專(zhuān)利名稱(chēng)：計(jì)算濾波器系數(shù)的方法與濾波方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是有關(guān)于一種濾波器技術(shù)，且特別是有關(guān)于一種計(jì)算濾波 器系數(shù)的方法。
背景技術(shù)：
在通信系統(tǒng)中，接收端中的均衡器(equalizer)能夠用以消除信道對(duì) 于接收信號(hào)的干擾，其中均衡器類(lèi)型可區(qū)分為無(wú)限脈沖響應(yīng)(Infmite Impulse Response, IIR)與有限脈沖響應(yīng)(Finite Impulse Response, FIR)。 就效能而言，IIR均衡器能夠達(dá)到最小均方誤差(Minimum Mean-Square Error, MMSE)，并且，其效能明顯地優(yōu)于FIR均衡器。但是，在計(jì)算 IIR均衡器系數(shù)時(shí)，必須進(jìn)行頻譜分解(spectral factorization)或其它迭代 式(iterative)的算法，例如Kalman算法。其中，若采用非迭代的頻譜分 解技術(shù)來(lái)計(jì)算IIR均衡器系數(shù)時(shí)，如倒頻譜法(c印stmm method),必須 使用長(zhǎng)度很大的傅立葉轉(zhuǎn)換，利用足夠高的頻譜取樣率確保分解的準(zhǔn) 確性，其衍生的龐大額外計(jì)算復(fù)雜度造成倒頻譜法在應(yīng)用上的嚴(yán)重局 限。若采用迭代的算法，則必須考慮耗時(shí)與系數(shù)收斂的問(wèn)題。因此IIR 均衡器必須花費(fèi)龐大的計(jì)算量或時(shí)間來(lái)計(jì)算其系數(shù)；并且，就電路設(shè) 計(jì)而言，IIR均衡器的復(fù)雜度相對(duì)提高。另外，IIR均衡器的轉(zhuǎn)移函數(shù) 分為分子函數(shù)與分母函數(shù)，當(dāng)IIR均衡器的分母函數(shù)的極點(diǎn)(pole)在平 面上過(guò)于接近單位圓時(shí)，IIR均衡器將很容易遭受不穩(wěn)定的問(wèn)題。
相對(duì)來(lái)說(shuō)，由于FIR計(jì)算量較小，且其復(fù)雜度低，并且也沒(méi)有不 穩(wěn)定的問(wèn)題，因此，雖然FIR的效能明顯地低于IIR，但是仍然廣泛地 被利用于目前接收端的均衡器。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供一種計(jì)算濾波器系數(shù)的方法，利用改進(jìn)的非迭代頻譜 分解方式，能夠以低復(fù)雜度計(jì)算出高效能的濾波器的系數(shù)。
7本發(fā)明提供一種濾波方法，用以簡(jiǎn)化濾波器的分母函數(shù)，來(lái)降低 進(jìn)行濾波時(shí)的乘法運(yùn)算，因而降低濾波的計(jì)算量。
本發(fā)明提出一種計(jì)算濾波器系數(shù)的方法，濾波器適用于接收端的 均衡器，用以消除傳輸信道對(duì)接收端的接收信號(hào)的干擾，濾波器具有 分母函數(shù)與分子函數(shù)，該方法包括步驟a.估測(cè)一通道響應(yīng)；步驟b. 估測(cè)一信號(hào)對(duì)干擾噪聲比；步驟C.計(jì)算信道響應(yīng)的自相關(guān)函數(shù)；步驟 d.總合信道響應(yīng)的自相關(guān)函數(shù)、信號(hào)對(duì)干擾噪聲比的倒數(shù)以及一補(bǔ)償函 處，以得到一特定函數(shù)；步驟e.擷取出特定函數(shù)的多個(gè)系數(shù)；步驟f. 將多個(gè)系數(shù)進(jìn)行一倒頻譜運(yùn)算，以得到多個(gè)倒頻譜系數(shù)；步驟g.取出 部分倒頻譜系數(shù)進(jìn)行有限長(zhǎng)度的一傅立葉轉(zhuǎn)換，以得到多個(gè)頻譜分量； 步驟h.將多個(gè)頻譜分量進(jìn)行一指數(shù)運(yùn)算，以得到多個(gè)指數(shù)頻譜分量； 步驟i.將指數(shù)頻譜分量進(jìn)行有限長(zhǎng)度的一反傅立葉轉(zhuǎn)換，以得到多個(gè)系 數(shù)候選者；步驟j.取出部分系數(shù)候選者，并將所取出的部分系數(shù)候選者 進(jìn)行標(biāo)準(zhǔn)化后作為濾波器的分母函數(shù)的系數(shù)，以組成分母函數(shù)；以及， 步驟k.利用濾波器的分母函數(shù)的系數(shù)與信道響應(yīng)，計(jì)算出濾波器的分 子函數(shù)的系數(shù)，以組成分子函數(shù)。
在本發(fā)明的一實(shí)施例中，上述的步驟f包括f].將多個(gè)系數(shù)進(jìn)行 長(zhǎng)度為K的傅立葉轉(zhuǎn)換；G.將傅立葉轉(zhuǎn)換后的系數(shù)進(jìn)行一對(duì)數(shù)運(yùn)算， 以得到系數(shù)的多個(gè)對(duì)數(shù)頻譜分量；以及，f3.將對(duì)數(shù)頻譜分量進(jìn)行反傅 立葉轉(zhuǎn)換，以得到上述倒頻譜系數(shù)。
本發(fā)明提出一種濾波方法包括接收來(lái)自傳輸信道的一接收 信號(hào)；計(jì)算一濾波器的一分母函數(shù)與一分子函數(shù)，其中，分母函 數(shù)具有多個(gè)系數(shù)；利用一前饋濾波器將接收信號(hào)與分子函數(shù)進(jìn)行 濾波處理，以得到一分子濾波信號(hào)；提供一閾值；依序判斷分母 函數(shù)的該些系數(shù)是否小于閾值；依序?qū)⑿∮陂撝档南禂?shù)設(shè)定至一 預(yù)設(shè)值，以將分母函數(shù)調(diào)整為一等效分母函數(shù)；以及，利用一回 授濾波器將分子濾波信號(hào)與等效分母函數(shù)進(jìn)行濾波處理，以得到 一最終濾波信號(hào)。其中分母函數(shù)的長(zhǎng)度表示為丄，分母函數(shù)的系
數(shù)表示為^jti，閾值表示為7/丄，7為預(yù)設(shè)的一正數(shù)，上述預(yù) 定值為0，等效分母函數(shù)為
8if |aj2<7〃l
匕述分子濾波信號(hào)表示為
最終濾波信號(hào)為
if "0
if w>0
本發(fā)明利用改進(jìn)的倒頻譜法進(jìn)行頻譜分解，能夠低復(fù)雜度計(jì) 算出高效能的濾波器系數(shù)；其中通過(guò)引入補(bǔ)償函數(shù)，能夠使用長(zhǎng) 度大幅減縮的傅立葉轉(zhuǎn)換進(jìn)而改善倒頻譜法應(yīng)用上的周限。另外， 本發(fā)明又能夠在進(jìn)行濾波時(shí)，簡(jiǎn)化濾波器的分母函數(shù)，以降低進(jìn) 行乘法運(yùn)算的次數(shù)，因而降低濾波的計(jì)算量。
為讓本發(fā)明的上述特征和優(yōu)點(diǎn)能更明顯易懂，下文特舉較佳 實(shí)施例，并配合所附圖式，作詳細(xì)說(shuō)明如下。


圖1示出了本發(fā)明實(shí)施例的計(jì)算濾波器系數(shù)方法的步驟流程圖。 圖2示出了本發(fā)明實(shí)施例中的步驟S135的各子歩驟流程圖。 圖3示出了 CDMA系統(tǒng)的示意圖。
圖4示出了在不同SINR之下，接收端的位錯(cuò)誤率趨勢(shì)圖。
圖5示出了在不同SINR之下，應(yīng)用補(bǔ)償項(xiàng)函數(shù)后接收端的位錯(cuò)
誤率趨勢(shì)圖。
圖6示出了本發(fā)明實(shí)施例的濾波方法步驟流程圖。
圖7示出了在不同SINR之下，簡(jiǎn)化分母濾波函數(shù)后接收端的位
錯(cuò)誤率趨勢(shì)圖。
主要組件符號(hào)說(shuō)明
SU0 S165:本發(fā)明實(shí)施例中的計(jì)算濾波器系數(shù)方法的各步驟 S210 S230:本發(fā)明實(shí)施例中的步驟S135的各子步驟 310—1 310—P:解展頻單元
9320:擾亂器 330:傳輸信道
340: SINR估測(cè)器 350:信道估測(cè)單元
360:均衡器
370:解擾亂器
380—1 380—P-l:解展頻單元
S1 S11:仿真曲線
具體實(shí)施例方式
圖1示出了本發(fā)明實(shí)施例的計(jì)算濾波器系數(shù)方法的步驟流程 圖。首先，假設(shè)此濾波器使用于通信系統(tǒng)中接收端的均衡器，來(lái) 消除傳輸信道對(duì)接收端的接收信號(hào)的干擾。其中，經(jīng)過(guò)傳輸信道 的接收信號(hào)的z轉(zhuǎn)換可表示為
= Z/0)I(z) + 7V(z)。
其中，zo)為傳送端所傳送的信號(hào)，//(z)為傳輸信道的轉(zhuǎn)移函數(shù)，
W(z)為信道中的噪聲與干擾。接著，本實(shí)施例還假設(shè)此濾波器為 廣義的IIR濾波器，其轉(zhuǎn)移函數(shù)的z轉(zhuǎn)換可表示為
其中，X(2)為分母函數(shù)，^(Z)為分子函數(shù)。接下來(lái)，便開(kāi)始說(shuō)明
本實(shí)施例。
請(qǐng)參考圖1，首先，接收端估測(cè)傳輸信道的信道響應(yīng)(步驟
sno)。其中，估測(cè)出的通道響應(yīng)在時(shí)域上可表示為《(")，而其z轉(zhuǎn)
換可表示為A(z)二^^(")r"，而此通道響應(yīng)^(z)的長(zhǎng)度表示為 丄，換句話(huà)說(shuō)，在步驟S110中，在估測(cè)通道響應(yīng)時(shí)，也同時(shí)估測(cè)
出的通道長(zhǎng)度為丄。接著，接收端將估測(cè)接收信號(hào)中的信號(hào)對(duì)干
噪聲比(Signal-to-Interference-plus-Noise power Ratio, 以下簡(jiǎn)禾爾
10SINR)(歩驟SU5)。以目前的通信技術(shù)而言，上述估測(cè)通道響應(yīng)與 SINR皆為公知技術(shù)，故本實(shí)施例不再詳加贅述上述估測(cè)技術(shù)。 接下來(lái)，計(jì)算信道響應(yīng)的自相關(guān)函數(shù)(步驟S120)。信道響應(yīng)
的自相關(guān)函數(shù)可表示為，其中， A(力)=ZJ "。在本實(shí)施例中，為了要得到最佳
的線性均衡器，濾波器必要滿(mǎn)足最小均方誤差(以下簡(jiǎn)稱(chēng)MMSE) 的準(zhǔn)則。以數(shù)學(xué)上來(lái)說(shuō)，滿(mǎn)足MMSE準(zhǔn)則的濾波器的轉(zhuǎn)移函數(shù)
K/mm ( )要滿(mǎn)足以下數(shù)學(xué)式
(z) 二 arg^^i I W(z)y(z) — z—似Z(z)卩...............(i)。
也就是找出能夠使得I『0)^0) _ MI(z) |2最小化的濾波器的轉(zhuǎn) 移函數(shù)^0)。在注[1]的文獻(xiàn)中已經(jīng)推導(dǎo)出滿(mǎn)足上述的第(1)式的分
母函數(shù)J(X)，其滿(mǎn)足以下數(shù)學(xué)式
//(z)H,(z) + S/A^—1 二"J(力4(z).........................(2)。
由上述第(2)式可知，利用頻譜分解的技術(shù)分解 //(z)A(z) + S/MT1，將可以解出分母函數(shù)爿O)。并且在求出分母 函數(shù)」(z)之后，再利用所得的分母函數(shù)減z)求出分子函數(shù)^0)。 因此，在步驟S120之后，將總合步驟S110 S120所得的信道響 應(yīng)的自相關(guān)函數(shù)片(z)AO)、估測(cè)出的SINR的倒數(shù)以及一補(bǔ)償函 數(shù)，以計(jì)算出一特定函數(shù)(歩驟S125)。其中，補(bǔ)償函數(shù)表示為 Cp(z)，特定函數(shù)可表示為G("。為了方便說(shuō)明先假設(shè)補(bǔ)償函數(shù) Cp(》為零，在較后的實(shí)施例將說(shuō)明如何設(shè)計(jì)補(bǔ)償函數(shù)Cp(z);此 時(shí)，G(z)的數(shù)學(xué)式可表示為
G(z) 二 + 57tV7T1.........................(3)。
其中，S/AW為上述歩驟S115所估測(cè)出的SINR， -l表示為倒數(shù)運(yùn) 算。而上述步驟S125所得的特定函數(shù)G(z)可進(jìn)一步表示為
剛二 L+f+1 + gWi+2 +…+ g0 + &z +…+ g乂-1.….(4)。 在計(jì)算出特定函數(shù)G 0)后，將擷取出特定函數(shù)G 0)的多個(gè)系
ii數(shù)(步驟S130)。由上述第(4)式可知，該些系數(shù)的集合可表示為 {g }(::+1={g—i+1g—"2 ... g。 & ... ,}。接著，將特定
函數(shù)GO)的多個(gè)系數(shù)te丄t二w進(jìn)行一倒頻譜(cepstmm)運(yùn)算，以得 到多個(gè)倒頻譜系數(shù)(步驟S135)。換句話(huà)說(shuō)，就是將多個(gè)系數(shù) 轉(zhuǎn)換至倒頻譜域(cepstrumdomain)。上述步驟S135又包 含多個(gè)子步驟，如圖2所示。
請(qǐng)參考圖2，首先，將多個(gè)系數(shù)kj;L—L+,進(jìn)行長(zhǎng)度為兀的傅
立葉轉(zhuǎn)換(步驟S210)。本實(shí)施例并未限定傅立葉轉(zhuǎn)換的長(zhǎng)度，本 領(lǐng)域具通常知識(shí)者要實(shí)現(xiàn)本發(fā)明時(shí)，可依照實(shí)際硬件的配置來(lái)決 定傅立葉轉(zhuǎn)換的長(zhǎng)度。然而，針對(duì)傅立葉轉(zhuǎn)換的長(zhǎng)度非遠(yuǎn)大于特 定函數(shù)G(z)系數(shù)個(gè)數(shù)而產(chǎn)生的負(fù)面效應(yīng)及其補(bǔ)償方法，將于后文
中詳加描述。
在歩驟S210中，多個(gè)系數(shù){&}1—i",例如是依照一次序放入傅 立葉轉(zhuǎn)換的輸入，來(lái)進(jìn)行傅立葉轉(zhuǎn)換。而傅立葉轉(zhuǎn)換的輸入例如 有o -1的索引位置。其中，0 厶—1的系數(shù)依序作為傅 立葉轉(zhuǎn)換的索引位置為0 丄—1的輸入，也就是將正z次方的系數(shù) 依照次方大小的順序放入傅立葉轉(zhuǎn)換的索引位置為0 丄-1。換 句話(huà)說(shuō)，系數(shù)g,將放入第z'索引位置的輸入，其中，/例如為介于
0 丄—l的整數(shù)。另外，-丄+ 1 -l的系數(shù)(g止U+,依序作為傅 立葉轉(zhuǎn)換的索引位置為^-丄+ l 〖-l的輸入，也就是將負(fù)z次 方的系數(shù)依照相反于次方大小的順序放入傅立葉轉(zhuǎn)換的索引位置
為^一i A:-丄+i的輸入。換句話(huà)說(shuō)，系數(shù)g/將放入第(〖+ ))索 引位置的輸入，其中，乂例如為介于-1 -丄+l的整數(shù)。
由上述將系數(shù){g丄tL+1放入傅立葉轉(zhuǎn)換的輸入的方式可知， 傅立葉轉(zhuǎn)換的長(zhǎng)度《與通道長(zhǎng)度丄之間的關(guān)系例如需滿(mǎn)足
K22丄—1，而其余沒(méi)有輸入數(shù)據(jù)的傅立葉轉(zhuǎn)換的索引位置將例如 放入0或一定值。依照系數(shù)&,丄t二w放入傅立葉轉(zhuǎn)換的輸入的方式，系數(shù)(g,乂二",將進(jìn)行傅立葉轉(zhuǎn)換，以產(chǎn)生出(《)S。
接下來(lái)，將傅立葉轉(zhuǎn)換后結(jié)果{《}^;進(jìn)行一對(duì)數(shù)運(yùn)算，以得
到該些系數(shù)集合的多個(gè)對(duì)數(shù)頻譜分量(步驟S220)，而對(duì)數(shù)頻譜分
量可表示為uog(《)^;。最后，將對(duì)數(shù)頻譜分量《iog(G^s進(jìn)行
反傅立葉轉(zhuǎn)換(Inverse Fourier Transform),以得到多個(gè)倒頻譜系數(shù) (步驟S230),而倒頻譜系數(shù)表示為WJS。
接下來(lái)，請(qǐng)回頭參考圖1 ，在得到多個(gè)倒頻譜系數(shù){& } 1—(J之后， 取出部分倒頻譜系數(shù)，并進(jìn)行有限長(zhǎng)度的傅立葉轉(zhuǎn)換，以得到多
個(gè)頻譜分量(步驟si4o)，其中，多個(gè)頻譜分量表示為《a^:o1。在
本實(shí)施例的步驟S140中，傅立葉轉(zhuǎn)換的長(zhǎng)度例如為I，并且，傅 立葉轉(zhuǎn)換的輸入例如有0 X-1的索引位置。而上述取出部分倒
頻譜系數(shù){& } SI的步驟中，"=0的倒頻譜系數(shù)&將除以 一 第 一 特 定值作為傅立葉轉(zhuǎn)換的索引位置為0的輸入，第一特定值可以為 正整數(shù)，而在本實(shí)施例中，第一特定值例如為2。 " = 1 /://)-1的
倒頻譜系數(shù)"j^廣1將依序作為傅立葉轉(zhuǎn)換的索引位置為
1 a:/d-i的瑜入，上述d值可以為正整數(shù)，在本實(shí)施例中，z) 例如為2。而其余傅立葉轉(zhuǎn)換的索引位置^/" K-l的輸入為一 第二特定值，第二特定值可以為一整數(shù)，而在本實(shí)施例中，第二 特定值例如為0。
由上述可知，本實(shí)施例只有取出部分的倒頻譜系數(shù)
(^/2^^Jt，'進(jìn)行傅立葉轉(zhuǎn)換，而其余的傅立葉轉(zhuǎn)換的輸入將 補(bǔ)零。并且，由前述的第(2)式可知，若利用頻譜分解的方式將特 定函數(shù)GO)分解為兩個(gè)函數(shù)相乘，可以得到分母函數(shù)JO)。因此，
上述取出部分倒頻譜系數(shù)}H的步驟可以視為將特定函數(shù)G(z) 的系數(shù)在倒頻譜域中分解為 一 半。
在得到頻譜分量之后，將頻譜分量{fi}f=—d進(jìn)行一指數(shù) 運(yùn)算，以得到多個(gè)指數(shù)頻譜分量《exp0a))^(步驟S145)。然后，
13再將多個(gè)指數(shù)頻譜分量(exp(&))^進(jìn)行反傅立葉轉(zhuǎn)換，以得到多 個(gè)系數(shù)候選者(步驟S150)。在本實(shí)施例中，由于反傅立葉轉(zhuǎn)換長(zhǎng)
度為《，因而反傅立葉轉(zhuǎn)換所得的系數(shù)候選者的個(gè)數(shù)例如為尤，
并可表示為(/;KT
0 o
接下來(lái)，取出部分系數(shù)候選者{/ }二—。(步驟S155)。而取出的 個(gè)數(shù)由實(shí)際硬件作調(diào)整，例如取出前面G個(gè)系數(shù)候選者，可表示 為{厶}^！。木實(shí)施例將G值例如設(shè)定為所估測(cè)出的通道長(zhǎng)度丄，
因而所取出的系數(shù)候選者表示為！y;〕^i。接著，將所取出的系數(shù) 候選者進(jìn)行標(biāo)準(zhǔn)化，并作為濾波器的分母函數(shù)的系數(shù)3(z)，以組
成分母函數(shù)2(z)(步驟S160)。在此，分母函數(shù)的系數(shù)^0)可表 示為，在本實(shí)施例中，標(biāo)準(zhǔn)化例如是將分母函數(shù)3(z)中z的 零次方系數(shù)"o設(shè)置為1，而z的零次方系數(shù)對(duì)應(yīng)的系數(shù)候選者例如 為/o。因此，標(biāo)準(zhǔn)化后的候選系數(shù)可表示為{厶/./0}=。而利用 {厶/ /。}=作為系數(shù)所組合出的分母函數(shù)^ (z)可表示如下 v4(力="o + "^一1 + "2了一2 +... + a丄—p一(")
1丄.《1丄"^2 7—2丄 ,。 =iH--Z H--Z --Z
,o 乂
在得到分母函數(shù)2(z)的系數(shù)之后，利用所得的分母函數(shù)2(z)
的系數(shù)與所估測(cè)出的通道響應(yīng)Ao)，計(jì)算出濾波器的分子函數(shù)
百O)的系數(shù)(步驟S165)，其中，分子函數(shù)哀(力的系數(shù)表示為 {Wi。。在得到分母函數(shù)3(z)的系數(shù)與分子函數(shù)5(z)的系數(shù)之
后，即可以得到所設(shè)計(jì)的濾波器的轉(zhuǎn)移函數(shù)，其數(shù)學(xué)式如下
_ g(力—4 + 1+...+~—(A/—"+M
w(2/ — ——，——
, <3。 + a丄Z—1 + ... + U—"一2) + ，Z—0
本實(shí)施例所提出的濾波器例如是作為接收端的均衡器，其目 的在于消除傳輸信道對(duì)于信號(hào)的干擾。因此，就數(shù)學(xué)上的推導(dǎo)來(lái)
14說(shuō)，必須要使得所設(shè)計(jì)出的濾波器盡量滿(mǎn)足下式
》(禍(z)二二--A/#)..........................................(4)
其中，3 = /o2，而第(4)式中等號(hào)左邊的50)^ #(》可展開(kāi)為
(z) 二 (60++...+6a/,'w , 一'+...++1)
而第(4)式中等號(hào)右邊的M//#(z)可展開(kāi)為
二z省(《—一"+... + /;》2 + /<z +《)。
為了使本領(lǐng)域具通常知識(shí)者能夠透過(guò)本實(shí)施例的教導(dǎo)實(shí)施本
發(fā)明，以下將說(shuō)明歩驟S165如何計(jì)算出濾波器的分子函數(shù)》(力的 系數(shù)，并且能夠盡可能滿(mǎn)足上述第(4)式。首先，計(jì)算上述/o的平
方/o2。接著，計(jì)算分子函數(shù)哀(z)的系數(shù) ，其中，~/二《/3， 而3二/。2。接下來(lái)，利用遞歸(recursive)的方式，計(jì)算系數(shù)
。由系數(shù)~—,依序計(jì)算分子函數(shù)的系數(shù) ~—，…A,—w 。計(jì)算的方式將依據(jù)以下的數(shù)學(xué)式
M-n
&二《_ "—2>:'.l其中，丄+h"M-i…(5)。 ,"=i
最后，若所欲設(shè)計(jì)出的分子函數(shù)》(z)的長(zhǎng)度m+1大于或等于
丄+ l時(shí)，由上述第(5)式可知，還需計(jì)算系數(shù)UU:i^。計(jì)算的順序 例如是由分系數(shù)^,—i，依序計(jì)算系數(shù)&,—i,《,—^p…，&。計(jì)算的方
式將依據(jù)以下的數(shù)學(xué)式
&二—其中，OS"^M-丄..........................(6)。
上述實(shí)施例所提提出的計(jì)算濾波器系數(shù)的方法，可以應(yīng)用于
目前的碼分多址(Code Division Multiple Access ， 以下簡(jiǎn)稱(chēng)為 CDMA)系統(tǒng)，如圖3所示。圖3示出了 CDMA系統(tǒng)的示意圖。請(qǐng)
參考圖3，尸-l個(gè)使用者的數(shù)據(jù)A(z),AO),…，zv，(z)以及引導(dǎo)信
號(hào)(pilotsignal)經(jīng)由解展頻單元310—1 310—P，分別乘上其對(duì)應(yīng)的 展頻碼(spreading code) C。0)，q(z),C2(z)，…，C尸—,(>)后，總合為SO)。再經(jīng)由擾亂器(scrambler)320將^0)攪亂(scrambling)為 JTO)，而JTO)將被發(fā)送至傳輸信道330，而傳送信號(hào)義O)將受 到通道響應(yīng)與噪聲#0)的影響，使得接收端接收到的信號(hào)為 卩0)。信號(hào)y(z)將被輸入至SINR估測(cè)器340、信道估測(cè)單元350 以及均衡器360。
SINR估測(cè)器340估測(cè)出，信道估測(cè)單元350估測(cè)出信
道響應(yīng)^0)與通道長(zhǎng)度丄。均衡器360可利用一 IIR濾波器實(shí)施， 而本發(fā)明可應(yīng)用于均衡器360中，利用所估測(cè)出的S/AW與A(z)，
來(lái)計(jì)算出濾波器的系數(shù)。而均衡器360消除信號(hào)n力中通道的干
擾后將輸出。而解擾亂器(de-scrambler)370解擾亂
(de-scrambling)信號(hào)義0)后輸出》0)?！?)經(jīng)由解展頻單元 380_1 380_P-1將角早出Z5 —1個(gè)使用者的數(shù)據(jù)
4(力，輛,A(z),…力"z)。
以下以計(jì)算機(jī)仿真的方式，仿真上述CDMA系統(tǒng)，并將傳輸 信道仿真為一多路徑衰退信道(multipath fading channel),且信道長(zhǎng) 度丄=64。圖4示出了在不同SINR之下，接收端的位錯(cuò)誤率(Bit Error Rate，以下簡(jiǎn)稱(chēng)BER)趨勢(shì)圖。請(qǐng)參考圖4，第一條曲線Sl 為均衡器360以64階數(shù)(64-taps)的FIR濾波器實(shí)施。第二 四條 S2 S4為均衡器360以上述實(shí)施例所提出的IIR濾波器來(lái)實(shí)施。 其中，第二條曲線S2所使用的濾波器系數(shù)時(shí)，傅立葉轉(zhuǎn)換的長(zhǎng)度 為《二128。第三條曲線S3所使用的濾波器系數(shù)時(shí)，傅立葉轉(zhuǎn)換 的長(zhǎng)度為《二256。第四條曲線S4所使用的濾波器系數(shù)時(shí)，傅立 葉轉(zhuǎn)換的長(zhǎng)度尺=512。由圖4可觀察出在計(jì)算濾波器系數(shù)時(shí)，當(dāng)
使用的傅立葉轉(zhuǎn)換長(zhǎng)度越大時(shí)，將使得接收端效能越好。但是， 由圖4也可觀察S2 S4在SINR較大時(shí)，其效能皆有發(fā)散的狀況， 并且，在不同的傅立葉轉(zhuǎn)換長(zhǎng)度尺之下，在圖4中發(fā)散的位置也 不同。因此，經(jīng)由上述的模擬可知，接收端的位錯(cuò)誤率發(fā)散的位 置與信道長(zhǎng)度丄、傅立葉轉(zhuǎn)換長(zhǎng)度尺與SINR有關(guān)。
造成上述現(xiàn)象的原因在于，在上述第(2)式中，利用頻譜分解的方式，分解A(z)Ao)+mw—'，以找出分母函數(shù)JO)。就數(shù)學(xué)
的理論上來(lái)說(shuō)，必須要利用連續(xù)傅立葉轉(zhuǎn)換來(lái)進(jìn)行頻譜分解(注 [2])，才能夠讓所分解出的J(X)滿(mǎn)足上述第(1)式。但是，在上述 頻譜分解的過(guò)程中，由于為了實(shí)際硬件的考慮，上述的傅立葉轉(zhuǎn) 換皆例如是使用有限長(zhǎng)度的離散傅立葉轉(zhuǎn)換，造成所得到的分母
函數(shù)2②只能夠趨近上述第(i)式。上述所得的3o)可寫(xiě)成
32(>)3#(X^^rO)//#(z) + lS7Mrl — rOS7A^,U)........(7)。
其中，r(67A^,《,Z)例如為一個(gè)與67AW、 ^與丄相關(guān)的常數(shù)多項(xiàng) 式。
以頻率的角度觀察上述第(7)式，并將上述第(7)式中的z以 z二e^取代，可得
5 i |2叫//(一)卩+67MT1 - r(S扁，《,乙)........(8)。
由上述第(s)式可觀察減項(xiàng)"s/aw,a:，z)的效應(yīng)；當(dāng)通道狀況較差
時(shí)，如在某些頻率之下i^(一"l的值接近于零，上述的減項(xiàng) "57#凡《,丄)將造成濾波器的頻率響應(yīng)I) / 2(e^) I的分母函
數(shù)i^y")i趨近于零，使得濾波器處于不穩(wěn)定的狀態(tài)，進(jìn)而使得接
收端的效能?chē)?yán)重下降，因而發(fā)生如上述模擬圖4中，接收端效能 發(fā)散的情況。若要避免效能發(fā)散的現(xiàn)象，將必須采用長(zhǎng)度很大的 傅立葉轉(zhuǎn)換，但是所產(chǎn)生的龐大計(jì)算復(fù)雜度則造成倒頻譜法在應(yīng) 用上的重大局限。
為了防止上述濾波器不穩(wěn)定的狀況以及改進(jìn)倒頻譜法應(yīng)用的
局限，本實(shí)施例在上述的特定函數(shù)GO)加入一補(bǔ)償函數(shù)c;o)。
其中，此補(bǔ)償函數(shù)Cp②例如為一多項(xiàng)式，且例如與傅立葉轉(zhuǎn)換長(zhǎng)
度a:、通道響應(yīng)長(zhǎng)度丄以及sinr有關(guān)，因而也可表示為
Cp(z;I，Z,6ZVT0。換句話(huà)說(shuō)，本實(shí)施例的步驟類(lèi)似于上述實(shí)施例， 不同點(diǎn)在于將步驟S125中的特定函數(shù)G(z)的數(shù)學(xué)式轉(zhuǎn)變?yōu)?附二麵)A (z) + S扁一 + Cp 0; X,丄,5!羅)。
17之后，同樣利用頻譜分解的方法(步驟S130 165)，計(jì)算出分母函
數(shù); (力與分子函數(shù)》(力。
為了讓本領(lǐng)域具通常知識(shí)者能夠透過(guò)本實(shí)施例來(lái)實(shí)施本發(fā) 明，以下將說(shuō)明如何計(jì)算補(bǔ)償函數(shù)，并將上述補(bǔ)償函數(shù)例如為一 常數(shù)，并假設(shè)此補(bǔ)償函數(shù)只與傅立葉轉(zhuǎn)換長(zhǎng)度《相關(guān)，因此，補(bǔ)
償函數(shù)可表示為C/7(z;《)。此計(jì)算補(bǔ)償函數(shù)(^(z;K)的方法例如是
利用系統(tǒng)仿真或是利用接收端己知的信號(hào)，例如訓(xùn)練序列(training s叫uence)或引導(dǎo)信號(hào)(pilot signal)等等，在沒(méi)有加入補(bǔ)償函數(shù) Cp(z;《)之下，將原始的特定函數(shù)G(力進(jìn)行頻譜分解后，計(jì)算出
分母函數(shù)2(z)與分子函數(shù)哀0)，并且統(tǒng)計(jì)在不同SINR之下接收 端效能。接著，再找出接收端效能發(fā)散時(shí)所對(duì)應(yīng)的一特定SINR， 再依據(jù)特定SINR，決定補(bǔ)償函數(shù)C/z;《)。
換句話(huà)說(shuō)，本實(shí)施例可以是在離線(off-line)的狀態(tài)下，預(yù)先利 用模擬結(jié)果，得到不同I值對(duì)應(yīng)的補(bǔ)償函數(shù)CpO;K)，并建立一 特定表格，用以記載X與補(bǔ)償函數(shù)Cp(z;K)的關(guān)系，并在實(shí)際的 硬設(shè)備中，利用此特定表格決定出補(bǔ)償函數(shù)Cp(z;TO，并加入上 述的特定函數(shù)G(力，以計(jì)算出具有穩(wěn)定性高的濾波器的系數(shù)?；?者，本實(shí)施例可以是在聯(lián)機(jī)(on-line)的狀態(tài)下，利用接收端已知的 信號(hào)(例如訓(xùn)練序列或引導(dǎo)信號(hào))，計(jì)算出I值所對(duì)應(yīng)的補(bǔ)償函數(shù) Cp(z;"，在將補(bǔ)償函數(shù)C^(z;7Q加入上述的特定函數(shù)GO)，以
計(jì)算出具有穩(wěn)定性高的濾波器的系數(shù)。
以上述圖4中的曲線S2為例，其位錯(cuò)誤率發(fā)散的位置所對(duì)應(yīng) 的SINR約為16 dB，因此，當(dāng)傅立葉轉(zhuǎn)換長(zhǎng)度〖=128時(shí)，本實(shí) 施例可將補(bǔ)償函數(shù)Cp (z;《)設(shè)定為C; (z;《)二 -16 dB 。以此類(lèi)推，
由上述圖4可得，當(dāng)〖=256時(shí)，CpO;K)二—24dB，而I二512時(shí)，
Cp(z;《)二-27dB。
根據(jù)上述所設(shè)定的補(bǔ)償函數(shù)Cp(z;《)，以相同于上述圖4的
18仿真環(huán)境，計(jì)算機(jī)仿真在不同SINR之下接收端的BER，如圖5 所示。請(qǐng)參考圖5，第一條曲線Sl相同于圖4中的曲線Sl，以 64-階數(shù)(64-taps)的FIR濾波器來(lái)實(shí)施均衡器360。第二 四條S5 S7為均衡器360以上述實(shí)施例所提出的I1R濾波器來(lái)實(shí)施，并且 已分別依據(jù)傅立葉轉(zhuǎn)換長(zhǎng)度《的值，加入上述的,卜償函數(shù) C^(z;A:)。其中，第二條曲線S5所使用的濾波器系數(shù)時(shí)，傅立葉
轉(zhuǎn)換的長(zhǎng)度為1 = 128，補(bǔ)償函數(shù)<^(《^) = —16dB。第三條曲線 S6所使用的濾波器系數(shù)時(shí)，傅立葉轉(zhuǎn)換的長(zhǎng)度為《=256，補(bǔ)償 函數(shù)Cp(z;I)二-24dB。第四條曲線S7所使用的濾波器系數(shù)時(shí)， 傅立葉轉(zhuǎn)換的長(zhǎng)度1 = 512，補(bǔ)償函數(shù)C;(z;A:)二一27dB。由圖5 可觀察出，在加入補(bǔ)償函數(shù)Cp(z;《)之后，接收端效能發(fā)散的狀 況明顯地消失。也就是說(shuō)，本實(shí)施例在加入補(bǔ)償函數(shù)CpO;7Q之
后，能夠使用長(zhǎng)度較低的傅立葉轉(zhuǎn)換，又同時(shí)能夠使接收端達(dá)到 很好的效能，進(jìn)而能夠減少濾波器在計(jì)算系數(shù)上所耗費(fèi)的計(jì)算量。 然而，本領(lǐng)域具通常知識(shí)者應(yīng)當(dāng)知道，上述補(bǔ)償函數(shù)可以是 利用位錯(cuò)誤率發(fā)散的位置所對(duì)應(yīng)的SINR作為補(bǔ)償函數(shù)的值，也可 以是利用鄰近于位錯(cuò)誤率發(fā)散的位置所對(duì)應(yīng)的SINR作為補(bǔ)償函 數(shù)的值。另外，本領(lǐng)域具通常知識(shí)者應(yīng)當(dāng)知道，在上述計(jì)算機(jī)仿 真中皆使用固定長(zhǎng)度丄的傳輸信道，但是實(shí)際傳輸?shù)耐ǖ篱L(zhǎng)度未 必為固定，因此，補(bǔ)償函數(shù)可以是與信道長(zhǎng)度丄與傅立葉轉(zhuǎn)換長(zhǎng) 度〖有關(guān)，可表示為Cp(z;K,丄)。而此補(bǔ)償函數(shù)Cp(z,，丄)也同樣
可以是以離線或聯(lián)機(jī)的方式，找出不同信道長(zhǎng)度丄與傅立葉轉(zhuǎn)換 長(zhǎng)度X的比值I/丄下所對(duì)應(yīng)的補(bǔ)償函數(shù)Cp(z;X,丄)，并進(jìn)一歩利
用所得的補(bǔ)償函數(shù)Cp(z;A:，丄)，計(jì)算出穩(wěn)定性高的濾波器系數(shù)。
由上述的實(shí)施例可知，本發(fā)明所提出的計(jì)算濾波器系數(shù)的方 法，屬于一種非迭代(non-itemtive)的算法，因此，能夠避免計(jì)算 濾波器系數(shù)上耗時(shí)與收斂的問(wèn)題。另外，本實(shí)施例利用上述補(bǔ)償 函數(shù)，可在確保濾波器效能的前提下，使用長(zhǎng)度大幅減縮的傅立
19葉轉(zhuǎn)換以降低系數(shù)計(jì)算的復(fù)雜度，改進(jìn)倒頻譜法應(yīng)用上的局限。
為了讓本領(lǐng)域具通常知識(shí)者能夠透過(guò)實(shí)施例的教導(dǎo)來(lái)實(shí)施本 發(fā)明，在說(shuō)明濾波器系數(shù)的計(jì)算方法后，本實(shí)施例將說(shuō)明如何將 接收信號(hào)進(jìn)行濾波處理。圖6示出了本發(fā)明實(shí)施例的濾波方法步
驟流程圖。請(qǐng)參考圖6,接收來(lái)自傳輸信道的接收信號(hào)y(z)(步驟 S610)。接著，計(jì)算濾波器的分母函數(shù)與分子函數(shù)(步驟S620)。在 步驟S620中，計(jì)算系數(shù)的方法例如為上述實(shí)施例或其它計(jì)算濾波 系數(shù)的算法。接下來(lái)，利用一前饋濾波器(feed-forward filter)將接
收信號(hào)與分子函數(shù)§0)進(jìn)行濾波處理，以得到 一 分子濾波信
號(hào)(步驟S630)，其中，分子濾波信號(hào)可表示為 ,丄t」，而其z轉(zhuǎn) 換可表示為^X)。
接下來(lái)，提供一閾值(步驟S640)，之后，依序判斷分母函數(shù) 的多個(gè)系數(shù){ 《=是否小于閾值(步驟S650)。并將小于閾值的系 數(shù)設(shè)定至一預(yù)設(shè)值(步驟S655),將大于或等于閾值的系數(shù)維持原 始的值(歩驟S660)，以將分母函數(shù)調(diào)整為一等效分母函數(shù)。在本 實(shí)施例中，上述預(yù)設(shè)值例如為O，而閾值例如為77/丄，其中，77為 系統(tǒng)可調(diào)整的一正數(shù)，而上述等效分母函數(shù)的系數(shù)表示為《，而 其數(shù)學(xué)式可表示為
& =j" , ifiaj2》77/i "
)，其中ITU Vehicular B信道模型以延遲擴(kuò)散(delay spread)為77個(gè)切片時(shí)間(chip dm'ation)作為模擬，但只有幾條路徑具有較大的能量，模擬結(jié)果如圖7所示。圖7示出了在不同SINR之下，接收端的位錯(cuò)誤率趨勢(shì)圖。請(qǐng)參考圖7，
第一條曲線S8仿真^二0，而分母函數(shù)2(z)的長(zhǎng)度丄二80。第二
條曲線S9仿真// = 10—2，而分母函數(shù)2(z)的長(zhǎng)度丄由80簡(jiǎn)化為
f二22。第三條曲線S10仿真/7二10—\而分母函數(shù)5(z)的長(zhǎng)度丄
由80簡(jiǎn)ib為f = 9。第四條曲線S10仿真77二2xlO—'，而分母函數(shù)
2(z)的長(zhǎng)度丄由80簡(jiǎn)化為1 = 6。由圖7可看出當(dāng)77越大時(shí)，使得簡(jiǎn)化后的分母函數(shù)的有效系數(shù)個(gè)數(shù)越來(lái)越少，但是卻能夠在對(duì)于接收端效能影響有限的情況下大幅地簡(jiǎn)化濾波的復(fù)雜度。綜上所述，本發(fā)明實(shí)施例可以歸納出以下優(yōu)點(diǎn)
1. 本發(fā)明實(shí)施例利用頻譜分解與倒頻譜技術(shù)，直接將特定函數(shù)在倒頻率域進(jìn)行分解，以得到濾波器的分母函數(shù)的系數(shù)。換句話(huà)說(shuō)，本發(fā)明實(shí)施例采用非迭代的算法，能夠減少計(jì)算系數(shù)時(shí)所耗費(fèi)的計(jì)算量，又能夠解決系數(shù)收斂的問(wèn)題。
2. 本實(shí)施例在加入補(bǔ)償函數(shù)到特定函數(shù)之后，能夠使用長(zhǎng)度較小的傅立葉轉(zhuǎn)換，并且同時(shí)讓接收端達(dá)到很低的BER。換句話(huà)說(shuō)，本實(shí)施例可在確保一定地接收端效能前提下降低濾波器計(jì)算量，
21改進(jìn)倒頻譜技術(shù)應(yīng)用上的局限。
3.本發(fā)明實(shí)施例在進(jìn)行濾波時(shí)，簡(jiǎn)化濾波器的分母函數(shù)，以降低進(jìn)行乘法運(yùn)算的次數(shù)，因而降低濾波的計(jì)算量。
雖然本發(fā)明已以較佳實(shí)施例揭露如上，然其并非用以限定本發(fā)明，任何所屬技術(shù)領(lǐng)域中具有通常知識(shí)者，在不脫離本發(fā)明的精祌和范圍內(nèi)，當(dāng)可作些許的更動(dòng)與潤(rùn)飾，因此本發(fā)明的保護(hù)范圍當(dāng)視后附的權(quán)利要求所界定者為準(zhǔn)。
注[〗]:A. Ahlen and M. Stemad, "Wiener filter design usingpolynomial equation" IEEE Trans. Signal processing, vol. 39, no.11,pp.2387-2399, Nov. 1991.
注[2]: T.N.T. Goodman C. A. Micchelli, G Rodriguez. And S.Seatzu, "Spectral factorization of Laurent polynomials," Springer J.Advances Computational Math.， vol. 7, no. 4， pp.429-454, Aug. 1997.
注[3] : ITU-R， "Guidelines for the evaluation of radiotransmission technologies for IMT-2000", ITU-R RecommendationM. 1225, 1997.
2權(quán)利要求
1. 一種計(jì)算濾波器系數(shù)的方法，其被應(yīng)用于濾波器，其中，該濾波器適用于接收端的均衡器，用以消除傳輸信道對(duì)該接收端的接收信號(hào)所造成的干擾，該方法包括下列步驟a. 估測(cè)通道響應(yīng)；b. 估測(cè)信號(hào)對(duì)干擾噪聲比；c. 計(jì)算該信道響應(yīng)的自相關(guān)函數(shù)；d. 總合該信道響應(yīng)的自相關(guān)函數(shù)、該信號(hào)對(duì)干擾噪聲比的倒數(shù)以及補(bǔ)償函數(shù)，進(jìn)而得到特定函數(shù)；e. 從該特定函數(shù)中擷取多個(gè)系數(shù)；f. 將該些系數(shù)進(jìn)行倒頻譜運(yùn)算，進(jìn)而得到相對(duì)應(yīng)地多個(gè)倒頻譜系數(shù)；g. 根據(jù)該些倒頻譜系數(shù)中取出部分進(jìn)行有限長(zhǎng)度的傅立葉轉(zhuǎn)換，進(jìn)而得到多個(gè)頻譜分量；h. 將該些頻譜分量進(jìn)行指數(shù)運(yùn)算，以得到多個(gè)指數(shù)頻譜分量；i. 將該些指數(shù)頻譜分量進(jìn)行有限長(zhǎng)度的反傅立葉轉(zhuǎn)換，以得到多個(gè)系數(shù)候選者；j. 從該些系數(shù)候選者中取出部分進(jìn)行標(biāo)準(zhǔn)化，用以作為該濾波器的分母函數(shù)的系數(shù)，以組成該分母函數(shù)；以及k. 利用該分母函數(shù)的系數(shù)與該信道響應(yīng)，計(jì)算出該濾波器的分子函數(shù)的系數(shù)。
2.如權(quán)利要求1所述的計(jì)算濾波器系數(shù)的方法，其中該步驟f包括 下列步驟fl.將該些系數(shù)進(jìn)行長(zhǎng)度為《的前述傅立葉轉(zhuǎn)換，其中，尺為正整數(shù)；G.將經(jīng)過(guò)該傅立葉轉(zhuǎn)換后的該些系數(shù)進(jìn)行對(duì)數(shù)運(yùn)算，進(jìn)而得到相 對(duì)應(yīng)地多個(gè)對(duì)數(shù)頻譜分量；以及f3.將該些對(duì)數(shù)頻譜分量進(jìn)行反傅立葉轉(zhuǎn)換，以得到該些倒頻譜系數(shù)。
3. 如權(quán)利要求2所述的計(jì)算濾波器系數(shù)的方法，其中該通道響應(yīng)表示為《0)，該通道響應(yīng)的z轉(zhuǎn)換為/》0) 二 &/7)Z_"，而該 信道響應(yīng)的自相關(guān)函數(shù)為， 其中，/^(力二ir((/)-')=x;,7/ (">:"。
4. 如權(quán)利要求3所述的計(jì)算濾波器系數(shù)的方法，還包括提供該補(bǔ)償函數(shù)，其中該補(bǔ)償函數(shù)與該傅立葉轉(zhuǎn)換的長(zhǎng)度相關(guān)，表示為Cp(z)，該信號(hào)對(duì)干擾噪聲比表示為57AW，該特定函 數(shù)表示為G(z)，其值為G(z) = + S/MT1 + CpO)。
5. 如權(quán)利要求1所述的計(jì)算濾波器系數(shù)的方法，其中該特定函 數(shù)表示為G(z)，該通道響應(yīng)的長(zhǎng)度表示為丄，丄為正整數(shù)，而該 步驟e還包括將該特定函數(shù)表示為z函數(shù)的多項(xiàng)式 G②=" +' + g_i+2r"2 +…+ g0 + g,2: + +…+ 1 ，其中該些系數(shù)的集合表示為。
6. 如權(quán)利要求5所述的計(jì)算濾波器系數(shù)的方法，其中該傅立葉轉(zhuǎn)換的長(zhǎng)度表示為《，而《大于等于2丄-l，該步驟fl還包括以k,丄toM衣序作為該傅立葉轉(zhuǎn)換的索引位置為o 丄-i的輸入，以&.C-W依序作為該傅立葉轉(zhuǎn)換的索引位置為K—丄+1 X-l的輸入，并進(jìn)行該傅立葉轉(zhuǎn)換，該傅立葉轉(zhuǎn)換結(jié)果表示為K^fJo1，其中，/、 j'與A為整數(shù)。
7. 如權(quán)利要求6所述的計(jì)算濾波器系數(shù)的方法，其中該些對(duì)數(shù) 頻譜分量為{log(《)}^ ，該些對(duì)數(shù)頻譜分量(log(G^》d經(jīng)過(guò)該反傅立葉轉(zhuǎn)換所得的該些倒頻譜系數(shù)表示為kji—o'，而該步驟g還包括以&除以第一特定值作為該傅立葉轉(zhuǎn)換的索引位置為o的輸入，以U，—1依序作為該傅立葉轉(zhuǎn)換的索引位置為1 ~人""-1 之輸入，以第二特定值作為該傅立葉轉(zhuǎn)換的索引位置為 X/" 《-l的輸入，進(jìn)行該傅立葉轉(zhuǎn)換，以得到該些頻譜分量(!，其中，"與該第一特定值為正整數(shù)，該第二特定值為整數(shù)。
8. 如權(quán)利要求7所述的計(jì)算濾波器系數(shù)的方法，其中該些指數(shù)頻譜分量為(exp必)^o'，該些指數(shù)頻譜分量佧xp(ft)H經(jīng)過(guò)該 反傅立葉轉(zhuǎn)換所得的該些系數(shù)候選者表示為，該濾波器的該分母函數(shù)表示為多項(xiàng)式2(Z)，該步驟j還包括取出前面p個(gè)該些系數(shù)候選者，表示為{/ }=，其中，p為正整數(shù)；以及以{/ / /Qi依序作為該分母函數(shù)3。的z次方對(duì)應(yīng)的系數(shù)，以得到該分母函數(shù)3(z)。
9. 如權(quán)利要求所述的計(jì)算濾波器系數(shù)的方法，其中前述尸值為該通道響應(yīng)的長(zhǎng)度z，該通道響應(yīng)表示為&，該分母函數(shù)2(力的 系數(shù)表示為{",,^-，該分子函數(shù)表示為多項(xiàng)式》(z)，而該分子函數(shù)的系數(shù)表示為^U:io，該分子函數(shù)的系數(shù)的長(zhǎng)度為M + 1， M為正整數(shù)，該步驟k包括計(jì)算該些系數(shù)候選者中的/()的平方/02;計(jì)算該分子函數(shù)的系數(shù)^M，其中，~/=《//02;由該分子函數(shù)的系數(shù)6n，依序計(jì)算該分子函數(shù)的系數(shù) ￡+1，其中，當(dāng)"介于M —丄+ l A/ —l時(shí)，該分子函數(shù)哀(z)的系數(shù)為&=《,—,,//。2 - ;以及,〃=1當(dāng)M2Z時(shí)，由該分子函數(shù)》(z)的系數(shù)^,—p依序計(jì)算該分子函數(shù)5(z)的系數(shù) ^Aw—w,…A，其中，當(dāng)"介于0 M-丄/,-|時(shí)，該分子函數(shù)哀o)的系數(shù)為&=—A頓。
10. 如權(quán)利要求4所述的計(jì)算濾波器系數(shù)的方法，其中該補(bǔ)償 函數(shù)與該信道響應(yīng)的長(zhǎng)度，以及該信號(hào)對(duì)干擾噪聲比有關(guān)。
11. 如權(quán)利要求4所述的計(jì)算濾波器系數(shù)的方法，其中提供該 補(bǔ)償函數(shù)的步驟還包括統(tǒng)計(jì)在不同信號(hào)對(duì)干擾噪聲比中該接收端效能； 找出該接收端效能發(fā)散時(shí)所對(duì)應(yīng)的特定信號(hào)對(duì)干擾噪聲比；以及依據(jù)該特定信號(hào)對(duì)干擾噪聲比，決定該補(bǔ)償函數(shù)。
12. 如權(quán)利要求4所述的計(jì)算濾波器系數(shù)的方法，其中提供該 補(bǔ)償函數(shù)的步驟還包括建立特定表格，用以記載該傅立葉轉(zhuǎn)換的長(zhǎng)度與該補(bǔ)償函數(shù) 的對(duì)應(yīng)關(guān)系。
13. 如權(quán)利要求12所述的計(jì)算濾波器系數(shù)的方法，其中在提供 該補(bǔ)償函數(shù)的步驟之后，還包括利用該特定表格，找出該傅立葉轉(zhuǎn)換的長(zhǎng)度對(duì)應(yīng)的該補(bǔ)償函數(shù)。
14. 一種濾波方法，包括下列步驟 接收來(lái)自傳輸信道的接收信號(hào)；計(jì)算濾波器的分母函數(shù)與分子函數(shù)，其中該分母函數(shù)的長(zhǎng)度表示為丄，該分母函數(shù)的該些系數(shù)表示為("j^i;禾U用前饋濾波器將該接收信號(hào)與該分子函數(shù)進(jìn)行濾波處理， 以得到分子濾波信號(hào)，其中該分子濾波信號(hào)表示為提供閾值，其中閾值表示為v/丄，77為預(yù)設(shè)的正數(shù)；依序判斷該分母函數(shù)中的多個(gè)系數(shù)是否4 、于該閾值； 將該些系數(shù)中小于該閾值的取出，依序設(shè)定至預(yù)設(shè)值，進(jìn)而將該分母函數(shù)調(diào)整為等效分母函數(shù)，其中該預(yù)設(shè)值為o，而該等效分母函數(shù)為利用回授濾波器將該分子濾波信號(hào)與該等效分母函數(shù)進(jìn)行濾 波處理，以得到最終濾波信號(hào)，其中該最終濾波信號(hào)為
全文摘要
本發(fā)明關(guān)于一種計(jì)算濾波器系數(shù)的方法與濾波方法，本發(fā)明采用頻譜分解與倒頻譜技術(shù)，直接將特定函數(shù)在倒頻率域進(jìn)行分解，以得到濾波器的分母函數(shù)的系數(shù)。換句話(huà)說(shuō)，本發(fā)明實(shí)施例采用非迭代的算法，能夠減少計(jì)算系數(shù)時(shí)復(fù)雜度，又能夠避免系數(shù)收斂的問(wèn)題。另外，本發(fā)明的特定函數(shù)中包含一補(bǔ)償函數(shù)，使得進(jìn)行頻譜分解時(shí)可以應(yīng)用長(zhǎng)度大幅減縮的傅立葉轉(zhuǎn)換，以降低接收端的計(jì)算量，同時(shí)讓接收端維持很好的效能。
文檔編號(hào)H03H17/02GK101471641SQ20071030084
公開(kāi)日2009年7月1日 申請(qǐng)日期2007年12月29日 優(yōu)先權(quán)日2007年12月29日
發(fā)明者吳威德, 王信淵 申請(qǐng)人:凌陽(yáng)電通科技股份有限公司