專利名稱：模擬濾波器電路和采用該電路的半導(dǎo)體集成電路器件的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種模擬信號(hào)處理技術(shù)，更具體地說，涉及一種特別適用于使用跨導(dǎo)可控的差分放大器的模擬濾波器電路的技術(shù)，例如，特別適用于內(nèi)部具有模擬濾波器并用于工作于低電壓的便攜式電話的半導(dǎo)體集成電路器件(以下稱為L(zhǎng)SI)。
近年來，由于便攜式電話和電池操作的電子裝置(例如，筆記本電腦和盒式磁帶錄音機(jī))變得越來越普及，已經(jīng)提出了對(duì)LSI降低電壓和減少功耗的需求，以便減小裝置的尺寸和重量，并進(jìn)一步延長(zhǎng)利用小型電池的裝置的服務(wù)壽命。
另一方面，數(shù)字化已經(jīng)進(jìn)入通信和音頻領(lǐng)域。由于要處理的聲音，圖象和電波是模擬信號(hào)，模擬電路是必不可少的。在數(shù)字通信的信號(hào)處理中，需要A-D轉(zhuǎn)換器，D-A轉(zhuǎn)換器和置于這些轉(zhuǎn)換器之前和之后的模擬濾波器，以便去除噪音和高頻成分。
但是，模擬電路的性能極大地依賴供電電壓，所以，必須在降低電壓之間作出折衷。具體地說，關(guān)鍵技術(shù)是A-D和D-A轉(zhuǎn)換器和濾波器電路，電流驅(qū)動(dòng)A-D和D-A轉(zhuǎn)換器目前正在研究之中。因此，剩下未解決的另外一個(gè)主要問題就是要實(shí)現(xiàn)一種工作于低電壓，具有低功耗和較小頻率偏差的濾波器電路。
作為模擬濾波器電路，CR濾波器使用一個(gè)電阻R和一個(gè)電容C，開關(guān)電容濾波器中，CR濾波器的電阻由一個(gè)開關(guān)所代替。CR濾波器是一種時(shí)間連續(xù)的濾波器，截止頻率fc(增益為-3dB時(shí)的頻率)可表示為1/2πRC，由于電阻R的積變化(±30%)和電容C的積變化(±20%)，截止頻率fc最大可變化±50%。我們已經(jīng)發(fā)現(xiàn)CR濾波器具有頻率偏差非常大的缺點(diǎn)。
另一方面，開關(guān)電容濾波器是時(shí)間離散濾波器，其截止頻率fc可表示為fs.C1/C2，其中fs為一個(gè)取樣頻率。開關(guān)電容濾波器的截止頻率fc于是可由取樣頻率和濾波器使用的電容器的容量比確定，開關(guān)電容濾波器在頻率偏差方面表現(xiàn)出優(yōu)秀的特性。我們發(fā)現(xiàn)的另一個(gè)問題是需要高速放大器，高速放大器遵循的頻率比信號(hào)頻率高10倍或以上。
此外，開關(guān)濾波器需要一個(gè)時(shí)間連續(xù)的前端和后端濾波器，所以不適于降低功耗。如果供電電壓過低，構(gòu)成開關(guān)的MOSFET難以導(dǎo)通，所以不適合于低電壓。這樣，可以考慮增進(jìn)時(shí)鐘的方法接通和斷開開關(guān)。但是，所謂的“饋入”(feed through)，即柵電壓通過柵極和源極之間或柵極和漏極之間的一個(gè)寄生電容傳送到源極或漏極，進(jìn)一步破壞了SN比(信噪比)。
對(duì)于能夠工作于低電壓并具有低功耗的模擬濾波器電路，已經(jīng)提出了一種運(yùn)算跨導(dǎo)放大器-電容器(以下稱為OTA-C)濾波器，如

圖19所示，其中一個(gè)跨導(dǎo)Gm(電壓-電流轉(zhuǎn)換特性)可控的差分放大器電路(運(yùn)算跨導(dǎo)放大器，以下也簡(jiǎn)稱為OTA)代替CR濾波器的電阻器。OTA-C濾波器的優(yōu)點(diǎn)是其截止頻率可以表示為Gm/2πC，而截止頻率fc的偏差可以根據(jù)電容C的變化量通過調(diào)整差分放大器的跨導(dǎo)Gm而得到補(bǔ)償。根據(jù)研究表明，OTA-C濾波器的失真難以被限制到0.2%以下，所以不能滿足實(shí)際需要。
因此，我們研究了OTA-C濾波器工作電壓不能降低的原因。OTA-C濾波器中所用的Gm可控放大器為一個(gè)差分放大器，如圖18所示?？梢钥闯?，通過調(diào)整恒流MOSEFET M5的柵極電壓Vc改變偏置電流Ic，跨導(dǎo)Gm可以被調(diào)整。
在圖18的基本電路中，作為負(fù)載連接到輸入差分MOSEFET M3的漏極的MOSEFET M1的柵極被連接到所述的漏極。簡(jiǎn)而言之，MOSFET M1為所謂的二極管連接。結(jié)果，當(dāng)供電電壓VDD低時(shí)，電壓Ve(MOSFETM3的柵極-漏極電壓Vgs和門限電壓Vth)和P-MOSFET M1和M2的門限電壓變高，在節(jié)點(diǎn)N1，即MOSFET M3的漏極電壓下降，當(dāng)輸入信號(hào)Vin升高時(shí)，引起MOSFET M3非飽和。我們的研究已經(jīng)得出下述結(jié)論，即上述過程是低電壓OTA-C濾波器不能實(shí)現(xiàn)的原因。如果MOSFET工作于非飽和狀態(tài)，因?yàn)檩斎胄盘?hào)的變化會(huì)在輸出信號(hào)的變化中產(chǎn)生失真，如果，在OTA中，MOSFET也工作于非飽和狀態(tài)，輸入信號(hào)和輸出信號(hào)電壓之間的直接性(線性)將劣化。
本發(fā)明已經(jīng)解決了上述發(fā)明背景所述的問題，本發(fā)明的目的就是提供一種工作于低電壓，低功耗，低失真和較小頻率偏差的濾波器電路。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種適合用于具有數(shù)字電路和模擬電路混合的LSI電路的濾波器電路。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種具有適當(dāng)跨導(dǎo)的差分放大器。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種低電壓低功耗的LSI。
本發(fā)明的上述目的和新穎特征通過下面結(jié)合附圖的詳細(xì)描述將會(huì)變得更為明晰。
下面簡(jiǎn)述一下本發(fā)明的主要特征。
在OTA-C濾波器中使用的Gm可控的放大器是這樣設(shè)置的，來自偏置電路的恒定電壓被加到連接到基本差分放大器的輸入差分MOSFET的漏極的負(fù)載MOSFET的柵極，及通過將電路的反向輸出端與差分放大器的輸入端連接，使得負(fù)載MOSFET以一個(gè)恒流源工作。
更具體地說，該差分放大器配備有電流補(bǔ)償型偏置發(fā)生器，用于產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于所監(jiān)測(cè)的輸入電壓電平的偏置電壓，并將偏置電壓加到差分放大器的恒流MOSFET的柵極，以便補(bǔ)償因溝道長(zhǎng)度調(diào)制影響引起的電流的波動(dòng)。
通過上述裝置，作為輸入差分MOSFET的負(fù)載的MOSFET被作為恒流源，使得輸入差分MOSFET的漏極電壓獨(dú)立于恒流型負(fù)載MOSFET的門限電壓。即使供電電壓低于1.5V，當(dāng)輸入信號(hào)上升時(shí)，也可防止輸入差分MOSFET處于非飽和。另外，如果差分放大器具有一個(gè)單端輸出結(jié)構(gòu)，其中輸出電壓只來自于非反向輸出端，從反向輸出端輸出并以非反向輸出端相反的方向流動(dòng)的電流，通過改變輸入差分MOSFET的漏極電壓而被吸收，于是，電流平衡不能被保持。但是，如果反向輸出端被接到輸入端的話，反向輸出端輸出并以非反向輸出端相反的方向流動(dòng)的電流可以從非反向輸入端被吸收，使得可以很容易地保持電流平衡。此外，由于輸入差分MOSFET的漏極電壓相應(yīng)地波動(dòng)，對(duì)稱性可以改善，以降低失真。
另外，由于當(dāng)漏極-源極電壓上升時(shí)，MOSFET的夾斷點(diǎn)(pinch off)接近源極增加漏極電流，因溝道長(zhǎng)度調(diào)制影響的電流波動(dòng)可以得到補(bǔ)償，差分放大器的偏置電流恒定，穩(wěn)定了跨導(dǎo)，降低了輸出失真。
圖1為顯示根據(jù)本發(fā)明的Gm可控的差分放大器的一個(gè)實(shí)施例的電路圖;圖2為顯示利用圖1中的差分放大器的初級(jí)低通濾波器的一個(gè)例子的電路結(jié)構(gòu)圖;
圖3顯示了圖1中的差分放大器中失真與溝道的關(guān)系的曲線圖;
圖4為顯示根據(jù)本發(fā)明的Gm可控的差分放大器的第二實(shí)施例的電路圖;
圖5為顯示根據(jù)本發(fā)明的Gm可控的差分放大器的第三實(shí)施例的電路圖;
圖6為解釋圖4中差分放大器的偏置電路的工作原理的電路圖;
圖7為顯示根據(jù)本發(fā)明的Gm可控的差分放大器的第四實(shí)施例的電路圖;
圖8為顯示適合于圖7中差分放大器的偏置電路的例子的電路圖;
圖9是一個(gè)方框圖，顯示了根據(jù)本發(fā)明的使用Gm可控差分放大器的初級(jí)低通濾波器的一個(gè)實(shí)例;
圖10顯示了圖9的實(shí)施例的控制電壓發(fā)生器(副濾波器和相位差檢測(cè)/調(diào)整電路)的一個(gè)實(shí)施例的電路圖;
圖11(a)到圖11(d)是顯示圖10的實(shí)施例的相位差檢測(cè)/調(diào)整電路與頻率相關(guān)的輸入/輸出波形的波形圖;
圖12為顯示利用根據(jù)本發(fā)明的Gm可控差分放大器的三級(jí)低通濾波器的一個(gè)例子的方框圖;
圖13為顯示利用根據(jù)本發(fā)明的Gm可控差分放大器的三級(jí)低通濾波器的另外一個(gè)例子的方框圖;
圖14為顯示現(xiàn)有技術(shù)的三級(jí)CR濾波器的方框圖;
圖15顯示了圖14中的CR低通濾波器中的電阻被根據(jù)本發(fā)明的Gm可控差分放大器替代的電路的方框圖;
圖16顯示了作為根據(jù)本發(fā)明的濾波器的一個(gè)應(yīng)用實(shí)例的通信系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)的方框圖;
圖17顯示了初級(jí)低通濾波器的截止頻率和相位延時(shí)之間的關(guān)系的示意圖;
圖18顯示了一個(gè)可改變的Gm可控差分放大器的實(shí)例的電路圖。
圖19顯示了利用圖18的差分放大器的初級(jí)低通濾波器例子的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖1和圖2顯示了根據(jù)本發(fā)明的Gm可控差分放大器的一個(gè)例子和利用該放大器的OTA-C濾波器。在圖中，箭頭背離柵極的MOSFET(例如M3，M4，和M5)是N溝道型，箭頭指向柵極的MOSFET(例如，M1和M2)是P溝道型。
該實(shí)施例的差分放大器包括一個(gè)差分放大器級(jí)OTA和一個(gè)偏置電路BIAS。差分放大器級(jí)OTA包括輸入差分放大器M3和M4，負(fù)載MOSFETM1和M2作為恒流源，并連接到輸入運(yùn)算MOSFET M3和M4和恒流MOSFET M5的漏極。負(fù)載MOSFET M1和M2的柵極偏置電壓由偏置電路BIAS產(chǎn)生。此外，該偏置電路BIAS用來產(chǎn)生MOSFET M1和M2的柵極偏置電壓。該偏置電路BIAS也產(chǎn)生連接于輸入運(yùn)算MOSFET M1和M2的公共源極的恒流MOSFET M5的柵極偏置電壓。換句話說，這種連接的結(jié)果要使輸入差分MOSFET M3(M4)的源極-漏極路徑與負(fù)載MOSFET M1(M2)的源極-漏極路徑串聯(lián)并進(jìn)一步與恒流MOSFET M5的源極-漏極路徑串聯(lián)。
在該實(shí)施例中的差分放大器中，對(duì)于工作于飽和區(qū)的MOSFET M1到M5的輸入信號(hào)的幅度不依賴于P溝道型負(fù)載MOSFET的門限電壓Vthp，因?yàn)槠錆M足下列條件，使得電壓可被降低2Ve+Vthn＜Vin＜VDD-Ve這里，電壓Ve為MOSFET M3和M4的漏極-源極電壓Vgs和其門限電壓Vthn的差(Vgs-Vthn)，輸入信號(hào)的幅度Vin取值為0.31V，如果電壓Vthn為0.25V的話。
在該實(shí)施例的差分放大器中，從輸出端out+輸出的電流Iout是現(xiàn)有技術(shù)的電路的一半。因此，跨導(dǎo)可通過下面的等式表示Gm＝Iout/△Vin＝(Ic . B. W/L)]]>/2這里，B，W和L表示由MOSFET M3和M4確定的值。值B是MOSFET的溝道導(dǎo)電率;L是沿溝道的長(zhǎng)度;W是正交于溝道的方向的溝道寬度。
在該實(shí)施例中的差分放大器中，從反向輸出端out-輸出并與前述電流Iout相反的方向流動(dòng)的電流Iout中產(chǎn)生一個(gè)問題。如果電流Iout無處可以饋送的話，則該電流傾向于被MOSFET M3的漏極電壓的變化所吸收，使所述反向輸出端out-的電壓極大地波動(dòng)，電流平衡不能再保持。在這種情況下，可使用一種差分輸出方法，其中，在反向輸出端out-和非反向輸出端out+之間連接一個(gè)電容器。在本申請(qǐng)的濾波器電路中，所希望的是該差分放大器具有一個(gè)單端輸出。在實(shí)施例中的差分放大器中，其非反向輸入端(in+)和反向輸出端(out-)連接，使得以從非反向輸出端(out-)輸出的非反向的電流相反的方向流動(dòng)的電流(Iout)可以從非反向輸入端(in+)被吸收。
下面描述偏置電路BIAS。
差分放大器中的偏置電路BIAS包括MOSFET MBO和MB1，串聯(lián)于供電電壓VDD和地電勢(shì)之間，MOSFET MB2和MB4也串聯(lián)于供電電壓VDD和地電勢(shì)之間。在地電勢(shì)側(cè)的MOSFET MB1構(gòu)成一個(gè)電流鏡象電路，其中，其柵極和漏極連接起來并將漏極電壓加到MOSFET MB1，MB2和MOSFET M5的柵極，向差分放大器級(jí)OTA提供電流供應(yīng)。
此外，偏置電路BIAS的MOSFET MB2被設(shè)置成為一個(gè)二極管連接電路，其中其柵極和漏極連接，將漏極電壓加到差分放大器級(jí)OTA的恒流型負(fù)載MOSFET M1和M2的柵極。差分放大器級(jí)OTA的Gm通過向偏置電路BIAS的MOSFETMBO的柵極加上Gm控制電壓Vc和通過根據(jù)電壓Vc的電平，向恒流MOSFET M1，M2和M5饋送一個(gè)偏置電流而被控制。
更具體地說，當(dāng)控制控制電壓Vc的Gm的電平上升時(shí)，MOSFETMBO的電流降低，以便降低電流鏡象連接的MOSFETMB1，MB4和MB5的柵極電壓，從而降低差分放大器級(jí)的偏置電流。另一方面，當(dāng)控制控制電壓Vc的Gm的電平下降時(shí)，MOSFETMBO的電流增加，以便增加電流鏡象連接的MOSFETMB1，MB4和MB5的柵極電壓，從而增加差分放大器級(jí)的偏置電流。
此外，該實(shí)施例的設(shè)置是這樣的，即使供電電壓VDD設(shè)置于低于1.5V，由前面所述的偏置電路BIAS產(chǎn)生一個(gè)響應(yīng)于0.91V-1.22V的輸入信號(hào)Vin的偏置電壓，加到恒流型負(fù)載MOSFETM1和M2的柵極，以防止輸入差分MOSFETM3和M4變?yōu)榉秋柡汀?br> 結(jié)果，在利用0.8um的模-數(shù)工藝模型參數(shù)的電路模型中，當(dāng)供電電壓為1.5V，輸入信號(hào)為1.05±-0.15V輸入頻率為10.5KHz時(shí)，因該實(shí)施例的電路系統(tǒng)引起的失真在初級(jí)濾波器(截止頻率fc＝30KHz)可以降低到0.12%。
在該實(shí)施例中的差分放大器中，如果MOSFETM1，M2和M5被假定為理想的電流源的話，失真為0.02%。從而降低了前述模型的失真(0.12%)，該失真是由按輸入/輸出信號(hào)的變化的MOSFET M1，M2和M5的漏極電壓的變化的事實(shí)造成的，并且電流因溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)而被改變。
在該實(shí)施例中，因溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)引起的漏極電壓的波動(dòng)被抑制，通過將前述MOSFETM1，M2和M5的溝道長(zhǎng)度設(shè)置為6um，來降低差分放大器的輸出失真。
圖3示出了差分放大器的失真和MOSFETM5的溝道長(zhǎng)度之間的關(guān)系。這里，圖3示出了通過將溝道長(zhǎng)度和寬度之比W/L設(shè)置為一個(gè)常數(shù)，使得相同幅度的電流可以流過MOSFETM5而得到的測(cè)量結(jié)果。
在現(xiàn)有技術(shù)中，MOSFET的溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)可以通過增加溝道長(zhǎng)度被降低。但是，我們發(fā)現(xiàn)，在差分放大器中，MOSFETM5的溝道長(zhǎng)度為6um時(shí)，輸出失真可以達(dá)到最小，溝道長(zhǎng)度再大時(shí)，失真變差。這是因?yàn)?，盡管溝道長(zhǎng)度增加會(huì)降低因溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)引起的信號(hào)誤差的幅度，但加到圖1中電路的節(jié)點(diǎn)N2的寄生電容Cs(M5的漏極電容)增大了因電流流過寄生電容Cs的電流誤差。通過上述描述，可以看出，對(duì)于圖1的差分放大器來說，使用具有較大B值(溝道導(dǎo)通率)N溝道型MOSFETM3，M4和M5是具有較大優(yōu)越性的。
圖4和圖5顯示了根據(jù)本發(fā)明的第二和第三實(shí)施例的Gm可控差分放大器和利用該放大器的OTA-C的濾波器。在圖4中示出了第二實(shí)施例，相同數(shù)字表示的元件代表相同的元件。
通過改進(jìn)圖1中所示的實(shí)施例的電路，使得恒流MOSFETM5的電流可以根據(jù)輸入信號(hào)的變化得到補(bǔ)償，可以進(jìn)一步降低差分放大器的失真。在圖1的電路中，當(dāng)輸入電壓降低時(shí)，節(jié)點(diǎn)N2的電勢(shì)相應(yīng)地降低，以減少M(fèi)OSFETM5的電流。當(dāng)輸入電壓升高時(shí)，節(jié)點(diǎn)N2的電勢(shì)相應(yīng)地升高，以增加MOSFETM5的電流。在圖4的電路中，偏置電路BIAS是這樣改進(jìn)的，使得MOSFETM5的柵極電壓上升或下降以補(bǔ)償前述MOSFETM5的電流增加或減少，使得電流可保持在一個(gè)恒定值。
更具體地說，對(duì)于差分放大器OTA的恒流MOSFETM5，以電流鏡象方式連接了一個(gè)MOSFETMB11，被設(shè)置于偏置電路BIAS中。為了根據(jù)控制電壓Vc，向MOSFET MB1饋入一個(gè)電流，以及對(duì)于MOSFETMB4，在供電電壓VDD和地電勢(shì)間串聯(lián)了一個(gè)電流鏡象MOSFETMB5，MB6和MB7。在供電電壓VDD和地電勢(shì)之間串聯(lián)的MOSFET MB2和MB4之間，連接了一個(gè)MOSFETMB3，接收其柵極處的輸入信號(hào)。對(duì)于MOSFETMB2，以電流鏡象方式連接了一個(gè)源極接于供電電壓VDD的MOSFETMB8。在MOSFETMB8的漏極和地電勢(shì)之間，相對(duì)于前述MOSFETMB6以電流鏡象方式連接了一個(gè)MOSFETMB9。MOSFETMB8的漏極，連接到MOSFETMB10的柵極，該MOSFETMB10與MOSFETMB11串聯(lián)。
在圖5中，顯示了第三實(shí)施例，由相同數(shù)字表示的元件與圖4的相同。
下面，描述與圖4的電路不同的部分。
在第三實(shí)施例中，與第二實(shí)施例不同，MOSFETMB5以電流鏡象的方式接于MOSFETMB12和MB15。在MOSFETMB12的漏極和地電勢(shì)之間，串聯(lián)了一個(gè)MOSFETMB13，其柵極接收MOSFETMB3的源極電壓，及一個(gè)二極管連接的MOSFETMB14。在MOSFETMB15漏極和地電勢(shì)之間，串聯(lián)了二極管連接的MOSFETMB16和MB17，與MOSFETMB5，MB6和MB7相反，它們構(gòu)成了一組MOSFETMB16和MB17。
對(duì)于MOSFETMB16，還以電流鏡象方式，連接了MOSFETMB18，MOSFETMB18和MB19串聯(lián)在供電電壓VDD和地電勢(shì)之間。MOSFETMB19以電流鏡象方式連接到MOSFETMB14。對(duì)于MOSFETMB18和MB19的節(jié)點(diǎn)，連接有MOSFETMB20的柵極。在MOSFETMB20的漏極和供電電壓VDD之間，連接有一個(gè)二極管連接的MOSFETMB21，MOSFETMB21以電流鏡象方式連接到差分放大器的恒流型負(fù)載MOSFETM1和M2。
參照?qǐng)D6，下面描述在恒流MOSFETM5一側(cè)由偏置電路進(jìn)行的電流補(bǔ)償?shù)墓ぷ髟怼?br> 在該實(shí)施例中，偏置電路配置有一個(gè)用于輸入信號(hào)Bin的監(jiān)視端MT，該端接于MOSFETMB3的柵極，通過恒流MOSFETMB4，一個(gè)恒定的電流渡過其中。結(jié)果，MOSFETMB3用作一個(gè)偽輸入MOSFET，其源極電壓象差分放大器的節(jié)點(diǎn)N2的電勢(shì)一樣(象恒流MOSFET M5的漏極電壓那樣)隨著輸入信號(hào)Bin變化。例如，當(dāng)輸入信號(hào)Bin上升時(shí)，MOSFETMB3的源極電壓上升，增加流經(jīng)連接到漏極側(cè)的MOSFETMB2的電流。因此，以電流鏡象方式連接到MOSFETMB2的MOSFETMB8的電流增加，增加了流經(jīng)MOSFET MB9的電流。
另一方面，由于始終通過MOSFET MB6向MOSFET MB9提供恒定的電壓，當(dāng)MOSFET MB8的電流增加時(shí)，柵極-源極電壓Vgs上升，增加了MOSFET MB10的柵極電壓。結(jié)果，流經(jīng)MOSFET MB10和連接MOSFET MB10的柵極的MOSFET MB11的電流減少，流經(jīng)以電流鏡象的方式連接到MOSFET MB11的MOSFET M5的電流也減少，使得傾向于隨因溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)引起的節(jié)點(diǎn)N2的電勢(shì)的上升而增加的流經(jīng)MOSFET M5的電流可以得到補(bǔ)償。相反，當(dāng)輸入信號(hào)Bin下降時(shí)，偏置電路增加因節(jié)點(diǎn)N2的電勢(shì)的影響而趨于減少的流經(jīng)MOSFET M5的電流。
圖5的實(shí)施例中的恒流型負(fù)載MOSFET M1和M2的補(bǔ)償電流大體與前述的例子相似，只是電勢(shì)關(guān)系相反。MOSFET MB12和MB15對(duì)應(yīng)于MOSFET MB4和MB7;MOSFET MB14和MB19對(duì)應(yīng)于MOSFET MB2和MB8;MOSFET MB18、MB20和MB21對(duì)應(yīng)于MOSFET MB9、MB10和MB11;MOSFET MB13對(duì)應(yīng)于MOSFET MB3。由MOSFET MB3的電壓Vth降低的低于輸入信號(hào)Bin的電勢(shì)被加到MOSFET MB13的柵極作為監(jiān)視電壓，以拓寬MOSFET MB13的工作范圍。
在圖5的偏置電路中，當(dāng)輸入信號(hào)Bin上升時(shí)，MOSFET MB13的柵極電壓升高，降低了流經(jīng)連接到MOSFET MB13的漏極一側(cè)的MOSFET MB14的電流。結(jié)果，流經(jīng)以電流鏡象方式與MOSFET MB14連接的MOSFET MB19的電流減小，減少了流經(jīng)MOSFET MB18的電流。
隨著流經(jīng)MOSFET MB19的電流的減少，MOSFET MB18的柵極-源極電壓Vgs下降，但是MOSFET MB20的柵極電壓上升。從而，流經(jīng)MOSFET MB20和連接到MOSFET MB20的漏極一側(cè)MOSFET MB21的電流增加，從而增加以電流鏡象方式連接到MOSFET MB21的MOSFET M1和MOSFET M2的電流，于是，因輸出電壓out-和out+的上升，由溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)而使得趨于減少的流經(jīng)MOSFET M1和M2的電流可以得到補(bǔ)償。相反，當(dāng)輸入信號(hào)Bin下降時(shí)，偏置電路減少流經(jīng)MOSFET M1和MOSFET M2的電流，隨著輸出電壓out+和out-下降，該電流趨于增加。
在偏置電路中，MOSFET MB4的漏極電壓如同在恒流MOSFET M5的漏極處發(fā)生波動(dòng)，該電流波動(dòng)通過利用電流鏡象電路從MOSFET MB2傳到MOSFET MB8。同時(shí)，MOSFET MB9由一個(gè)恒定電壓偏置。結(jié)果，在MOSFET MB9的源極處電勢(shì)，即，在MOSFET MB10的柵極處的電勢(shì)由因MOSFET MB4的漏極波動(dòng)引起的電流波動(dòng)而產(chǎn)生反向波動(dòng)，并通過MOSFET MB11被送到恒流MOSFET M5的柵極。
結(jié)果，恒流MOSFET M5電流的波動(dòng)由偏置電路減少到0.2%。初級(jí)濾波器加有如圖5所示的恒流型負(fù)載MOSFET M1和M2的電流的差分放大器，其中的失真也可以改善為0.024%。
圖7示出了適合于在OTA-C濾波器中使用的Gm可控差分放大器的另一個(gè)實(shí)施例。圖7的差分放大器被改進(jìn)，使得差分放大器具有出色的Gm線性，稱為所謂的交叉耦合型，適合用于OTA-C濾波器。
交叉耦合型差分放大器是源極共同接在一起的兩對(duì)MOSFET Q1和MOSFET Q2及Q3和Q4的漏極共同相互交叉連接，恒流源I0被連接到公共漏極，直流電平相差VB的信號(hào)被送到MOSFET Q1，和Q3，Q2，Q4的柵極。因此，這種類型的差分放大器的特征是其跨導(dǎo)Gm不依賴于電流IC0。結(jié)果，如果構(gòu)成連接到公共源極的恒流IC0的MOSFET的W/L(柵極寬度和柵極長(zhǎng)度之比)預(yù)先被設(shè)置為一個(gè)較大的值，這樣即使因高頻輸入而使輸出電流Iout增加也不會(huì)產(chǎn)生失真。
但是，在交叉耦合型差分放大器中，MOSFET Q1，Q2，和Q3，Q4的柵極電壓隨產(chǎn)生VB的MOSFET的門限電壓的波動(dòng)而波動(dòng)，從而，所有的MOSFET飽和工作的輸入幅度減少。所以，交叉耦合型差分放大器不適合用于低電壓濾波器。
在圖7中的交叉耦合型差分放大器中，在差分MOSFET Q1，Q2，和Q3，Q4之前，提供有電平改變MOSFET二極管連接的MOSFET Q5，Q6，Q7和Q8。輸入信號(hào)由源極跟隨型MOSFET Q11和Q12升高，然后，相同特性的MOSFET降低，并輸入到差分MOSFET Q1，Q2，和Q3，Q4。
柵極加有輸入信號(hào)Bin+(或Bin-)的MOSFET Q11(Q12)的源極電壓被輸入到二極管連接的MOSFET Q5和Q6(Q7和Q8)的源極，其輸出被從其柵極抽出并被輸入到差分MOSFET Q1和Q2(Q3和Q4)的柵極。在該實(shí)施例的電路中，MOSFET Q5和Q6的降低的電平差和MOSFET Q7和Q8的降低的電平差都被設(shè)定為前述的電壓VB。
恒流源分別被連接到輸入MOSFET Q11和Q12和二極管連接的MOSFET Q5，Q6，Q7和Q8，其中的MOSFET Q5和Q7，以及Q11和Q12被連接到恒流源I1，用于提供一個(gè)相等的電流，而MOSFET Q6和Q8被連接到可變恒流源IC。在該實(shí)施例的差分放大器中，通過調(diào)整可變恒流源IC的電流，輸入電勢(shì)差VB可被控制，以便改變跨導(dǎo)Gm。
在該實(shí)施例中，MOSFET Q5和Q6(或Q7和Q8)為源極輸入型并具有較低的阻抗。因此，電流在MOSFET Q11(Q12)，及Q5，Q6(Q7，Q8)之間相互流動(dòng)，使得所希望的電流將不必須地流動(dòng)。在該實(shí)施例中，通過向MOSFET Q11(Q12)，及Q5，Q6(Q7，Q8)的相應(yīng)的源極和漏極提供恒流源，流經(jīng)各個(gè)MOSFET可以得到保證。
在圖7的實(shí)施例中，通過利用圖4中所示的電流補(bǔ)償型偏置電路作為可變恒流源IC或恒流源I0，I1和IC0的偏置電路，可以進(jìn)一步降低失真。在該實(shí)施例中，差分MOSFET Q1，Q2，和Q3，Q4為N溝道型，輸入MOSFET Q11和Q12及電平改變MOSFET Q5，Q6，Q7，Q8為P溝道型。但是，它們也可以由相反導(dǎo)電型MOSFET構(gòu)成。
前述的恒流源I1和I0及可變恒流源IC可以是單一MOSFET。
圖8顯示了產(chǎn)生恒流源I1和I0和可變恒流源IC的相應(yīng)柵極偏置電壓的偏置電路的例子，其中，它們都由單一MOSFET構(gòu)成。
此外，連接到MOSFET Q5，Q11(Q7，Q12)的源極的恒流源可以作成互相共用。同樣，連接到MOSFET Q5，Q11(Q7，Q12)的漏極的恒流源可以作成互相共用。
在圖8中，標(biāo)號(hào)BIAS2代表為電流源I1和I0產(chǎn)生偏置電壓Vc1和Vc1’的偏置電路，標(biāo)號(hào)BIAS1代表為可變恒流源IC產(chǎn)生Vc2和Vc2’的偏置電路。這些偏置電路具有與圖5中的偏置電路BIAS相同的結(jié)構(gòu)，因溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)引起的電流的變化可以得到補(bǔ)償。在圖8中，與圖5中的元件具有相同功能的元件用相同的標(biāo)號(hào)表示，并且略去了其描述。
對(duì)跨導(dǎo)Gm的控制是通過調(diào)整加到偏置電路BIAS的控制端的電壓來完成的。在偏置電路BIAS2的控制端加有一個(gè)恒壓Vg，使得偏置電路BIAS2只進(jìn)行因溝道長(zhǎng)度調(diào)制而引起的電流變化的補(bǔ)償。
下面描述一個(gè)實(shí)施例，其中用于自動(dòng)調(diào)整放大器的跨導(dǎo)Gm的隨溫度及生產(chǎn)變化到所希望值的控制電壓Vc可被自動(dòng)產(chǎn)生。
如圖9所示，其中顯示了在信號(hào)處理系統(tǒng)中用作初級(jí)的OTA-C濾波器(稱為主濾波器)10，一個(gè)監(jiān)視濾波器(以下稱為副濾波器)20，用于監(jiān)視一個(gè)具有所需頻率的基準(zhǔn)信號(hào)Vi，一個(gè)相位差檢測(cè)/調(diào)整電路30用于檢測(cè)副濾波器20的輸出Vo和基準(zhǔn)信號(hào)Vi之間的相位差，以產(chǎn)生一個(gè)反饋信號(hào)。利用反饋，該調(diào)整電路30產(chǎn)生一個(gè)用于調(diào)整副濾波器20的截止頻率fc的反饋信號(hào)，將截止頻率調(diào)整到一個(gè)所需的值，使得相位差變成所需的值(45度)。該反饋信號(hào)被作為主濾波器10的Gm控制的控制電壓Vc送到主濾波器10。
在該實(shí)施例中，副濾波器20包括一個(gè)與構(gòu)成主濾波器10的OTA(Gm可控放大器)的結(jié)構(gòu)相同的OTA。由于半導(dǎo)體集成電路的跨導(dǎo)Gm的生產(chǎn)變化，溫度特性和電容量等特征在同一半導(dǎo)體芯片中基本相同，主濾波器10的截止頻率可以被均衡到所需的頻率，即，副濾波器20的截止頻率。
圖10示出了包括副濾波器20和相位差檢測(cè)/調(diào)整電路30的控制電壓發(fā)生器的一個(gè)具體的電路的例子。
該實(shí)施例的控制電壓發(fā)生器利用了這樣的事實(shí)，即，初級(jí)低通濾波器的相位延遲在增益為-3dB(參見圖7)時(shí)的頻率限定的截止頻率fc相差45度。即，控制電壓發(fā)生器產(chǎn)生一個(gè)反饋信號(hào)(Vc)，通過向包括OTA21和電容器22的副濾波器20輸入一個(gè)具有所需頻率的基準(zhǔn)信號(hào)，及通過相位差檢測(cè)/調(diào)整電路30檢測(cè)副濾波器20的輸出Vo和基準(zhǔn)電壓Vi之間的相位差，使得相位差變?yōu)?5度。
在該實(shí)施例中，相位差檢測(cè)/調(diào)整電路30包括比較器31和32，用于將副濾波器20的輸出Vo和基準(zhǔn)信號(hào)Vi轉(zhuǎn)換成矩形波(脈沖)，一個(gè)用于接收這些輸出脈沖單一的或(or)門33產(chǎn)生一個(gè)具有與輸出脈沖的相位差對(duì)應(yīng)的占空比的脈沖Vd，一個(gè)積分器(OTA34和電容器35)，用于對(duì)輸出脈沖Vd和一個(gè)具有占空比為25%的脈沖信號(hào)Vr之間的差進(jìn)行積分。
在該實(shí)施例的控制電壓發(fā)生器中，如果副濾波器20的截止頻率fc等于基準(zhǔn)信號(hào)Vi的頻率fi(即，fc＝fi)，副濾波器20的輸出Vo的相位，如前所述，將延遲45度。因此，或(EOR)門33的輸出Vd具有一個(gè)頻率是輸入基準(zhǔn)信號(hào)Vi的頻率兩倍占空比為輸入基準(zhǔn)信號(hào)Vi的25%或1/4的波形，如圖11(a)。
當(dāng)構(gòu)成副濾波器20的OTA 21不具有所需的Gm值時(shí)，截止頻率fc不能與基準(zhǔn)信號(hào)Vi的頻率fi一致，使得EOR門的輸出脈沖Vd的占空比有一個(gè)25%的差。由于Vd和具有占空比為25%的理想脈沖信號(hào)Vr之間的差被積分器積分，相位延遲很小，如圖11(b)所示，如果fc＞fi，脈沖Vd的占空比減小，增加了積分值，即，輸出電壓(控制電壓)。
如果fc＜fi，相位延遲變大，如圖11(C)所示，脈沖Vd的占空比增加，減小了積分值，即，輸出電壓。構(gòu)成副濾波器20的OTA 21的跨導(dǎo)Gm由該輸出電壓(控制電壓Vc)調(diào)整。負(fù)反饋是這樣加上的，當(dāng)控制電壓Vc下降時(shí)，副濾波器20的截止頻率fc升高，而當(dāng)控制電壓Vc升高時(shí)，則降低。結(jié)果，以一種穩(wěn)定的狀態(tài)，保持一種自動(dòng)調(diào)整fc＝fi。由于控制電壓Vc也送到主濾波器10，主濾波器10的截止頻率fc也被控制到基準(zhǔn)信號(hào)Vi的頻率fi。此外，在自動(dòng)調(diào)整之后，通過改變理想脈沖信號(hào)Vr的占空比，截止頻率可以任意被設(shè)定。
在該實(shí)施例的控制電壓發(fā)生器中，為了穩(wěn)定輸出電壓Vc，使積分器的時(shí)間常數(shù)大于副濾波器20的時(shí)間常數(shù)是必要的。但是，對(duì)于較小時(shí)間常數(shù)的積分器，可以取得對(duì)穩(wěn)定狀態(tài)的較快的收斂。在該實(shí)施例中，OTA 34的跨導(dǎo)Gm，通過控制構(gòu)成積分器的OTA 34的控制電壓Vc2，在降低積分器的時(shí)間常數(shù)的轉(zhuǎn)變過程中可被增加，在升高積分器的常數(shù)時(shí)，則被減小。
在多信號(hào)處理系統(tǒng)，即在單片半導(dǎo)體中提供有兩個(gè)或多個(gè)主濾波器的系統(tǒng)中，該實(shí)施例中的一個(gè)控制電壓發(fā)生器可以由其中的兩個(gè)主濾波器共用，從而從一個(gè)控制電壓發(fā)生器中向每個(gè)主濾波器提供控制電壓Vc。
由于在環(huán)路中只有一個(gè)積分器，該實(shí)施例的控制電壓發(fā)生器具有系統(tǒng)工作穩(wěn)定的優(yōu)點(diǎn)。該發(fā)生器的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是積分值恒定，如圖11(d)所示，即使OTA 21和34以及比較器31和32偏移，也不會(huì)影響準(zhǔn)確性。
圖12顯示了根據(jù)本發(fā)明的OTA-C濾波器的另一個(gè)實(shí)施例。圖12顯示的OTA-C濾波器是在單片半導(dǎo)體基片上形成的。
圖12的濾波器電路是本發(fā)明在三級(jí)Butterworth低通濾波器中的應(yīng)用。在圖12中，OTA1，OTA2和OTA3中的每個(gè)都是與圖5中所示的差分放大極OTA具有相同電路結(jié)構(gòu)的Gm可控差分放大器。在每個(gè)OTA中，用于恒流MOSFET M5的偏置電壓VGN和用于MOSFET M1，M2的偏置電壓VGP由公共電流補(bǔ)償型偏置電路BIAS提供。差分放大極OTA1和OTA2的反向輸出端被連接到具有低阻抗的輸入端Vin，差分放大極OTA3的反向輸出端被連接到差分放大極OTA3的具有低阻抗的輸入端。
圖12的濾波器電路是在OTA-C濾波器的基礎(chǔ)上的進(jìn)一步的改進(jìn)，其中在圖14中所示的SALLEN-KEY型低通濾波器中的電阻R1，R2和R3被OTA所取代(Gm可控差分放大器)。
換句話說，在圖14中所示的SALLEN-KEY型低通濾波器中的電阻R1，R2和R3被OTA所取代即可得到圖15所示的電路。這里，電阻R2由兩個(gè)OTA替代的原因在于需要一個(gè)放大器OTA2用于對(duì)電容器C1充電/放電，一個(gè)放大器OTA4用于對(duì)電容器C2充電/放電，因?yàn)橛袃煞N情況，一是通過電阻R2，流過用于對(duì)電容C1充電的電流I1，二是通過電阻R2，流過用于對(duì)電容C2充電的電流I2。已經(jīng)發(fā)現(xiàn)即使省去圖15中的放大器OTA，通過選擇圖14中的電路的電容器C1，C2和C3的恰當(dāng)?shù)谋戎?在三級(jí)Butterworth的情況下，C1＝C2＝C3)也可取得相同的傳送功能。因此，我們作出了與圖12所示的實(shí)施例相同的改進(jìn)的OTA-C濾波器。
這種OTA-C濾波器利用了一個(gè)完整的差分型放大器。在這個(gè)例子中，一個(gè)高電壓被加于反向輸入端和非反向輸入端之間，OTA的電壓/電流轉(zhuǎn)換的線性特征代表濾波器的線性，所以O(shè)TA必須具有極高的線性特性。在該實(shí)施例的OTA-C濾波器中，相反只使用了單端輸出放大器，該OTA-C濾波器的優(yōu)點(diǎn)是OTA無需極高的線性特性。
圖12的OTA-C濾波器具有一個(gè)這樣的結(jié)構(gòu)，即放大器OTA1，OTA2和OTA3分別加有來自公共電流補(bǔ)償型偏置電路BIAS的偏置電壓VGN和VGP，但是加到放大器OTA3的輸入電壓的電平與加到放大器OTA1和OTA2的輸入電壓的電平不同。如圖13所示，提供了差分電流補(bǔ)償型偏置電路BIAS1和BIAS2，用于提供偏置電壓VGN和VGP，根據(jù)相應(yīng)的輸入電壓，電流得到補(bǔ)償，使得失真得到進(jìn)一步的減小。在該例子中，偏置電路BIAS2被提供到偏置電路BIAS的輸入端。此外，圖12和13中的偏置電路BIAS，BIAS1和BIAS2具有與圖5中的偏置電路BIAS相同的結(jié)構(gòu)。
圖16顯示了一個(gè)無線電通信系統(tǒng)，作為圖14所示的本發(fā)明的濾波器電路(低通濾波器)的一個(gè)應(yīng)用實(shí)例。
在圖16中，標(biāo)號(hào)50代表連接到麥克風(fēng)MP和喇叭SPK的聲音編譯碼器，用于將音頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成電信號(hào)及將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào);標(biāo)號(hào)60代表一個(gè)信道編譯碼器電路，用于執(zhí)行定時(shí)共享處理，用于產(chǎn)生和檢測(cè)糾錯(cuò)碼以及用于形成和分析一個(gè)發(fā)送/接收楨;標(biāo)號(hào)70代表一個(gè)調(diào)整解調(diào)器(調(diào)整/解調(diào)電路)用于對(duì)一個(gè)傳送/接收信號(hào)進(jìn)行調(diào)整/解調(diào)。
聲音編譯碼器50包括低通濾波器51和52，一個(gè)A/D轉(zhuǎn)換器53，一個(gè)D/A轉(zhuǎn)換器54，一個(gè)編碼器55，用于壓縮輸入的音頻信號(hào)，一個(gè)解碼器56，用于擴(kuò)展音頻輸出。此外，調(diào)整解調(diào)器70包括一個(gè)低通濾波器71和72，一個(gè)D/A轉(zhuǎn)換器73，一個(gè)A/D轉(zhuǎn)換器74，一個(gè)調(diào)制器75和解調(diào)器76。聲音編譯碼器50，信道編譯碼器60和調(diào)整解調(diào)器70被形成于一個(gè)半導(dǎo)體芯片上，并集成到一個(gè)半導(dǎo)體集成電路中，盡管并不特別限于此。
在圖16中，標(biāo)號(hào)80代表一個(gè)包括用于發(fā)送的功率放大器的高頻單元，一個(gè)用于產(chǎn)生載波的合成器，一個(gè)加法器，用于將載波信號(hào)與發(fā)送/接收信號(hào)結(jié)合，標(biāo)號(hào)81代表一個(gè)發(fā)送/接收天線。
在該實(shí)施例中，由于使用了低通濾波器51和52，及71和72，圖12和13中所示的濾波器電路，聲音編譯碼器50和調(diào)制解調(diào)器70具有內(nèi)部的Gm控制電路，該電路包括Vc發(fā)生器，如圖10所示，用于產(chǎn)生控制電壓Vc，控制構(gòu)成體統(tǒng)濾波器51和52，71和72的OTA(Gm可控差分放大器)的跨導(dǎo)Gm。
此外，聲音編譯碼器50的Gm控制電路對(duì)于低通濾波器51和52共享，調(diào)整解調(diào)器70中的Gm控制電路對(duì)低通濾波器70和71共享。由于在同一半導(dǎo)體芯片上的容性元件和電阻元件的比可以被設(shè)置的相對(duì)地準(zhǔn)確，OTA的跨導(dǎo)和濾波器的截止頻率可以準(zhǔn)確地控制為恒定，即使Gm控制電路被提供為由單片上的多個(gè)濾波器電路共享。此外，通過利用Gm控制電路的共享，可以抑制占用區(qū)域的增加。
在該實(shí)施例中，如上所述，在OTA-C濾波器中所利用的Gm可控放大器具有這樣的結(jié)構(gòu)，來自偏置電路的恒定的電壓被加到連接到基本差分放大器的輸入差分MOSEFT的漏極的負(fù)載差分MOSEFT的柵極，使負(fù)載MOSEFT作為一個(gè)恒流源工作，而該電路的反向輸出端被連接到輸入端。結(jié)果，輸入差分MOSEFT的負(fù)載MOSEFT被作為一個(gè)恒流源，使輸入差分MOSEFT的漏極電壓變?yōu)榕c負(fù)載MOSEFT的門限電壓無關(guān)。即使供電電壓被設(shè)定為1.5V之低，當(dāng)輸入信號(hào)上升時(shí)，也可防止輸入差分MOSEFT的非飽和，提供一個(gè)低電壓放大器。此外，由于反向輸出端被耦合到輸入端，從反向輸出端輸出的與來自非反向輸出端的電流相反的電流可從非反向輸入端吸收，產(chǎn)生一個(gè)可以很容易的保持電路平衡的效果。
另外，基本差分放大器具有一個(gè)電流補(bǔ)償型偏置發(fā)生器，根據(jù)檢測(cè)到的輸入電壓的電平產(chǎn)生一個(gè)偏置電壓，并將該偏置電壓加到基本放大器的恒流MOSEFT的柵極，補(bǔ)償因溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)引起的電流的波動(dòng)。結(jié)果，差分放大器的偏置電流變?yōu)楹愣ㄊ沟每鐚?dǎo)穩(wěn)定，及輸出失真可以減小。
在說明書中所述的OTA可以視為一個(gè)用于將輸入差分電壓轉(zhuǎn)換成電流的電路?？傊?，OTA可以作為一個(gè)差分-電壓/電流轉(zhuǎn)換器。
盡管我們的發(fā)明已經(jīng)通過結(jié)合實(shí)施例進(jìn)行了詳細(xì)的描述，但并不限于此，并且，在不脫離本發(fā)明的精神的情況下可以以各種方式作出各種改進(jìn)。盡管在前面敘述了初級(jí)低通濾波器和三級(jí)低通濾波器，本發(fā)明也可應(yīng)用于二級(jí)低通濾波器及四級(jí)或更高級(jí)別的低通濾波器。此外，本發(fā)明可用于帶通濾波器或高通濾波器。
下面簡(jiǎn)要描述通過本發(fā)明的實(shí)例得到的效果。
通過本發(fā)明，可以得到一種工作于低電壓，具有低功耗，及低失真和較小頻率偏移的濾波器電路。
例如，通過改變圖2中所示的電容型元件C的值，改變圖1中的OTA的MOSEFT M1到M5的規(guī)格，或同時(shí)改變二者，OTA-C濾波器的特性可以相對(duì)較大地得到改變。通過改變控制電壓Vc，特性可被精確地調(diào)整。為了考慮設(shè)計(jì)時(shí)方便，最好改變電容元件C。通過調(diào)整控制電壓Vc，因生產(chǎn)差異引起的特性的變化可以很自然地得到調(diào)整。
權(quán)利要求
1.一種模擬濾波器電路，包括一個(gè)電壓/電流轉(zhuǎn)換電路，該電壓/電流轉(zhuǎn)換電路包括一個(gè)具有源極，漏極和柵極的第一差分MOSEFT；一個(gè)第二差分MOSEFT，具有一個(gè)接于所述第一差分MOSEFT的源極的源極，及一個(gè)漏極和一個(gè)柵極；一個(gè)接于所述第一差分MOSEFT的源極的電流源；一個(gè)接于提供預(yù)定電壓的電源和所述第一差分MOSEFT的漏極之間的第一電流電路；以及，一個(gè)接于所述電源和所述第二差分MOSEFT的漏極之間的第二電流電路；一個(gè)接于所述電壓/電流轉(zhuǎn)換電路的輸出的電容電路；一個(gè)接于所述電壓/電流轉(zhuǎn)換電路的第一電流電路和第二電流電路的控制電路，用于確定第一和第二電流電路的電流值。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的模擬濾波器電路，其中，所述的第一電流電路是一個(gè)第三MOSEFT，該MOSEFT具有一個(gè)連接于所述電源和所述第一MOSEFT的漏極之間的源極-漏極路徑，和一個(gè)柵極，所述的第二電流電路是一個(gè)第四MOSEFT，具有一個(gè)接于所述電源和所述第二MOSEFT的漏極之間的源極-漏極路徑，和一個(gè)柵極，以及所述的控制電路是一個(gè)偏置電路，用于根據(jù)控制信號(hào)改變加于所述的第三和第四MOSEFT的柵極的偏置電壓。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的模擬濾波器電路，其中所述的電流源是一個(gè)第五MOSEFT，該MOSEFT具有一個(gè)接于所述第一MOSEFT的源極和一個(gè)預(yù)定供電端之間的源極-漏極路徑，和一個(gè)柵極，以及所述的控制電路包括一個(gè)偏置電路，用于根據(jù)控制信號(hào)改變加于所述的第五MOSEFT的柵極的偏置電壓。
4.根據(jù)權(quán)利要求2所述的模擬濾波器電路，其中，所述的控制信號(hào)包括一個(gè)對(duì)應(yīng)于一個(gè)送到所述第一MOSEFT的柵極的輸入信號(hào)的信號(hào)，所述的偏置電路包括一個(gè)補(bǔ)償電路，用于向所述第一和第二MOSEFT的柵極饋入一個(gè)偏置電壓，利用第一和第二MOSEFT的漏極電壓因所述輸入信號(hào)的變化而產(chǎn)生的變化去補(bǔ)償所述的第一和第二MOSEFT的源極-漏極電流的變化。
5.一種根據(jù)權(quán)利要求3所述的模擬濾波器電路，其中所述的控制信號(hào)包括一個(gè)對(duì)應(yīng)于一個(gè)送到所述第一MOSEFT的柵極的輸入信號(hào)的信號(hào)，所述的偏置電路包括一個(gè)第一補(bǔ)償電路，用于向所述第一和第二MOSEFT的柵極饋入一個(gè)偏置電壓，利用第一和第二MOSEFT的漏極電壓因所述輸入信號(hào)的變化而產(chǎn)生的變化去補(bǔ)償所述的第一和第二MOSEFT的源極-漏極電流的變化，以及一個(gè)第二補(bǔ)償電路，用于向所述第五MOSEFT的柵極饋入一個(gè)偏置電壓，利用第五MOSEFT的漏極電壓因所述輸入信號(hào)的變化而產(chǎn)生的變化去補(bǔ)償所述的第五MOSEFT的源極-漏極電流的變化。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的模擬濾波器電路，其中所述的電流電路是一個(gè)第六MOSEFT，具有一個(gè)接于所述電源和所述第一MOSEFT的源極之間的源極-漏極路徑，和一個(gè)柵極，以及所述的控制電路是一個(gè)偏置電路，用于根據(jù)控制信號(hào)改變加于所述的第第六MOSEFT的柵極的偏置電壓。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的模擬濾波器電路，其中所述的電壓/電流轉(zhuǎn)換電路包括一個(gè)第一輸出節(jié)點(diǎn)，用于接收來自所述第一MOSEFT的漏極的輸出信號(hào);一個(gè)第二輸出節(jié)點(diǎn)，用于接收來自所述第二MOSEFT的漏極的輸出信號(hào);一個(gè)第一輸入節(jié)點(diǎn)，用于接收送到所述的第一MOSEFT的柵極的信號(hào);一個(gè)第二輸入節(jié)點(diǎn)，用于接收送到所述的第二MOSEFT的柵極的信號(hào);其中，所述的電容電路連接于所述的第一輸出節(jié)點(diǎn)，所述的第二輸入節(jié)點(diǎn)連接于所述的第二輸出節(jié)點(diǎn)。
8.根據(jù)權(quán)利要求5所述的模擬濾波器電路，其中所述的電壓/電流轉(zhuǎn)換電路包括一個(gè)第一輸出節(jié)點(diǎn)，用于接收來自所述第一MOSEFT的漏極的輸出信號(hào);一個(gè)第二輸出節(jié)點(diǎn)，用于接收來自所述第二MOSEFT的漏極的輸出信號(hào);一個(gè)第一輸入節(jié)點(diǎn)，用于接收送到所述的第一MOSEFT的柵極的信號(hào);一個(gè)第二輸入節(jié)點(diǎn)，用于接收送到所述的第二MOSEFT的柵極的信號(hào);其中，所述的電容電路連接于所述的第一輸出節(jié)點(diǎn)，所述的第二輸入節(jié)點(diǎn)連接于所述的第二輸出節(jié)點(diǎn)。
9.一種形成在一個(gè)半導(dǎo)體基片上的模擬濾波器電路，包括多個(gè)電壓/電流轉(zhuǎn)換電路多個(gè)接于所述的多個(gè)電壓/電流轉(zhuǎn)換電路的各自輸出電容電路;一個(gè)由所述多個(gè)電壓/電流轉(zhuǎn)換電路共用的控制電路，一個(gè)每個(gè)所述電壓/電流轉(zhuǎn)換電路包括;一個(gè)第一差分MOSEFT，具有一個(gè)源極，一個(gè)漏極和一個(gè)柵極;一個(gè)第二差分MOSEFT具有一個(gè)接于所述的第一差分MOSEFT的源極的源極，一個(gè)漏極和一個(gè)柵極;一個(gè)連接到所述的第一差分MOSEFT的源極的電流源;一個(gè)連接于提供預(yù)定電壓的供電端和所述第一差分MOSEFT的漏極之間的第一電流電路;一個(gè)連接于提供預(yù)定電壓的供電端和所述第二差分MOSEFT的漏極之間的第二電流電路;其中所述的控制電路接于每個(gè)所述的電壓/電流轉(zhuǎn)換電路的第一和第二電流電路，以確定第一和第二電流電路的電流值。
10.根據(jù)權(quán)利要求9的模擬濾波器電路，所述的第一電流電路是一個(gè)第三MOSEFT，具有一個(gè)接于所述的供電端和所述第一MOSEFT的漏極之間的源極-漏極路徑，和一個(gè)柵極，所述的第二電流電路是一個(gè)第四MOSEFT，具有一個(gè)接于所述的供電端和所述第二MOSEFT的漏極之間的源極-漏極路徑，和一個(gè)柵極，所述控制電路是一個(gè)偏置電路，用于根據(jù)一個(gè)控制信號(hào)改變送到所述的第三和第四MOSEFT的柵極的偏置電壓。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的模擬濾波器電路，其中所述的電流源是一個(gè)第五MOSEFT，具有一個(gè)接于所述第一MOSEFT的源極和預(yù)定的供電端之間的源極-漏極路徑，和一個(gè)柵極，所述控制電路包括一個(gè)偏置電路，用于根據(jù)所述控制信號(hào)改變送到所述的第五MOSEFT的柵極的偏置電壓。
12.一種形成于一個(gè)半導(dǎo)體基片上的模擬濾波器電路，包括一個(gè)電壓/電流轉(zhuǎn)換電路和一個(gè)連接到所述的電壓/電流轉(zhuǎn)換電路的電容元件，其中所述的電壓/電流轉(zhuǎn)換電路包括第一，第二，第三和第四差分MOSEFT，其源極公共地連接到一起;一個(gè)接到所述第一和第三差分MOSEFT的漏極的第一電流源;一個(gè)接到所述第二和第四差分MOSEFT的第二電流源;一個(gè)接到所述第一和第二差分MOSEFT的柵極的第一電平改變電路;一個(gè)接到所述第三和第四差分MOSEFT的第二電平改變電路;一個(gè)第一電平提升電路，用于對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行提升，并將該提升的信號(hào)送到所述第一電平改變電路;一個(gè)第二電平提升電路，用于對(duì)接收到的輸入信號(hào)進(jìn)行提升，并將該提升的信號(hào)送到所述第二電平改變電路。
13.根據(jù)權(quán)利要求12所述的模擬濾波器電路電路，其中所述第一電平提升電路包括一個(gè)用于源極跟隨的第五MOSEFT，它接收所述的輸入信號(hào);所述第二電平提升電路包括一個(gè)用于源極跟隨的第六MOSEFT，它接收所述的輸入信號(hào)所述的第一電平改變電路包括與第五MOSEFT具有相同特性的第七和第八MOSEFT，所述第七M(jìn)OSEFT為二極管連接并將所述第一電平提升電路的輸出送到所述第一差分MOSEFT，所述第八MOSEFT為二極管連接并將所述第一電平提升電路的輸出送到所述第二差分MOSEFT，以及所述第二電平改變電路包括與第六MOSEFT具有相同特性的第九和第十MOSEFT，所述第九MOSEFT為二極管連接并將所述第二電平提升電路的輸出送到所述第三差分MOSEFT，所述第十MOSEFT為二極管連接并將所述第二電平提升電路的輸出送到所述第四差分MOSEFT。
14.根據(jù)權(quán)利要求13所述的模擬濾波器電路，其中所述的第一電平改變電路還包括一個(gè)連接到所述第七和第八MOSEFT的可變電流源，所述第二電平改變電路還包括一個(gè)連接到所述第九和第十MOSEFT的可變電流源。
15.根據(jù)權(quán)利要求12所述的模擬濾波器電路，其中所述的模擬濾波器電路是設(shè)置在一個(gè)音頻編譯碼器或調(diào)制解調(diào)器中的濾波器電路。
16.一種形成于一個(gè)單一半導(dǎo)體基片上的包括一個(gè)濾波器電路的半導(dǎo)體集成電路，包括具有一個(gè)控制端，一個(gè)輸入端和一個(gè)輸出端，并具有加到所述控制端的電壓改變的特性的第一濾波器電路;一個(gè)相位檢測(cè)器，接收從所述第一濾波器電路輸出的基準(zhǔn)輸出信號(hào)及一個(gè)具有預(yù)定頻率的基準(zhǔn)信號(hào)，當(dāng)所述的基準(zhǔn)信號(hào)被送到所述第一濾波器電路的輸入端時(shí)，并且輸出一個(gè)對(duì)應(yīng)于所述基準(zhǔn)輸出信號(hào)和所述基準(zhǔn)信號(hào)之間的相位差的控制信號(hào);具有一個(gè)控制端，一個(gè)輸入端和一個(gè)輸出端，并具有加到所述控制端的電壓改變的特性的第二濾波器電路;其中所述的控制信號(hào)被送到所述第一和第二濾波器電路的控制端，使得所述第二濾波器電路作為所述濾波器使用。
17.根據(jù)權(quán)利要求16所述的半導(dǎo)體集成電路，其中所述每個(gè)第一和第二濾波器電路包括一個(gè)導(dǎo)通性根據(jù)加到所述控制端的電壓改變的電壓/電流轉(zhuǎn)換電路，并且將送到所述輸入端的信號(hào)電壓按照所述導(dǎo)通值轉(zhuǎn)換成電流，以及一個(gè)連接到所述電壓/電流轉(zhuǎn)換電路的電容元件。
18.根據(jù)權(quán)利要求17所述的半導(dǎo)體集成電路，其中所述的電壓/電流轉(zhuǎn)換電路包括一對(duì)差分MOSEFT，和一個(gè)接到所述差分MOSEFT的漏極并且其值隨所述控制端電壓改變的電流源。
19.根據(jù)權(quán)利要求16所述的半導(dǎo)體集成電路，其中所述的半導(dǎo)體集成電路器件是一個(gè)音頻編譯碼器或調(diào)制解調(diào)器。
20.根據(jù)權(quán)利要求1所述的模擬濾波器電路，其中所述模擬濾波器電路為設(shè)置在一個(gè)音頻編譯碼器或調(diào)制解調(diào)器中的濾波器電路。
全文摘要
一個(gè)OTA-C濾波器中使用的Gm可控放大器，其中來自一個(gè)偏置電路的恒定電壓被加到接于一個(gè)差分MOSEFT的輸入差分MOSEFT的負(fù)載MOSEFT的漏極的柵極，允許負(fù)載MOSEFT作為一個(gè)恒流源工作并且其反向輸出端接于輸入端。輸入差分MOSEFT的負(fù)載MOSEFT作為恒流源工作，使輸入差分MOSEFT的漏極電壓與負(fù)載MOSEFT的門限電壓無關(guān)。即使供電電壓被設(shè)為低于1.5V，當(dāng)輸入信號(hào)上升時(shí)，也可防止輸入差分MOSEFT非飽和，保持電路的平衡。
文檔編號(hào)H03H11/04GK1108445SQ9510115
公開日1995年9月13日 申請(qǐng)日期1995年1月10日 優(yōu)先權(quán)日1994年1月12日
發(fā)明者丹場(chǎng)裕子 申請(qǐng)人:株式會(huì)社日立制作所