尖峰域電路及建模方法
【專利摘要】一種響應(yīng)于模擬輸入信號和/或尖峰域輸入信號的尖峰域電路。該尖峰域電路具有：滯后量化器，其用于生成尖峰域輸出信號z(t)；1位數(shù)模轉(zhuǎn)換器，其輸入端耦接為接收尖峰域輸出信號z(t)，其輸出端耦接到電流求和節(jié)點；以及二階濾波級，其具有兩個輸入端，其中一個輸入端耦接為接收尖峰域輸出信號z(t)，另一個輸入端耦接為接收在所述電流求和節(jié)點處被求和的電流。該二階濾波級的輸出端耦接到滯后量化器的輸入端。電流求和節(jié)點還接收與模擬和/或尖峰域輸入信號相關(guān)的信號，從而進行響應(yīng)。該電路可充當(dāng)神經(jīng)元節(jié)點?？蓪⒃S多這樣的電路一起使用，從而對具有復(fù)雜生物動態(tài)的神經(jīng)元進行建模。
【專利說明】尖峰域電路及建模方法
[0001]相關(guān)申請的交叉引用
[0002]本申請涉及2006年12月26日提交的標(biāo)題為“Pulse Domain Encoder and FilterCircuits”的美國專利申請SN 11/645，936 (現(xiàn)在的美國專利N0.7，403，144)；2007年3月23 日提交的標(biāo)題為 “Spike Domain and Pulse Domain Non-Linear Processor” 的美國專利申請SN 11/726，860 (現(xiàn)在的美國專利N0.7，822，698) ；2007年3月22日提交的標(biāo)題為“Analog to Digital Converter Using Asynchronous Pulse Technology，，的美國專利申請SN 11/726,484 (現(xiàn)在的美國專利N0.7，515，084) ;2008年10月31日提交的標(biāo)題為“Pulse Domain Linear Programming Circuit”的美國專利申請SN 12/262，782 ;以及 2008年 11 月 6 日提交的標(biāo)題為“Analog to Digital Converter Using Asynchronous PulseTechnology”的美國專利申請SN12/266，299。在此通過引用將每個前述專利申請并入本文。
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0003]公開了一種電路，該電路用于實現(xiàn)具有復(fù)雜仿生動態(tài)的神經(jīng)元。該電路優(yōu)選地運行于脈沖域中并且優(yōu)選地是高階的(二階至至少四階)。
[0004]所公開的電路為時間編碼器電路。它具有內(nèi)部核心非線性二階級，其具有與兩個積分器相關(guān)聯(lián)的兩個狀態(tài)變量。該核心非線性時間編碼器電路將輸入電流轉(zhuǎn)換為電壓尖峰列并可以模擬數(shù)學(xué)單輸入神經(jīng)元電路的動態(tài)。例如，可利用它生成下面討論的Izhikevich數(shù)學(xué)模型的神經(jīng)元動態(tài)(neuron dynamics)。輸入級和(一階或二階的)可選輔助級可用在核心級之前。輸入級用于以不同的增益來對多個輸入進行縮放?？蛇x輔助級可用于對這些輸入進行濾波。所公開的電路是基于高階時間編碼器的神經(jīng)元電路。
【背景技術(shù)】
[0005]已經(jīng)推導(dǎo)出并在數(shù)字計算機上仿真了具有復(fù)雜動態(tài)的神經(jīng)元數(shù)學(xué)模型。參考E.1zhikevich 的 “Which Model to Use for Cortical Spiking Neurons?,"IEEE Trans,on Neural Networks, 2004年9月第15卷，第5期。但是，Izhikevich的這項工作僅限于推導(dǎo)數(shù)學(xué)方程模型以及它們在離散時間數(shù)字計算機中的數(shù)字仿真。
[0006]之前提出了其它一些實現(xiàn)神經(jīng)元的電路。其中一個例子是G.1ndiveri的電路，參考“A low Power Adaptive Integrate-and-Fire Neuron Circuit,，’IEEE InternationalSymposium on Circuits and Systems, 2003 年第 IV 卷 820-823 頁。但是,其中描述的電路不能產(chǎn)生Izhikevich數(shù)學(xué)模型的復(fù)雜仿生的復(fù)雜行為。
[0007]其它類似神經(jīng)元的電路是時間編碼器電路和二階時間編碼器電路。參考A.A.Lazar 和 L.T.Toth 的“Perfect Recovery and Sensitivity Analysis of TimeEncoded Bandlimited Signals, ^IEEE Trans, on Circuits and Systems—I, 2004年 10 月第51卷第10期2060-2073頁，其描述了一階神經(jīng)元電路，以及J.Cruz-Albrecht和P.Petre白勺 “Pulse Domain Encoders and Filter Circuits, ” US 專利 N0.7, 403, 144, 2008 年 7 月22日，其描述了二階神經(jīng)元電路。但是，這些文獻中描述的基本時間編碼的電路也不能產(chǎn)生如Izhikevich數(shù)學(xué)模型那樣的復(fù)雜仿生神經(jīng)行為。
[0008]圖1示出了現(xiàn)有技術(shù)的脈沖編碼器(參考美國專利N0.7，403, 144)。該電路可將模擬信號轉(zhuǎn)換為脈沖。但是，該現(xiàn)有技術(shù)的脈沖編碼電路不能用于模擬例如Izhikevich建模的復(fù)雜神經(jīng)元行為。
[0009]需要的是能夠?qū)崿F(xiàn)諸如Izhikevich所建模的神經(jīng)元動態(tài)之類的復(fù)雜的神經(jīng)元動態(tài)的電路，并且該電路優(yōu)選的是具有簡單的模擬組件。本文所公開的電路可以處理Izhikevich的數(shù)學(xué)模型，它可以再現(xiàn)大量仿生神經(jīng)元行為。該數(shù)學(xué)模型需要至少兩個狀態(tài)變量和一個非線性元件。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0010]在一個方面，本發(fā)明提供了一種尖峰域電路，該電路對模擬輸入信號和/或尖峰域輸入信號進行響應(yīng)。該尖峰域電路包括:滯后量化器，其用于生成尖峰域輸出信號Z (t)；I位DAC，其輸入端被耦接為接收由滯后量化器輸出的尖峰域輸出信號Z (t)，其輸出端被耦接到電流求和節(jié)點；以及二階濾波級，其具有兩個輸入端，所述兩個輸入端中的一個輸入被耦接為接收由滯后量化器輸出的尖峰域輸出信號z (t)，并且所述兩個輸入端中的另一個輸入端被耦接為接收在所述電流求和節(jié)點處被求和的電流，該二階濾波級具有耦接到滯后量化器的輸入端的輸出端，電流求和節(jié)點還接收與所述模擬輸入信號和/或尖峰域輸入信號相關(guān)的信號。
[0011]在另一個方面，本技術(shù)提供了一種對諸如Izhikevich所建立的動態(tài)之類的復(fù)雜神經(jīng)元動態(tài)進行建模、并且對模擬輸入信號和/或尖峰域輸入信號進行響應(yīng)的方法，該方法包括:提供滯后量化器，其用于生成尖峰域輸出信號z (t);提供I位DAC，其輸入端被耦接為接收由滯后量化器輸出的尖峰域輸出信號z(t)，其輸出端被耦接到電流求和節(jié)點；提供二階濾波級，其具有兩個輸入端，所述兩個輸入端中的一個輸入端被耦接為接收由滯后量化器輸出的尖峰域輸出信號z (t)，所述兩個輸入端中的另一個輸入端被耦接為接收在所述電流求和節(jié)點處被求和的電流，該二階濾波級的輸出端耦接到滯后量化器的輸入端，電流求和節(jié)點還接收與所述模擬輸入信號和/或尖峰域輸入信號相關(guān)的信號，該二階濾波級具有多個跨導(dǎo)I位DAC，每個所述跨導(dǎo)I位DAC具有被設(shè)置為用于控制復(fù)雜神經(jīng)元動態(tài)的建模的增益。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0012]圖1描繪了現(xiàn)有技術(shù)的脈沖編碼器。
[0013]圖2a示出了根據(jù)本發(fā)明的脈沖域神經(jīng)元電路的基本組件。
[0014]圖2b示出了模擬類型信號的一個示例，該信號可連續(xù)地改變幅度。
[0015]圖2c示出了尖峰域類型信號的一個示例，該信號由一系列尖峰(每個單獨的尖峰為一個短時脈沖，各單獨脈沖的定時傳達信息)構(gòu)成。
[0016]圖3示出了圖2a的核心電路300中使用的滯后量化器的輸入輸出特性。
[0017]圖4a示出了在圖2a的電路中使用的二階濾波級310的示意圖。
[0018]圖4b更詳細地示出了圖4a的非線性元件。
[0019]圖4c更詳細地示出了圖4a的邊緣至尖峰元件。[0020]圖4d描繪了圖2a的滯后量化器元件的一個優(yōu)選的硬件實現(xiàn)。
[0021]圖5a至圖5c示出了利用工具Simul:lnk?對本發(fā)明的電路進行的仿真設(shè)置和模型。圖5a示出了頂層仿真設(shè)置,其由一個輸入源、代表本發(fā)明的電路的Simulink?模型的符號框、和在仿真過程中監(jiān)測關(guān)鍵信號的示波器組成。圖5b示出了本發(fā)明的電路的Sirau I ink*模型的細節(jié)。圖5c示出了用于圖5b的模塊310的Simulink?.模型的更多細節(jié)。
[0022]圖6a至圖6d描繪了運行于激發(fā)尖峰(tonic-spiking)模式下的脈沖域神經(jīng)元電路的仿真，其中圖6a描繪了輸入信號，圖6b描繪了內(nèi)部信號X1 (t)，圖6c描繪了內(nèi)部信號X2(t)，以及圖6d描繪了輸出信號。
[0023]圖7a至圖7d描繪了運行于激發(fā)簇(tonic bursting)模式下的脈沖域神經(jīng)元電路的另一仿真，其中圖7a描繪了輸入信號，圖7b描繪了內(nèi)部信號X1 (t)，圖7c描繪了內(nèi)部信號X2 (t)，圖7d描繪了輸出信號。
[0024]圖8a描繪的實施例與圖2a的實施例類似，但是在核心電路與輸入級之間增加了一階輔助級。
[0025]圖8b描繪了可用于代替在圖8a的實施例中采用的一階輔助級的二階輔助級?！揪唧w實施方式】
[0026]圖2a示出了根據(jù)本發(fā)明的脈沖域神經(jīng)元電路100的基本組件。電路100包括輸入級200和核心電路300。圖2a的神經(jīng)元電路100可接收以下兩種類型的信號中的任一種作為輸入:模擬類型或尖峰域類型。神經(jīng)元電路100的輸出為尖峰域類型輸出信號z (t)。
[0027]輸入級200接收一個模擬電壓輸入和多個尖峰域電壓輸入并產(chǎn)生單個電流輸出iin(t)，該輸出被饋送至核心電路300。在優(yōu)選的實施例中，輸入級200具有:模擬跨導(dǎo)放大器gl，以及耦接到求和節(jié)點205的一組N個跨導(dǎo)型I位DAC(數(shù)模轉(zhuǎn)換器)gil-giN，gn…giN。外部模擬輸入信號可施加到跨導(dǎo)放大器gl的輸入上。對N個I位DACgn...giN的每一個可以施加多達N個的外部尖峰域輸入尖峰信號。在求和節(jié)點205處對跨導(dǎo)放大器gl和I位DAC gygiN的輸出電流求和。在優(yōu)選實施例中，可以簡單地通過將來自跨導(dǎo)放大器gi和I位DACgyga的導(dǎo)線或連接進行合并來實現(xiàn)求和節(jié)點205。元件的增益用于確定來自外部輸入和來自其它神經(jīng)元的信號的權(quán)重。當(dāng)只有一個模擬外部輸入而沒有尖峰域輸入時，元件&的增益可設(shè)置為1，各個I位DAC &廣7?的增益可設(shè)置為O (或者可省略這些I位DAC)。當(dāng)該電路接收到外部模擬輸入以及來自其它神經(jīng)元的尖峰域信號輸入時，根據(jù)正在執(zhí)行的神經(jīng)元處理函數(shù)來設(shè)置元件&和各I位DAC &"7?的增益。參考2007年 3 月 23 日提交的標(biāo)題為“Spike Domain and Pulse Domain Non-Linear Processor，，的美國專利申請SNl 1/726，860 (現(xiàn)在的美國專利N0.7，822，698)。
[0028]核心電路300接收來自輸入級200的單個電流輸出iin(t)并產(chǎn)生尖峰域輸出電壓z(t)。輸出電流可以是以下任一種:(1)模擬信號，(2)尖峰信號，或(3)模擬信號與尖峰域信號的組合。輸出電壓是尖峰域類型信號。圖2b示出了模擬類型信號的一個示例。該信號可連續(xù)地改變幅度。圖2c示出了尖峰域類型信號的一個示例。該尖峰波形由一系列尖峰(每個單獨的尖峰為一個短時脈沖)構(gòu)成。其幅度可以只具有兩個數(shù)值(Vs M和Vs _)。信息被編碼成每個尖峰的開始的定時U1, t2, t3,...)。[0029]核心電路300優(yōu)選包括:(i)可編程的滯后量化器，(ii)自反饋型I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAOg3, (iii)求和節(jié)點305，和(iv)可編程的二階濾波級310。在優(yōu)選的實施例中，可以簡單地通過將來自輸入級200的輸出和自反饋型I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)g3的輸出的導(dǎo)線或連接進行合并來實現(xiàn)求和節(jié)點305。圖4a示出了二階濾波級310的一個優(yōu)選實施例并且參照圖4a對其進行了描述。元件g3的增益標(biāo)稱地設(shè)置為I。大的值會增加神經(jīng)元輸出上的尖峰率。
[0030]輸出尖峰z (t)的定時是輸入iin(t)、內(nèi)部電路組件以及用于對滯后量化器315和二階濾波級310進行編程的控制偏置信號320的函數(shù)?？蓪γ}沖域神經(jīng)元電路100進行編程，以(響應(yīng)于給定的輸入Vin(t))產(chǎn)生與通過對Izhikevich數(shù)學(xué)模型的方程求解所生成的尖峰波形相同的尖峰波形。
[0031]圖3不出了核心電路300中使用的滯后量化器315的輸入輸出特性。滯后量化器315的輸出z(t)可具有兩個數(shù)值中的一個。在優(yōu)選的實施例中，它們是+IV和0V。它們由X1 (t)決定，如下所示:
[0032]如果X1⑴≥Vih,則z⑴=+1 ；
[0033]如果X1 (t) ( Vil,則 z (t) =0 ；以及
[0034]如果Vil < X1 (t) < Vih,則z⑴保持不變(為+1或O )。
[0035]參數(shù)Vtt和Vih優(yōu)選的是可編程的并且優(yōu)選的是通過控制總線320中的兩個外部控制線而被設(shè)置。圖4d描繪了滯后量化器315的一個優(yōu)選的硬件實現(xiàn)，該硬件實現(xiàn)包括規(guī)則比較器(regular comparator) 441、固定電阻器442、和可變電阻器444 (或可變增益放大器)。在圖4d所示出的滯后量化器315的優(yōu)選實施例中，一個控制線提供電壓VK，另一個控制線用于設(shè)置元件444的電阻值。通過調(diào)節(jié)Vr的值和元件444的電阻值來改變參數(shù)V1^和Vih的值。圖4d的實施例還優(yōu)選地具有位于輸出端的反相器446,該反相器優(yōu)選地將輸入端的邏輯值-1變?yōu)檩敵龆说倪壿嬛礝并優(yōu)選地將輸入端的邏輯值+1變?yōu)檩敵龆说倪壿嬛?1。圖4b的電路(下面將會討論)的前端產(chǎn)生反相式輸入輸出傳遞特性(非常高的輸入使得輸出為低值，非常低的輸入使得輸出為高值)。圖4b的整體電路利用反相器產(chǎn)生期望的非反相的輸入輸出傳遞特性(非常高的輸入使得輸出為高值，非常低的輸入使得輸出為低值)。
[0036]圖4a示出了在圖2a的電路中使用的二階濾波級310的示意圖。優(yōu)選地，該濾波器310包括:
[0037](i)兩個積分器410和440。每個積分器410和積分器440的輸出端處的電壓是以X1 (t)和X2 (t)表示的狀態(tài)變量。
[0038](ii)以82、84、85、86、和87表示的五個增益級，每一個均由跨導(dǎo)放大器提供。其中的三個增益級g2、g4、和g6可具有固定的跨導(dǎo)值，它們可由固定增益的跨導(dǎo)放大器來實現(xiàn)。在一個實施例中，這些值如表1中所列。在其它實施例中，可使用其它縮放值。其中的兩個增益級g5和g7的跨導(dǎo)值是通過外部控制的，優(yōu)選的是根據(jù)控制總線320中的導(dǎo)線上的電壓來控制。在一個實施例中，增益級g5的增益=ab，增益級g7的增益=_a，其中a和b為Izhikevich的數(shù)學(xué)模型的參數(shù)。增益級g2、g4、g6的輸出端連同二階級310的輸入it(t) 一起被連接至求和節(jié)點405。增益級g2的輸入來自積分器410的輸出X1 (t)。積分器410的輸入端耦接到求和節(jié)點405。增益級g4的輸入來自下面所述的非線性元件420的輸出。[0039](iii)偏置電流源415，其產(chǎn)生了 Izhikevich數(shù)學(xué)模型的偏置項I。偏置電流源415的輸出端耦接到求和節(jié)點405。
[0040](iv)非線性(NL)元件420，圖4b中對其進行了更詳細的示出，其輸入端耦接到積分器410的輸出X1 (t)，其輸出端耦接到增益級g4的輸入端；以及
[0041](V)邊緣至尖峰域模塊430，圖4c中對其進行了更詳細的示出。二階濾波級310具有兩個輸入:來自求和節(jié)點305的模擬電流it(t)，其施加到求和節(jié)點405上(因此，節(jié)點305和405實際上可以是一個共同的節(jié)點)；以及電壓z (t)，其產(chǎn)生于圖2a的滯后量化器315的輸出端，該電壓施加到邊緣至尖峰域模塊430上。二階濾波器310具有單個模擬電壓輸出X1U)，其耦接到滯后量化器315。模塊430具有輸出“(0，該輸出與增益級&和&的輸出一起施加到求和節(jié)點435上。增益級g5的輸入端耦接到積分器410的輸出X1 (t)，而增益級g6和g7的輸入端耦接到積分器440的輸出X2 (t)。增益級g7的輸出端耦接到求和節(jié)點435，其為積分器440提供輸入。
[0042]邊緣至尖峰域模塊430用于兩個目的。首先，它將尖峰域電壓輸入z (t)轉(zhuǎn)換為尖峰域電流輸出is(t)，并將輸入z(t)中的尖峰的持續(xù)時間變?yōu)楦痰摹⒚鞔_定義的持續(xù)時間td。持續(xù)時間^是通過延遲元件432的延遲值設(shè)置的。因此，is(t)中的輸出電流尖峰的持續(xù)時間對z (t)中的電壓輸入尖峰持續(xù)時間中的較小變化是不敏感的。邊緣至尖峰域模塊430用于每當(dāng)神經(jīng)元輸出端存在電壓尖峰時產(chǎn)生明確定義的電流尖峰，該電流尖峰饋送至積分器2中(元件440)。該電流尖峰必須具有明確定義的電荷(=電流幅值乘以短尖峰的持續(xù)時間)。在一個優(yōu)選的實施例中，代表值為2xlO_6C。這通過圖4c的電路得到實現(xiàn)。該電路控制短尖峰的幅度(例如0.2A)及其持續(xù)時間(例如10_5秒)兩者，即使在z (t)處神經(jīng)元電壓尖峰的持續(xù)時間和幅度存在變化也如此。除了上面所討論的值，電流幅度和持續(xù)時間的其它值也可使用，只要兩個值產(chǎn)生相同的期望電荷即可。
[0043]圖4b更詳細地示出了圖4a中的非線性(NL)元件420的一個可能的實施例。優(yōu)選地，其僅僅包括平方電路422，該電路可通過例如模擬乘法器實現(xiàn)。
[0044]圖4c更詳細地描繪了邊緣至尖峰域模塊430的電路。該電路采取電壓脈沖輸入并產(chǎn)生持續(xù)時間為td的電流尖峰輸出。優(yōu)選地,該電路包括延遲為td的延遲級432、邏輯與門434(在它的一個輸入端處符號反轉(zhuǎn))、以及跨導(dǎo)放大器g8。在一個實施例中，跨導(dǎo)放大器g8的增益等于d/ (td ? 1000),其中d為Izhikevich數(shù)學(xué)模型的參數(shù)。這些值假定兩個積分器均具有1000 ? (Ι/s)的增益(這些積分器中的每一個都可以簡單地通過使用ImF的電容器實現(xiàn))。表1不出了在一個實施例中td和g8的值。
[0045]圖5a至圖5c示出了電路100的模型,其使用了馬薩諸塞州Natick公司的TheMathfforks經(jīng)銷的Si mu I ink+*軟件。該軟件已被用于仿真和驗證電路100在接收到一個模擬輸入的情況下的運行。圖5a示出了與模擬輸入源和輸出端連接的二階神經(jīng)元電路100。在該實例中，模擬輸入由階躍函數(shù)構(gòu)成。圖5b示出了神經(jīng)元電路100的頂層示圖。它相當(dāng)于圖2a的電路，但是沒有I位DAC組(它們具有數(shù)值或者為0，并且當(dāng)神經(jīng)元僅接收到模擬輸入時是不需要的)。圖5c示出了內(nèi)部的二階濾波器310的細節(jié)。它相當(dāng)于圖4a的電路。在一個實施例中，這些組件的值可如表1中所示出。
[0046]圖6a至圖6d示出了電路100的示例性仿真的一個實施例。在該示例性仿真中，該電路運行于激發(fā) 尖峰模式下(作為對穩(wěn)定輸入的響應(yīng)，在輸出端形成尖峰)。在該示例性模擬中，滯后量化器的參數(shù)設(shè)置為Vih=0.040以及Vu=-0.065。模擬輸入為IOmV幅度的階躍波形。圖6a描繪了輸入信號，圖6b描繪了內(nèi)部信號X1 (t)，圖6c描繪了內(nèi)部信號X2 (t)，圖6d描繪了輸出信號。用于該示例性仿真的其它參數(shù)的值示出在表1中。
[0047]圖7a至圖7d示出了電路100仿真的另一個示例。在該實例中，電路199運行于激發(fā)簇模式下(作為對穩(wěn)定輸入的響應(yīng)，在輸出端形成尖峰)。滯后量化器的參數(shù)設(shè)置為Vih=0.030以及Vtt=-0.050。模擬輸入為20mV幅度的階躍波形。圖7a描繪了輸入信號Vin⑴201，圖7b描繪了內(nèi)部信號X1 (t)，圖7c描繪了內(nèi)部信號X2 (t)，以及圖7d描繪了輸出信號。輸入信號Vin (t)是模塊100的輸入。內(nèi)部信號X1 (t)位于模塊310的輸出端(見圖1)。內(nèi)部信號X2⑴位于模塊440的輸出端(見圖4a)。輸出信號產(chǎn)生于模塊100的輸出端(見圖1)。在一個實施例中對于其它參數(shù)優(yōu)選使用的值示出在表1中。
[0048]參見下面的表格,其示出了圖6a至圖6d以及圖7a至圖7d的實施例當(dāng)中的一個實施例中優(yōu)選使用的各種參數(shù)。
[0049]表1:
[0050]
【權(quán)利要求】
1.一種對模擬輸入信號和/或尖峰域輸入信號進行響應(yīng)的尖峰域電路，所述尖峰域電路包括: 滯后量化器，其用于生成尖峰域輸出信號Z (t)； I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器，其輸入端被耦接為接收由所述滯后量化器輸出的尖峰域輸出信號Z (t),其輸出端I禹接到電流求和節(jié)點； 二階濾波級，其具有兩個輸入端，所述兩個輸入端中的一個輸入端被耦接為接收由所述滯后量化器輸出的所述尖峰域輸出信號Z (t)，所述兩個輸入端中的另一個輸入端被耦接為接收在所述電流求和節(jié)點處被求和的電流，所述二階濾波級的輸出端耦接到所述滯后量化器的輸入端，所述電流求和節(jié)點還接收與所述模擬輸入信號和/或尖峰域輸入信號相關(guān)的信號。
2.如權(quán)利要求1所述的尖峰域電路，其中施加到所述求和節(jié)點的與所述模擬輸入信號和/或尖峰域輸入信號相關(guān)的信號對應(yīng)于(i )所述模擬輸入信號的增益調(diào)整形式以及(ii )已施加到相應(yīng)的多個I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器上之后的多個尖峰輸入的增益調(diào)整形式。
3.如權(quán)利要求1所述的尖峰域電路，其中施加到所述求和節(jié)點的與所述模擬輸入信號和/或尖峰域輸入信號相關(guān)的信號對應(yīng)于(i)所述模擬輸入信號的濾波和增益調(diào)整形式以及(ii)已施加到相應(yīng)的多個I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器上之后的多個尖峰輸入的濾波和增益調(diào)整形式。
4.如權(quán)利要求3所述的尖峰域電路，其中所述多個尖峰輸入的濾波和增益調(diào)整形式由一階輔助級進行濾 波，所述一階輔助級具有單個積分器，所述積分器布置在所述電流求和節(jié)點與所述相應(yīng)的多個I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器之間。
5.如權(quán)利要求3所述的尖峰域電路，其中所述多個尖峰輸入的濾波和增益調(diào)整形式由二階輔助級進行濾波，所述二階輔助級具有兩個積分器，所述兩個積分器布置在所述電流求和節(jié)點與所述相應(yīng)的多個I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器之間。
6.如權(quán)利要求1所述的尖峰域電路，其中所述二階濾波器包括: 邊緣至尖峰域轉(zhuǎn)換器，其用于將所述滯后量化器的輸出中的不符合需要的長持續(xù)時間的尖峰轉(zhuǎn)化為較短的持續(xù)時間； 第一積分器，其輸出端是所述二階濾波器的輸出端，并且其輸入端被耦接到第一電流求和節(jié)點，所述第一電流求和節(jié)點還稱接到權(quán)利要求1所定義的所述電流求和節(jié)點； 第二積分器，其輸入端被稱接到第二電流求和節(jié)點，所述第二電流求和節(jié)點還接收來自所述邊緣至尖峰域轉(zhuǎn)換器的較短持續(xù)時間的尖峰； 第一跨導(dǎo)放大器組，其具有耦接到所述第一電流求和節(jié)點的輸出端，所述第一跨導(dǎo)放大器組中選擇的一些跨導(dǎo)放大器的輸入端耦接到所述第一積分器的輸出端，其中所述第一跨導(dǎo)放大器組中的至少一個跨導(dǎo)放大器的輸入端通過非線性元件耦接到所述第一積分器的輸出端，并且其中所述第一跨導(dǎo)放大器組中選擇的另一個跨導(dǎo)放大器的輸入端耦接到所述第二積分器的輸出端； 第二跨導(dǎo)放大器組，其具有耦接到所述第二電流求和節(jié)點的輸出端，其中所述第二跨導(dǎo)放大器組中選擇的一個跨導(dǎo)放大器的輸入端耦接到所述第一積分器的輸出端，并且其中所述第二跨導(dǎo)放大器組中選擇的另一個跨導(dǎo)放大器的輸入端耦接到所述第二積分器的輸出端。
7.如權(quán)利要求1所述的尖峰域電路，其中所述滯后量化器是可編程的并且響應(yīng)于用于對所述滯后量化器編程的控制信號。
8.如權(quán)利要求1所述的尖峰域電路，其中所述二階濾波級是可編程的并且響應(yīng)于用于對所述二階濾波級編程的控制信號。
9.一種建模的方法，其在尖峰域中對諸如由Izhikevich所建模的動態(tài)之類的復(fù)雜神經(jīng)元動態(tài)進行建模并對模擬輸入信號和/或尖峰域輸入信號產(chǎn)生響應(yīng)，所述方法包括: 提供滯后量化器，其用于生成尖峰域輸出信號z (t)； 提供I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器，其具有被耦接為接收由滯后量化器輸出的所述尖峰域輸出信號z(t)的輸入端，并且具有耦接到電流求和節(jié)點的輸出端； 提供二階濾波級，其具有兩個輸入端，所述兩個輸入端中的一個輸入端被耦接為接收由所述滯后量化器輸出的所述尖峰域輸出信號z (t)，所述兩個輸入端中的另一個輸入端被耦接為接收在所述電流求和節(jié)點處被求和的電流，所述二階濾波級的輸出端耦接到所述滯后量化器的輸入端，所述電流求和節(jié)點還接收與所述模擬輸入信號和/或尖峰域輸入信號相關(guān)的信號，所述二階濾波級具有多個跨導(dǎo)I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器，每個所述跨導(dǎo)I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器具有被設(shè)置來用于控制所述復(fù)雜神經(jīng)元動態(tài)的建模的增益。
10.如權(quán)利要求8所述的方法，其中施加到所述求和節(jié)點的與所述模擬輸入信號和/或尖峰域輸入信號相關(guān)的信號對應(yīng)于(i)所述模擬輸入信號的增益調(diào)整形式以及(ii)已施加到相應(yīng)的多個I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器上之后的多個尖峰輸入的增益調(diào)整形式。
11.如權(quán)利要求9所述的方法，其中施加到所述求和節(jié)點的與所述模擬輸入信號和/或尖峰域輸入信號相關(guān)的信號對應(yīng)于(i )所述模擬輸入信號的濾波和增益調(diào)整形式以及(ii)已施加到相應(yīng)的多個I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器上之后的多個尖峰輸入的濾波和增益調(diào)整形式。
12.如權(quán)利要求11所述的方法，其中所述多個尖峰輸入的濾波和增益調(diào)整形式由一階輔助級進行濾波，所述一階輔助級具有單個積分器，所述積分器布置在所述電流求和節(jié)點與所述相應(yīng)的多個I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器之間。
13.如權(quán)利要求11所述的方法，其中所述多個尖峰輸入的濾波和增益調(diào)整形式由二階輔助級進行濾波，所述二階輔助級具有兩個積分器，所述兩個積分器布置在所述電流求和節(jié)點與所述相應(yīng)的多個I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器之間。
14.如權(quán)利要求9所述的方法，其中所述二階濾波器包括: 邊緣至尖峰域轉(zhuǎn)換器，其用于將所述滯后量化器的輸出中的不符合需要的長持續(xù)時間的尖峰轉(zhuǎn)化為較短的持續(xù)時間； 第一積分器，其輸出端是所述二階濾波的輸出端，其輸入端被耦接到第一電流求和節(jié)點，所述第一電流求和節(jié)點還稱接到權(quán)利要求7所定義的所述電流求和節(jié)點； 第二積分器，其輸入端被稱接到第二電流求和節(jié)點，所述第二電流求和節(jié)點還接收來自所述邊緣至尖峰域轉(zhuǎn)換器的較短持續(xù)時間的尖峰； 所述多個跨導(dǎo)I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器包括第一跨導(dǎo)I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器組和第二跨導(dǎo)I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器組，所述第一跨導(dǎo)I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器組具有耦接到所述第一電流求和節(jié)點的輸出端，并且所述第一跨導(dǎo)I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器組中選擇的一些跨導(dǎo)I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器具有耦接到所述第一積分器的輸出端的輸入端，其中所述第一跨導(dǎo)I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器組中的至少一個跨導(dǎo)I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器具有通過非線性元件耦接到所述第一積分器的輸出端的輸入端，并且其中所述第一跨導(dǎo)I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器組中選擇的另一個跨導(dǎo)I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器具有耦接到所述第二積分器的輸出端的輸入端； 第二跨導(dǎo)I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器組具有耦接到所述第二電流求和節(jié)點的輸出端，其中所述第二跨導(dǎo)I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器組中選擇的一個跨導(dǎo)I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器具有耦接到所述第一積分器的輸出端的輸入端，并且其中所述第二跨導(dǎo)I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器組中選擇的另一個的跨導(dǎo)I位數(shù)模轉(zhuǎn)換器具有耦接到所述第二積分器的輸出端的輸入端。
15.如權(quán)利要求9所述的方法，其中所述滯后量化器是可編程的并且響應(yīng)于用于對所述滯后量化器編程的控制信號。
16.如權(quán)利要求9所述的方法，其中所述二階濾波級是可編程的并且響應(yīng)于用于對所述二階濾波級編程 的控制信號。
【文檔編號】H03M3/00GK103650350SQ201280025687
【公開日】2014年3月19日 申請日期:2012年5月30日 優(yōu)先權(quán)日:2011年6月2日
【發(fā)明者】喬斯·克魯茲-阿爾布雷希特, 彼得·彼得, 納拉延·斯里尼瓦桑 申請人:Hrl實驗室有限責(zé)任公司