(fā)射機(jī)的所述發(fā)送的信號。
6.用于補(bǔ)償由收發(fā)信機(jī)產(chǎn)生的發(fā)射所引起的、對所述收發(fā)信機(jī)接收的信號的干擾的設(shè)備，所述收發(fā)信機(jī)包括發(fā)射機(jī)裝置，用于發(fā)射信號；接收裝置，用于接收輸入信號，其中所述輸入信號包括與干擾信號相組合的想要的信號；確定裝置，用于確定與所述干擾信號有關(guān)的延時；以及校正裝置，用于在經(jīng)過所述延時之后校正輸入信號，以便補(bǔ)償干擾信號。
7.權(quán)利要求6的設(shè)備，其中所述延時按照信號從所述發(fā)射機(jī)發(fā)送到所述接收機(jī)所經(jīng)歷的時間長度來確定。
8.權(quán)利要求6的設(shè)備，其中所述校正裝置還包括相減裝置，用于從所述接收的輸入信號中減去估值的誤差。
9.權(quán)利要求6的設(shè)備，其中所述確定裝置還包括同步裝置，用于使由所述發(fā)射機(jī)發(fā)送的至少一個信號序列與由接收機(jī)接收的一個信號序列相同步。
10.權(quán)利要求6的設(shè)備，其中所述干擾信號包括來自所述發(fā)射機(jī)的所述發(fā)送的信號。
11.在收發(fā)信機(jī)中用于校正發(fā)射機(jī)與接收機(jī)之間的干擾的校正單元，所述校正單元包括計算單元，用于確定由所述發(fā)射機(jī)發(fā)射的信號的平方包絡(luò)；同步單元，用于確定與由所述接收機(jī)接收所述平方包絡(luò)有關(guān)的延時；延時單元，用于對平方包絡(luò)施加所述延時；以及估值器和定標(biāo)單元，用于根據(jù)所述延時的平方包絡(luò)來確定施加到所述接收機(jī)的補(bǔ)償值。
12.權(quán)利要求11的校正單元，其中所述同步單元接收來自所述接收機(jī)的基帶信號和所述發(fā)射機(jī)的所述平方包絡(luò)信號，以及執(zhí)行校正子程序。
13.用于信號發(fā)射和接收的收發(fā)信機(jī)，包括直接變頻接收機(jī)，用于接收進(jìn)入的信號和把該信號下變頻成基帶信號；發(fā)射機(jī)，它接收要被發(fā)送的數(shù)據(jù)和調(diào)制該數(shù)據(jù)，以便將其發(fā)送到目的地；以及誤差校正設(shè)備，用于利用所述發(fā)射機(jī)的所述已調(diào)制的數(shù)據(jù)和一個延時值以便補(bǔ)償所述接收機(jī)，該延時值表示已發(fā)送的信號對所述接收機(jī)進(jìn)行干擾所必須的時間量。
14.權(quán)利要求13的收發(fā)信機(jī)，其中所述校正單元還包括計算單元，它使用所述發(fā)射機(jī)的所述調(diào)制的數(shù)據(jù)來計算和輸出一個代表發(fā)射機(jī)的平方包絡(luò)的信號。
15.權(quán)利要求14的收發(fā)信機(jī)，其中所述校正單元還包括同步單元，它接收所述計算單元的輸出，以及確定所述延時并將其輸出到延時單元。
16.權(quán)利要求15的收發(fā)信機(jī)，其中所述延時單元把所述延時施加到代表發(fā)射機(jī)的平方包絡(luò)的信號上。
17.權(quán)利要求16的收發(fā)信機(jī)，其中所述誤差校正裝置還包括估值器，它將一組常數(shù)確定為Ki=Σk=1Nzi(tot)(k)Σk=1Nrtx2(k-n)]]>Kq=Σk=1Nzq(tot)(k)Σk=1Nrtx2(k-n),]]>其中Zirx(k)和Zqrx(k)是想要的基帶矢量，r2tx(k-n)是所述發(fā)射機(jī)的平方包絡(luò)，以及n是延時，并且其中所述估值器根據(jù)所述的一組常數(shù)來確定誤差值從而補(bǔ)償所述接收機(jī)。
18.權(quán)利要求17的收發(fā)信機(jī)，其中所述誤差校正裝置還包括定標(biāo)單元，它在所述誤差值被使用來補(bǔ)償所述接收機(jī)之前通過利用所述發(fā)射機(jī)的輸出功率電平來定標(biāo)所述誤差值。
全文摘要
為了解決在收發(fā)信機(jī)內(nèi)的直接變頻接收機(jī)中AM干擾源和非線性引起的內(nèi)干擾有關(guān)的問題,誤差估值器被利用來減小在接收信號的基帶上引入的誤差。關(guān)于收發(fā)信機(jī)內(nèi)的發(fā)射機(jī)是對于由該收發(fā)信機(jī)接收的的信號的最強(qiáng)的干擾源的知識可被誤差估值器使用來從接收信號中減去由發(fā)射機(jī)引起的干擾。另外,即使對于接收機(jī)的I和Q信道的干擾不相等時這也能實現(xiàn)。
文檔編號H04B1/10GK1390393SQ00815569
公開日2003年1月8日 申請日期2000年8月29日 優(yōu)先權(quán)日1999年9月10日
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