專利名稱：放大器的自適應偏置電流電路及該電流產(chǎn)生方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明總的領域是放大器。本發(fā)明的具體領域是射頻(RF)放大器，例如在接收和發(fā)射RF信號并且通常使用便攜電源的手機和其他設備中利用的放大器。
背景技術(shù)：
高效放大器對于RF應用是很重要的。典型的RF設備使用便攜電源，例如電池。當對電池的需求減少時，RF設備的工作得到增強。然而，便攜設備的RF電路成為對便攜設備的電源的最大需求之一。特別是RF電路中的放大器消耗可觀的電功率。
有不同的RF信號傳輸方法。在一些方法中，要發(fā)送的信息被完全編碼在要發(fā)送的RF信號的相位中。GSM是其中要發(fā)送的信息被完全編碼在RF信號的相位中的典型標準。在其他方法中，至少一些信息被編碼在RF信號的幅度中。在后一種情況中，在RF放大器電路的設計中嘗試提高相互沖突的目標是很重要的。第一個目標是高平均效率，這會更好地利用電源的可用電功率。第二個目標是高線性，從而放大器不會使攜帶幅度信號的信息失真。有不少技術(shù)和標準對RF信號攜帶的一些或所有信息使用RF幅度。
現(xiàn)代無線數(shù)據(jù)傳輸方法意在提供高數(shù)據(jù)速率，因為RF信號上攜帶的業(yè)務量包括話音和大比特量的數(shù)據(jù)業(yè)務，范圍從文本消息到圖像數(shù)據(jù)、視頻數(shù)據(jù)和因特網(wǎng)協(xié)議數(shù)據(jù)。第三代(3G)無線通信方法利用頻譜效率高的可變包絡調(diào)制方案。一個這樣的方案是混合移相鍵控(HPSK)方案，它被寬帶碼分多址(WCDMA)標準采用。在WCDMA中，由于發(fā)射機電路失真而引起的頻譜再生被嚴格限制。這常常轉(zhuǎn)變?yōu)閷?gòu)成發(fā)射機鏈路的末端并且負責處理最高信號電平的射頻(RF)放大器的嚴格和挑戰(zhàn)性的線性要求。
另一個重要的設計準則(盡管是相矛盾的)是放大器功耗。由于RF放大器消耗便攜設備中的電池電量的很大一部分，因此它們的功率效率對于設備在需要再充電或替換電源(如電池)之前的工作時間有直接和決定性的影響。應當在不影響放大器線性的前提下使放大器的峰值功率電平處效率最高。然而，此外效率在功率補償(power back-off)期間也應當高。在這兩種狀況下都實現(xiàn)高效，這在實踐中被證明是有困難的。例如，WCDMA標準要求連續(xù)進行功率控制(衰減)和自適應地強制實現(xiàn)基站接收的信號均衡，而不管基站的覆蓋區(qū)內(nèi)的手機離基站的距離如何。因此，RF放大器應當呈現(xiàn)高平均效率以延長電池壽命。放大器的偏置(bias)應當是自適應的。對于小信號的情況，靜態(tài)電流應當保持其最小值以提高效率。對于大信號的情況，電流應當自動升高從而實現(xiàn)高線性。
RF放大器中傳統(tǒng)上采用AB(或B)類偏置來提供自適應偏置電流。有多種類型的實現(xiàn)自適應偏置電流的放大器。一種類型的放大器通常稱為電感基極偏置饋電放大器(inductor base bias feed amplifier)。在該電路中，電感連在輸出晶體管的基極與偏置電流電路的輸出之間。一個變型方案是基極自偏置控制電路，它在偏置電流電路中添加了用于反饋的電流反射鏡，以增加電流倍增效果。在Shinjo，et al，“Low Quiescent Current SiGe HBT DriverAmplifier Having Self Base Bias Contro Circuit”，IEICE Trans.Electron.，vol.E85-C，no.7，pp.1404-1411，July 2002中討論了電感基極偏置饋電放大器的電流反射鏡反饋變型方案(基極自偏置控制)。
對這些和其他使用電感的放大器電路認識到的問題包括電感占用的實際空間量。電阻(典型地是少量的多晶硅)占用的空間比電感少的多。電阻基極偏置饋電電路省去了電感，但電路的反向阻抗要求需要高值的電阻。然而，當輸出晶體管的基極電流增加時，連接到輸出晶體管基極的電阻兩端的壓降也是如此。共發(fā)射極放大器的基極電流的任何增加將導致在基極處的電壓降低。在大信號情況下隨后基極-發(fā)射集電壓(Vbe)的降低大大限制了電流提升。電阻值越高(對于阻抗要求是有利的)，偏置電路越類似恒定偏置電流(其中集電極電流不能隨著功率輸入(Pin)增加而升高)。
電阻基極偏置饋電的變型方案加入額外的偏置電流電路，以將電流饋送到輸出晶體管的基極。在Taniguchi et al.“A Dual Bias-Feed Circuit Design forSiGe HBT Low-Noise Linear amplifier”，IEEE Trans.Microwave Theory Tech.，vol.51，no.2，pp.414-421，F(xiàn)eb.2003中討論了具有電阻基極偏置的雙偏置電路。
為了實現(xiàn)線性，使用電阻負反饋(degeneration)，但是以放大器增益為代價。電阻連接到輸出晶體管的發(fā)射極。在該電路配置中，發(fā)射極電阻升高輸出晶體管的發(fā)射極處的電壓，從而減少基極-發(fā)射極壓降(VBE)，并相應地減少上述偏置方案的電流提升效果。電感負反饋避免了升高發(fā)射極電壓，但是如上面所述，電感由于容納電感所需的空間量而帶來了制造問題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供一種放大器的自適應偏置方法和電路，其提供至少部分地基于檢測的放大器電路輸入功率的大幅電流提升。本發(fā)明的方法和電路提供基于檢測的輸入功率的附加偏置電流。本發(fā)明的電路可以是簡單、節(jié)省面積、低功率、穩(wěn)定和數(shù)字可編程的。此外，本發(fā)明的方法和電路可以結(jié)合多個包括具有電感和/或電阻負反饋的放大器的放大器電流配置使用。


圖1是根據(jù)本發(fā)明實施例的自適應偏置的放大器電路的方框圖；圖2是圖1中的自適應偏置電流提升模塊的方框圖；圖3是根據(jù)本發(fā)明實施例的自適應偏置電流電路；以及圖4示出根據(jù)本發(fā)明實施例的示范性多級RF放大器的一半。
具體實施例方式
本發(fā)明的實施例對RF放大器的偏置電路提供基于輸入功率的電流提升。在本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，差動晶體管對讀出RF放大器的正和負輸入電壓的輸入功率差。隨著輸入到差動RF放大器的功率增加，差動晶體管對的輸出電流被削波(clip)，提供響應于輸入功率電平的高平均電流。差動晶體管以低靜態(tài)電流偏置，使得它們的集電極電流將在大信號狀況期間被削波，從而它們的平均(dc)集電極電流升高到靜態(tài)電平以上。低通濾波器去除諧波，并且產(chǎn)生與輸入功率成正比的電流提升ΔI。該電流提升被提供給RF放大器的偏置電路。最好，提供包括數(shù)字可編程的電流反射鏡在內(nèi)的一個或多個電流反射鏡，來倍增提供到RF放大器偏置電路的電流提升ΔI。將與輸入功率成正比的額外dc電流通過數(shù)字可編程偏置電流反射鏡網(wǎng)絡施加到RF放大器。
本發(fā)明的自適應偏置電路可應用到不同類型的RF放大器。本發(fā)明的偏置電路可以用于抵消電阻負反饋的影響。本發(fā)明優(yōu)選實施例的RF放大器電路使用電阻負反饋，電阻連接到輸出晶體管的發(fā)射極。電流提升偏置電路讀出輸入功率，并且提供電流提升來維持高效的、隨著輸入功率升高而增加的自適應偏置電流。在電阻負反饋提供線性的同時，維持輸出晶體管處用于放大的基極-發(fā)射極電壓VBE。
現(xiàn)在將參照附圖描述優(yōu)選實施例。通過優(yōu)選實施例的描述，本領域技術(shù)人員將將理解本發(fā)明更廣闊的方面。本領域技術(shù)人員還將認識到，由于可以使用本發(fā)明的原理提供高平均效率和高線性，本發(fā)明的自適應偏置電路和方法可普遍應用于AB/B類的多種RF放大器電路。
圖1示出示范性實施例RF放大器。在圖1中，偏置電路10提供偏置電流Icq1給包括正輸出端12p和負輸出端12N的輸出放大器12。自適應偏置電流電路14讀出RF放大器的正和負電壓VIP和VIN之間的輸入功率差，并且提供電流提升ΔIcq+Ienv(t)，其中Icq是提供給自適應偏置電流帶內(nèi)路14的靜態(tài)電流。首先將討論電流提升的dc部分ΔIcq，同時優(yōu)選實施例電路還有利地提供了包絡電流Ienv(t)，并且將在下面進行討論。dc電流提升ΔIcq與輸入功率成正比，并且被提供到偏置電路10以響應于輸入功率升高而增加靜態(tài)電路。盡管圖1未示出，但是如果電阻被施加到輸出放大器12的晶體管的發(fā)射極，則電流提升可以用于抵消電阻負反饋的影響。圖1示出自適應偏置電流電路14接收正和負輸入電壓。這些電壓可以通過單個輸入端(如果相對于地電位或其他參考電位)接收或者通過包括兩個輸入端的差動輸入端接收。
現(xiàn)在參照圖2，示出優(yōu)選實施例的自適應偏置電流電路14的總的特征。差動檢測器16讀出放大器12的正和負輸入電壓VIP和VIN的輸入功率差。檢測器16最好實現(xiàn)為差動晶體管對，它產(chǎn)生與輸入功率差成正比的電流。隨著輸入到差動RF放大器的功率的增加，在大輸入功率狀況期間，檢測器16的輸出電流響應于輸入功率電平而提供高平均電流。低通濾波器18去除諧波，并且與輸入功率成正比的電流提升ΔIcq+Ienv(t)被提供到電流倍增器20，例如電流反射鏡，用于將電流提升的電平按倍增倍數(shù)增加。可編程電流倍增器22提供額外的電流提升。總的倍增倍數(shù)可以定義為KN，其中K是倍增器20的常數(shù)K，而N是倍增器22的倍增倍數(shù)，在這種情況下，倍增倍數(shù)是KN(ΔIcq+Ienv(t))。該電流提升被提供到RF放大器的偏置電路24。偏置電路24因此接收與輸入功率成正比的額外的dc電流和包絡電流。在本發(fā)明優(yōu)選實施例的自適應偏置電流電路中，在dc電流ΔIcq上部提供包絡電流Ienv(t)。假設在頻率ω1和ω2上的雙音(two-tone)正弦波輸入，則包絡信號由Ienv(t)＝Ienvcos[(ω2-ω1)t+Θenv]給出，其中Ienv和Θenv分別表示包絡信號的幅度和相位。包絡信號的幅度可以由可編程電流倍增器22和靜態(tài)電流值改變，并且低通濾波器18決定包絡信號的相位。可以控制包絡信號的相位和幅度來消去RF放大器中的三次諧波。例如參見V.Leung，J.Deng，P.Gudem和L.Larson，“Analysis of Envelope Signal Injection for Improvement of RF AmplifierIntermodulation Distortion，”Proc.IEEE Custom Integrated Circuit Conf.，pp.133-136，Oct.2004。
圖3示出優(yōu)選實施例的自適應電流偏置和放大器電路，用于提供自適應偏置電流來向RF放大器偏置電路25提供額外的偏置電流。靜態(tài)電流偏置提供電路26向差動晶體管檢測器28提供低的靜態(tài)電流，差動晶體管檢測器28包括差動晶體管Q1和Q2，通過兩個電容器(C1、C2)讀出RF放大器的差動輸入信號Vip和Vin。電容器C1和C2應當具有小的值(例如，50fF)。應當選擇電容器C1和C2的值使對自適應電流偏置電路連接到的RF放大器的負載最小。
信號檢測由差動晶體管28中的兩個雙極晶體管(Q1、Q2)完成。晶體管Q1和Q2配置成為共發(fā)射極放大器。晶體管Q1和Q2最好以很低的靜態(tài)電流(例如20μA)偏置。選擇靜態(tài)電流偏置使功耗最小化，同時還提供用于放大的足夠的電流提升電平。在低靜態(tài)電流偏置的情況下，晶體管Q1和Q2的集電極電流在RF放大器正常工作期間出現(xiàn)的大信號狀況期間，將容易且劇烈地削波。觸發(fā)削波的輸入信號狀況的預定電平是可以由技術(shù)人員決定的設計選擇，技術(shù)人員將能夠決定適合實現(xiàn)本發(fā)明的特定設計選擇的晶體管大小、靜態(tài)電流和其他電路部件數(shù)值。
當功率電平達到出現(xiàn)削波的程度時，削波電流的平均電流(Iave)或dc部分將升高到靜態(tài)電流電平(Icq)以上。即，Iave＝Icq+ΔI。信號電平越高，得到的平均電流就越大。集電極電流IQ1、IQ2被電流加法器30相加。
要注意兩個集電極電流(IQ1、IQ2)性質(zhì)是不同的。盡管具有相同的平均電流，但它們的(RF)信號分量有180°相位差。因此，當在晶體管M1的漏極處將這兩個電流相加時，該信號部分被消去。M1的電流(IM1)于是包含兩倍的平均電平?？傊?，IM1與輸入信號電平成正比。
當出現(xiàn)如此嚴重的電流削波時，產(chǎn)生許多諧波和互調(diào)失真分量。將在M1的漏極處的信號綜合將消除一次、所有的偶數(shù)次失真。然而，奇數(shù)次諧波分量將保留(以及dc分量Iave)。如果IM1被直接反饋到RF放大器以補充其靜態(tài)電流(Icq)，則失真分量將為RF信號調(diào)制，從而降低放大器線性性能。低通濾波器32消除可能導致放大器的線性性能降低的失真分量。
由位于M1和M2的柵極之間的單極點(single pole)對電流IM1執(zhí)行低通濾波。選擇Rlp和Clp的值使得極點頻率足夠低以提供對失真分量的充分濾除。然而，如果極點頻率設置得過低，則平均電流將不能隨著信號包絡足夠快地響應，不能達到自適應偏置控制的目的。在我們仿真的信號帶寬約為5MHz的示范性實施例的WCDMA放大器中，極點被設在1.4MHz(Rlp＝18KΩ，Clp＝6.4pF)。仿真和試驗證實了在良好的失真消除和快速包絡跟蹤之間的良好折衷。這些參數(shù)和考慮可以用來選擇低通濾波器中的適當?shù)臉O點頻率以及電阻和電容值。
在低通濾波之后，IM1以1∶1的比例被鏡射(mirror)到M2的漏極。在Q3的集電極處減去靜態(tài)電流(2Icq)。得到的電流被送到電流反射鏡34，具體是Q4的集電極。Q4的集電極電流IQ4等于2Iadv-2Icq＝2ΔI這里，得到了與放大器輸入電平Pin直接成正比的dc電流(IQ4)。該電流基于輸入功率的檢測信號，并且可以直接添加到提升偏置電路，或者，最好進一步倍增以提供額外的電流提升。
在圖3的示例實施例中以兩級提供電流倍增。電流反射鏡34提供恒定比例電流倍增。具體地說，電流IQ4由Q4和Q5鏡射。在示例實施例中，1∶4的電流反射鏡射比將放大RF放大器對于給定輸入電平的放大功率檢測器控制偏置的電流提升效果。晶體管對M3-M4然后將反轉(zhuǎn)電流流動的方向，并且傳送dc電流來補充RF放大器的偏置電路25處的靜態(tài)電流(Icq1)。
可編程電流反射鏡36提供第二電流倍增。M3與M4之間的鏡射比是數(shù)字可編程的。這使得能夠靈活控制放大器的電流提升效果，以補償工藝和溫度變化。作為一個例子，M4的總晶體管大小可以是M3的8倍。根據(jù)2位的數(shù)字控制，從而M4的8、6、4和0個單元可以被斷開。因此，鏡射比可以被數(shù)字編程為1∶0(有效地禁用了功率檢測器控制電路)，或者逐漸增加到1∶2、1∶4或1∶8?？傊?，示例實施例的自適應偏置電流電路(其中，反射鏡34具有1∶4的比例，而M4的晶體管大小是M3的8倍)可以將RF放大器的靜態(tài)電流補充0、16、32或64倍IQ4，其中IQ4與Pin成正比。由于電流提升不依賴于放大器基極電流或者輸出功率，因此沒有反饋，從而自適應偏置電路和方法本質(zhì)上穩(wěn)定。電路用低靜態(tài)電流偏置消耗很小功率，并且對于半導體制造中實現(xiàn)是緊湊的。
圖3電路的自適應偏置輸出在圖4中標為Bias1，并且被用作圖4所示的示例實施例的兩級放大器的偏置電流源。為了簡單起見，圖4示出放大器電路的一半，本領域技術(shù)人員將理解電路的相同的另一半將產(chǎn)生相位相反的輸出功率。圖4的電路是適合用于例如WCDMA移動電話發(fā)射機應用的低功率驅(qū)動器放大器的電路。
放大器是雙路兩級單端設計。圖4示出放大器的一條路徑。另一條路徑未示出，但是是相同的，并且產(chǎn)生相位相反的輸出功率。第一級是提供可變增益的共射共基放大器(cascode amplifier)38。可變增益量是由控制電壓Vctrl的電平?jīng)Q定的。共射共基放大器38包括負反饋電阻40以提供線性。第二級是共發(fā)射極放大器42。共發(fā)射極放大器提供功率匹配，并且包括負反饋電感44以提供線性。圖3示例實施例電路提供的Bias1自適應地調(diào)節(jié)電流消耗以在大信號狀況下實現(xiàn)良好的線性性能，并且在功率補償期間保持高效率。Bias2可以是例如正常AB/B類偏置電路?；蛘?，它可以是本發(fā)明的自適應偏置電路，其中電壓輸入將是共射共基放大器38的輸出電壓。提供Bias1的偏置電路和提供Bias2的偏置電路由放大器的第二路徑共享(對于產(chǎn)生相位相反的輸出功率的第二路徑，不要求單獨的偏置電路)。圖4的實施方案是一個示例，并且本領域技術(shù)人員將認識到圖3的自適應電流偏置電路提供自適應偏置電流的方法可以應用到其他AB/B類放大器電路。本領域技術(shù)人員尤其應當理解本發(fā)明的原理可廣泛應用到其他類型的RF放大器。
本發(fā)明的提供自適應偏置電流的方法和自適應偏置電流電路提供電流提升來補充RF放大器在高功率電平的靜態(tài)電流。本發(fā)明的電路可以實現(xiàn)為低功率、緊湊和數(shù)字可編程的實施方案，并且它們的性能本質(zhì)上穩(wěn)定。本發(fā)明的自適應偏置電路可以為具有電阻負反饋的放大器提供AB/B類偏置。
盡管示出和描述了本發(fā)明的特定實施例，但應當理解，其他修改、替代和替換對于本領域普通技術(shù)人員來說是顯然的?？梢栽诓槐畴x權(quán)利要求書所確定的本發(fā)明宗旨和范圍的前提下，進行這些修改、替代和替換。
本發(fā)明的各種特征在權(quán)利要求書中闡述。
權(quán)利要求
1.一種產(chǎn)生響應于RF放大器的輸入功率的自適應偏置電流的方法，該方法包括步驟接收射頻放大器的負和正輸入電壓；產(chǎn)生響應于射頻放大器的負和正輸入電壓的差動電流，其中差動電流在射頻放大器的正常工作范圍內(nèi)削波；以及從差動電流中濾除至少一個諧波。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，還包括步驟從差動電流中減去用于驅(qū)動執(zhí)行所述產(chǎn)生步驟的電路的靜態(tài)偏置電流，以產(chǎn)生響應于輸入功率的自適應偏置電流。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，還包括倍增自適應偏置電流的步驟。
4.如權(quán)利要求3所述的方法，其中所述倍增步驟包括將自適應偏置電流按恒定比例倍增。
5.如權(quán)利要求4所述的方法，其中所述倍增步驟還包括第二級倍增，將自適應偏置電流安可編程的比例倍增。
6.如權(quán)利要求1所述的方法，其中所述產(chǎn)生步驟包括生成響應于輸入功率的負電壓的第一電流；生成響應于輸入功率的正電壓的第二電流；以及將第一電流和第二電流相加來產(chǎn)生差動電流。
7.如權(quán)利要求1所述的方法，其中所述濾除諧波的步驟包括對響應于射頻放大器的負和正輸入電壓的差動電流進行低通濾波。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，其中所述低通濾波的步驟是按這樣的極點頻率進行的，該極點頻率低到足以提供對失真分量的充分濾除，并且高到足以對射頻放大器的信號包絡作出響應。
9.一種用于產(chǎn)生響應于射頻放大器的輸入功率的偏置電流的自適應偏置電流電路，該偏置電流電路包括電流源裝置，用于提供靜態(tài)電流；和由靜態(tài)電流偏置的差動功率檢測器裝置，用于讀出射頻放大器的輸入功率，并且當輸入功率達到高電平時，產(chǎn)生高于靜態(tài)電流的偏置電流，偏置電流響應于輸入功率。
10.如權(quán)利要求9所述的電路，還包括低通濾波器裝置，用于從偏置電流中濾除諧波。
11.如權(quán)利要求10所述的電路，還包括第一電流倍增裝置，用于倍增偏置電流。
12.如權(quán)利要求11所述的電路，還包括第二電流倍增裝置，用于將偏置電流按可編程的倍增倍數(shù)倍增。
13.如權(quán)利要求9所述的電路，其中所述差動功率裝置包括用于產(chǎn)生響應于射頻放大器的輸入功率的正電壓相位的第一電流的裝置；用于產(chǎn)生響應于射頻放大器的輸入功率的負電壓相位的第二電流的裝置；和用于將第一電流和第二電流相加來產(chǎn)生偏置電流的裝置。
14.如權(quán)利要求13所述的電路，還包括低通濾波器裝置，用于從偏置電流中濾除諧波。
15.如權(quán)利要求14所述的電路，還包括電流倍增裝置，用于倍增偏置電流。
16.一種用于產(chǎn)生響應于射頻放大器的輸入功率的偏置電流的自適應偏置電流電路，該偏置電流電路包括靜態(tài)電流偏置提供電路(26)，用于生成靜態(tài)電流；由靜態(tài)電流偏置的差動晶體管對(28)，該差動晶體管對包括第一晶體管和第二晶體管，第一晶體管產(chǎn)生響應于射頻放大器的輸入功率的正電壓相位的第一集電極電流，第二晶體管產(chǎn)生響應于射頻放大器的輸入功率的負電壓相位的第二集電極電流，設置靜態(tài)電流使得允許第一和第二集電極電流在射頻放大器的輸入功率達到預定電平時削波；和電流加法器，用于將第一和第二集電極電流相加來產(chǎn)生偏置電流。
17.如權(quán)利要求16所述的電路，還包括低通濾波器，用于接收和濾波偏置電流。
18.如權(quán)利要求17所述的電路，還包括第一電流反射鏡，用于鏡射偏置電流；減法器，用于從偏置電流中去除對應于靜態(tài)電流的電流量；和第二電流反射鏡，用于鏡射和倍增偏置電流。
19.如權(quán)利要求18所述的電路，還包括第三電流反射鏡，可編程來倍增偏置電流。
20.一種射頻放大器，該放大器包括根據(jù)權(quán)利要求16所述的電流偏置電路；和放大器電路，用于接收來自電流偏置電路的偏置電流。
21.如權(quán)利要求20所述的射頻放大器，還包括所述放大器電路中的輸出晶體管放大器，所述輸出晶體管放大器包括負反饋電阻。
22.一種自適應偏置電流電路，包括電流源(26)，被配置成提供靜態(tài)電流；和差動功率檢測器，被配置成至少由靜態(tài)電流偏置，并且確定射頻放大器的輸入功率，以及當輸入功率達到預定高電平時，產(chǎn)生高于靜態(tài)電流的偏置電流，偏置電流大致與輸入功率成正比。
全文摘要
用于放大器的自適應偏置方法和電路，其提供至少部分地基于檢測的放大器電路輸入功率的大幅電流提升。本發(fā)明的方法和電路提供基于檢測的輸入功率的附加偏置電流。本發(fā)明的電路可以是簡單、節(jié)省面積、低功率、穩(wěn)定和數(shù)字可編程的。此外，本發(fā)明的方法和電路可以結(jié)合包括具有電感和/或電阻負反饋的放大器的多個放大器電流配置使用。
文檔編號H03F3/04GK1934784SQ200580006396
公開日2007年3月21日 申請日期2005年2月14日 優(yōu)先權(quán)日2004年2月13日
發(fā)明者文森特·W·勒昂, 普拉薩德·S·古德姆, 勞倫斯·E·拉森 申請人:加利福尼亞大學董事會