專利名稱：放大器的自適應(yīng)偏置電流電路及該電流產(chǎn)生方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明總的領(lǐng)域是放大器。本發(fā)明的具體領(lǐng)域是射頻(RF)放大器，例如在接收和發(fā)射RF信號(hào)并且通常使用便攜電源的手機(jī)和其他設(shè)備中利用的放大器。
背景技術(shù)：
高效放大器對(duì)于RF應(yīng)用是很重要的。典型的RF設(shè)備使用便攜電源，例如電池。當(dāng)對(duì)電池的需求減少時(shí)，RF設(shè)備的工作得到增強(qiáng)。然而，便攜設(shè)備的RF電路成為對(duì)便攜設(shè)備的電源的最大需求之一。特別是RF電路中的放大器消耗可觀的電功率。
有不同的RF信號(hào)傳輸方法。在一些方法中，要發(fā)送的信息被完全編碼在要發(fā)送的RF信號(hào)的相位中。GSM是其中要發(fā)送的信息被完全編碼在RF信號(hào)的相位中的典型標(biāo)準(zhǔn)。在其他方法中，至少一些信息被編碼在RF信號(hào)的幅度中。在后一種情況中，在RF放大器電路的設(shè)計(jì)中嘗試提高相互沖突的目標(biāo)是很重要的。第一個(gè)目標(biāo)是高平均效率，這會(huì)更好地利用電源的可用電功率。第二個(gè)目標(biāo)是高線性，從而放大器不會(huì)使攜帶幅度信號(hào)的信息失真。有不少技術(shù)和標(biāo)準(zhǔn)對(duì)RF信號(hào)攜帶的一些或所有信息使用RF幅度。
現(xiàn)代無(wú)線數(shù)據(jù)傳輸方法意在提供高數(shù)據(jù)速率，因?yàn)镽F信號(hào)上攜帶的業(yè)務(wù)量包括話音和大比特量的數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)，范圍從文本消息到圖像數(shù)據(jù)、視頻數(shù)據(jù)和因特網(wǎng)協(xié)議數(shù)據(jù)。第三代(3G)無(wú)線通信方法利用頻譜效率高的可變包絡(luò)調(diào)制方案。一個(gè)這樣的方案是混合移相鍵控(HPSK)方案，它被寬帶碼分多址(WCDMA)標(biāo)準(zhǔn)采用。在WCDMA中，由于發(fā)射機(jī)電路失真而引起的頻譜再生被嚴(yán)格限制。這常常轉(zhuǎn)變?yōu)閷?duì)構(gòu)成發(fā)射機(jī)鏈路的末端并且負(fù)責(zé)處理最高信號(hào)電平的射頻(RF)放大器的嚴(yán)格和挑戰(zhàn)性的線性要求。
另一個(gè)重要的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則(盡管是相矛盾的)是放大器功耗。由于RF放大器消耗便攜設(shè)備中的電池電量的很大一部分，因此它們的功率效率對(duì)于設(shè)備在需要再充電或替換電源(如電池)之前的工作時(shí)間有直接和決定性的影響。應(yīng)當(dāng)在不影響放大器線性的前提下使放大器的峰值功率電平處效率最高。然而，此外效率在功率補(bǔ)償(power back-off)期間也應(yīng)當(dāng)高。在這兩種狀況下都實(shí)現(xiàn)高效，這在實(shí)踐中被證明是有困難的。例如，WCDMA標(biāo)準(zhǔn)要求連續(xù)進(jìn)行功率控制(衰減)和自適應(yīng)地強(qiáng)制實(shí)現(xiàn)基站接收的信號(hào)均衡，而不管基站的覆蓋區(qū)內(nèi)的手機(jī)離基站的距離如何。因此，RF放大器應(yīng)當(dāng)呈現(xiàn)高平均效率以延長(zhǎng)電池壽命。放大器的偏置(bias)應(yīng)當(dāng)是自適應(yīng)的。對(duì)于小信號(hào)的情況，靜態(tài)電流應(yīng)當(dāng)保持其最小值以提高效率。對(duì)于大信號(hào)的情況，電流應(yīng)當(dāng)自動(dòng)升高從而實(shí)現(xiàn)高線性。
RF放大器中傳統(tǒng)上采用AB(或B)類偏置來(lái)提供自適應(yīng)偏置電流。有多種類型的實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)偏置電流的放大器。一種類型的放大器通常稱為電感基極偏置饋電放大器(inductor base bias feed amplifier)。在該電路中，電感連在輸出晶體管的基極與偏置電流電路的輸出之間。一個(gè)變型方案是基極自偏置控制電路，它在偏置電流電路中添加了用于反饋的電流反射鏡，以增加電流倍增效果。在Shinjo，et al，“Low Quiescent Current SiGe HBT DriverAmplifier Having Self Base Bias Contro Circuit”，IEICE Trans.Electron.，vol.E85-C，no.7，pp.1404-1411，July 2002中討論了電感基極偏置饋電放大器的電流反射鏡反饋?zhàn)冃头桨?基極自偏置控制)。
對(duì)這些和其他使用電感的放大器電路認(rèn)識(shí)到的問(wèn)題包括電感占用的實(shí)際空間量。電阻(典型地是少量的多晶硅)占用的空間比電感少的多。電阻基極偏置饋電電路省去了電感，但電路的反向阻抗要求需要高值的電阻。然而，當(dāng)輸出晶體管的基極電流增加時(shí)，連接到輸出晶體管基極的電阻兩端的壓降也是如此。共發(fā)射極放大器的基極電流的任何增加將導(dǎo)致在基極處的電壓降低。在大信號(hào)情況下隨后基極-發(fā)射集電壓(Vbe)的降低大大限制了電流提升。電阻值越高(對(duì)于阻抗要求是有利的)，偏置電路越類似恒定偏置電流(其中集電極電流不能隨著功率輸入(Pin)增加而升高)。
電阻基極偏置饋電的變型方案加入額外的偏置電流電路，以將電流饋送到輸出晶體管的基極。在Taniguchi et al.“A Dual Bias-Feed Circuit Design forSiGe HBT Low-Noise Linear amplifier”，IEEE Trans.Microwave Theory Tech.，vol.51，no.2，pp.414-421，F(xiàn)eb.2003中討論了具有電阻基極偏置的雙偏置電路。
為了實(shí)現(xiàn)線性，使用電阻負(fù)反饋(degeneration)，但是以放大器增益為代價(jià)。電阻連接到輸出晶體管的發(fā)射極。在該電路配置中，發(fā)射極電阻升高輸出晶體管的發(fā)射極處的電壓，從而減少基極-發(fā)射極壓降(VBE)，并相應(yīng)地減少上述偏置方案的電流提升效果。電感負(fù)反饋避免了升高發(fā)射極電壓，但是如上面所述，電感由于容納電感所需的空間量而帶來(lái)了制造問(wèn)題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供一種放大器的自適應(yīng)偏置方法和電路，其提供至少部分地基于檢測(cè)的放大器電路輸入功率的大幅電流提升。本發(fā)明的方法和電路提供基于檢測(cè)的輸入功率的附加偏置電流。本發(fā)明的電路可以是簡(jiǎn)單、節(jié)省面積、低功率、穩(wěn)定和數(shù)字可編程的。此外，本發(fā)明的方法和電路可以結(jié)合多個(gè)包括具有電感和/或電阻負(fù)反饋的放大器的放大器電流配置使用。


圖1是根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的自適應(yīng)偏置的放大器電路的方框圖；圖2是圖1中的自適應(yīng)偏置電流提升模塊的方框圖；圖3是根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的自適應(yīng)偏置電流電路；以及圖4示出根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的示范性多級(jí)RF放大器的一半。
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明的實(shí)施例對(duì)RF放大器的偏置電路提供基于輸入功率的電流提升。在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例中，差動(dòng)晶體管對(duì)讀出RF放大器的正和負(fù)輸入電壓的輸入功率差。隨著輸入到差動(dòng)RF放大器的功率增加，差動(dòng)晶體管對(duì)的輸出電流被削波(clip)，提供響應(yīng)于輸入功率電平的高平均電流。差動(dòng)晶體管以低靜態(tài)電流偏置，使得它們的集電極電流將在大信號(hào)狀況期間被削波，從而它們的平均(dc)集電極電流升高到靜態(tài)電平以上。低通濾波器去除諧波，并且產(chǎn)生與輸入功率成正比的電流提升ΔI。該電流提升被提供給RF放大器的偏置電路。最好，提供包括數(shù)字可編程的電流反射鏡在內(nèi)的一個(gè)或多個(gè)電流反射鏡，來(lái)倍增提供到RF放大器偏置電路的電流提升ΔI。將與輸入功率成正比的額外dc電流通過(guò)數(shù)字可編程偏置電流反射鏡網(wǎng)絡(luò)施加到RF放大器。
本發(fā)明的自適應(yīng)偏置電路可應(yīng)用到不同類型的RF放大器。本發(fā)明的偏置電路可以用于抵消電阻負(fù)反饋的影響。本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的RF放大器電路使用電阻負(fù)反饋，電阻連接到輸出晶體管的發(fā)射極。電流提升偏置電路讀出輸入功率，并且提供電流提升來(lái)維持高效的、隨著輸入功率升高而增加的自適應(yīng)偏置電流。在電阻負(fù)反饋提供線性的同時(shí)，維持輸出晶體管處用于放大的基極-發(fā)射極電壓VBE。
現(xiàn)在將參照附圖描述優(yōu)選實(shí)施例。通過(guò)優(yōu)選實(shí)施例的描述，本領(lǐng)域技術(shù)人員將將理解本發(fā)明更廣闊的方面。本領(lǐng)域技術(shù)人員還將認(rèn)識(shí)到，由于可以使用本發(fā)明的原理提供高平均效率和高線性，本發(fā)明的自適應(yīng)偏置電路和方法可普遍應(yīng)用于AB/B類的多種RF放大器電路。
圖1示出示范性實(shí)施例RF放大器。在圖1中，偏置電路10提供偏置電流Icq1給包括正輸出端12p和負(fù)輸出端12N的輸出放大器12。自適應(yīng)偏置電流電路14讀出RF放大器的正和負(fù)電壓VIP和VIN之間的輸入功率差，并且提供電流提升ΔIcq+Ienv(t)，其中Icq是提供給自適應(yīng)偏置電流帶內(nèi)路14的靜態(tài)電流。首先將討論電流提升的dc部分ΔIcq，同時(shí)優(yōu)選實(shí)施例電路還有利地提供了包絡(luò)電流Ienv(t)，并且將在下面進(jìn)行討論。dc電流提升ΔIcq與輸入功率成正比，并且被提供到偏置電路10以響應(yīng)于輸入功率升高而增加靜態(tài)電路。盡管圖1未示出，但是如果電阻被施加到輸出放大器12的晶體管的發(fā)射極，則電流提升可以用于抵消電阻負(fù)反饋的影響。圖1示出自適應(yīng)偏置電流電路14接收正和負(fù)輸入電壓。這些電壓可以通過(guò)單個(gè)輸入端(如果相對(duì)于地電位或其他參考電位)接收或者通過(guò)包括兩個(gè)輸入端的差動(dòng)輸入端接收。
現(xiàn)在參照?qǐng)D2，示出優(yōu)選實(shí)施例的自適應(yīng)偏置電流電路14的總的特征。差動(dòng)檢測(cè)器16讀出放大器12的正和負(fù)輸入電壓VIP和VIN的輸入功率差。檢測(cè)器16最好實(shí)現(xiàn)為差動(dòng)晶體管對(duì)，它產(chǎn)生與輸入功率差成正比的電流。隨著輸入到差動(dòng)RF放大器的功率的增加，在大輸入功率狀況期間，檢測(cè)器16的輸出電流響應(yīng)于輸入功率電平而提供高平均電流。低通濾波器18去除諧波，并且與輸入功率成正比的電流提升ΔIcq+Ienv(t)被提供到電流倍增器20，例如電流反射鏡，用于將電流提升的電平按倍增倍數(shù)增加。可編程電流倍增器22提供額外的電流提升?？偟谋对霰稊?shù)可以定義為KN，其中K是倍增器20的常數(shù)K，而N是倍增器22的倍增倍數(shù)，在這種情況下，倍增倍數(shù)是KN(ΔIcq+Ienv(t))。該電流提升被提供到RF放大器的偏置電路24。偏置電路24因此接收與輸入功率成正比的額外的dc電流和包絡(luò)電流。在本發(fā)明優(yōu)選實(shí)施例的自適應(yīng)偏置電流電路中，在dc電流ΔIcq上部提供包絡(luò)電流Ienv(t)。假設(shè)在頻率ω1和ω2上的雙音(two-tone)正弦波輸入，則包絡(luò)信號(hào)由Ienv(t)＝Ienvcos[(ω2-ω1)t+Θenv]給出，其中Ienv和Θenv分別表示包絡(luò)信號(hào)的幅度和相位。包絡(luò)信號(hào)的幅度可以由可編程電流倍增器22和靜態(tài)電流值改變，并且低通濾波器18決定包絡(luò)信號(hào)的相位?？梢钥刂瓢j(luò)信號(hào)的相位和幅度來(lái)消去RF放大器中的三次諧波。例如參見V.Leung，J.Deng，P.Gudem和L.Larson，“Analysis of Envelope Signal Injection for Improvement of RF AmplifierIntermodulation Distortion，”Proc.IEEE Custom Integrated Circuit Conf.，pp.133-136，Oct.2004。
圖3示出優(yōu)選實(shí)施例的自適應(yīng)電流偏置和放大器電路，用于提供自適應(yīng)偏置電流來(lái)向RF放大器偏置電路25提供額外的偏置電流。靜態(tài)電流偏置提供電路26向差動(dòng)晶體管檢測(cè)器28提供低的靜態(tài)電流，差動(dòng)晶體管檢測(cè)器28包括差動(dòng)晶體管Q1和Q2，通過(guò)兩個(gè)電容器(C1、C2)讀出RF放大器的差動(dòng)輸入信號(hào)Vip和Vin。電容器C1和C2應(yīng)當(dāng)具有小的值(例如，50fF)。應(yīng)當(dāng)選擇電容器C1和C2的值使對(duì)自適應(yīng)電流偏置電路連接到的RF放大器的負(fù)載最小。
信號(hào)檢測(cè)由差動(dòng)晶體管28中的兩個(gè)雙極晶體管(Q1、Q2)完成。晶體管Q1和Q2配置成為共發(fā)射極放大器。晶體管Q1和Q2最好以很低的靜態(tài)電流(例如20μA)偏置。選擇靜態(tài)電流偏置使功耗最小化，同時(shí)還提供用于放大的足夠的電流提升電平。在低靜態(tài)電流偏置的情況下，晶體管Q1和Q2的集電極電流在RF放大器正常工作期間出現(xiàn)的大信號(hào)狀況期間，將容易且劇烈地削波。觸發(fā)削波的輸入信號(hào)狀況的預(yù)定電平是可以由技術(shù)人員決定的設(shè)計(jì)選擇，技術(shù)人員將能夠決定適合實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的特定設(shè)計(jì)選擇的晶體管大小、靜態(tài)電流和其他電路部件數(shù)值。
當(dāng)功率電平達(dá)到出現(xiàn)削波的程度時(shí)，削波電流的平均電流(Iave)或dc部分將升高到靜態(tài)電流電平(Icq)以上。即，Iave＝Icq+ΔI。信號(hào)電平越高，得到的平均電流就越大。集電極電流IQ1、IQ2被電流加法器30相加。
要注意兩個(gè)集電極電流(IQ1、IQ2)性質(zhì)是不同的。盡管具有相同的平均電流，但它們的(RF)信號(hào)分量有180°相位差。因此，當(dāng)在晶體管M1的漏極處將這兩個(gè)電流相加時(shí)，該信號(hào)部分被消去。M1的電流(IM1)于是包含兩倍的平均電平?？傊琁M1與輸入信號(hào)電平成正比。
當(dāng)出現(xiàn)如此嚴(yán)重的電流削波時(shí)，產(chǎn)生許多諧波和互調(diào)失真分量。將在M1的漏極處的信號(hào)綜合將消除一次、所有的偶數(shù)次失真。然而，奇數(shù)次諧波分量將保留(以及dc分量Iave)。如果IM1被直接反饋到RF放大器以補(bǔ)充其靜態(tài)電流(Icq)，則失真分量將為RF信號(hào)調(diào)制，從而降低放大器線性性能。低通濾波器32消除可能導(dǎo)致放大器的線性性能降低的失真分量。
由位于M1和M2的柵極之間的單極點(diǎn)(single pole)對(duì)電流IM1執(zhí)行低通濾波。選擇Rlp和Clp的值使得極點(diǎn)頻率足夠低以提供對(duì)失真分量的充分濾除。然而，如果極點(diǎn)頻率設(shè)置得過(guò)低，則平均電流將不能隨著信號(hào)包絡(luò)足夠快地響應(yīng)，不能達(dá)到自適應(yīng)偏置控制的目的。在我們仿真的信號(hào)帶寬約為5MHz的示范性實(shí)施例的WCDMA放大器中，極點(diǎn)被設(shè)在1.4MHz(Rlp＝18KΩ，Clp＝6.4pF)。仿真和試驗(yàn)證實(shí)了在良好的失真消除和快速包絡(luò)跟蹤之間的良好折衷。這些參數(shù)和考慮可以用來(lái)選擇低通濾波器中的適當(dāng)?shù)臉O點(diǎn)頻率以及電阻和電容值。
在低通濾波之后，IM1以1∶1的比例被鏡射(mirror)到M2的漏極。在Q3的集電極處減去靜態(tài)電流(2Icq)。得到的電流被送到電流反射鏡34，具體是Q4的集電極。Q4的集電極電流IQ4等于2Iadv-2Icq＝2ΔI這里，得到了與放大器輸入電平Pin直接成正比的dc電流(IQ4)。該電流基于輸入功率的檢測(cè)信號(hào)，并且可以直接添加到提升偏置電路，或者，最好進(jìn)一步倍增以提供額外的電流提升。
在圖3的示例實(shí)施例中以兩級(jí)提供電流倍增。電流反射鏡34提供恒定比例電流倍增。具體地說(shuō)，電流IQ4由Q4和Q5鏡射。在示例實(shí)施例中，1∶4的電流反射鏡射比將放大RF放大器對(duì)于給定輸入電平的放大功率檢測(cè)器控制偏置的電流提升效果。晶體管對(duì)M3-M4然后將反轉(zhuǎn)電流流動(dòng)的方向，并且傳送dc電流來(lái)補(bǔ)充RF放大器的偏置電路25處的靜態(tài)電流(Icq1)。
可編程電流反射鏡36提供第二電流倍增。M3與M4之間的鏡射比是數(shù)字可編程的。這使得能夠靈活控制放大器的電流提升效果，以補(bǔ)償工藝和溫度變化。作為一個(gè)例子，M4的總晶體管大小可以是M3的8倍。根據(jù)2位的數(shù)字控制，從而M4的8、6、4和0個(gè)單元可以被斷開。因此，鏡射比可以被數(shù)字編程為1∶0(有效地禁用了功率檢測(cè)器控制電路)，或者逐漸增加到1∶2、1∶4或1∶8?？傊?，示例實(shí)施例的自適應(yīng)偏置電流電路(其中，反射鏡34具有1∶4的比例，而M4的晶體管大小是M3的8倍)可以將RF放大器的靜態(tài)電流補(bǔ)充0、16、32或64倍IQ4，其中IQ4與Pin成正比。由于電流提升不依賴于放大器基極電流或者輸出功率，因此沒(méi)有反饋，從而自適應(yīng)偏置電路和方法本質(zhì)上穩(wěn)定。電路用低靜態(tài)電流偏置消耗很小功率，并且對(duì)于半導(dǎo)體制造中實(shí)現(xiàn)是緊湊的。
圖3電路的自適應(yīng)偏置輸出在圖4中標(biāo)為Bias1，并且被用作圖4所示的示例實(shí)施例的兩級(jí)放大器的偏置電流源。為了簡(jiǎn)單起見，圖4示出放大器電路的一半，本領(lǐng)域技術(shù)人員將理解電路的相同的另一半將產(chǎn)生相位相反的輸出功率。圖4的電路是適合用于例如WCDMA移動(dòng)電話發(fā)射機(jī)應(yīng)用的低功率驅(qū)動(dòng)器放大器的電路。
放大器是雙路兩級(jí)單端設(shè)計(jì)。圖4示出放大器的一條路徑。另一條路徑未示出，但是是相同的，并且產(chǎn)生相位相反的輸出功率。第一級(jí)是提供可變?cè)鲆娴墓采涔不糯笃?cascode amplifier)38?？勺?cè)鲆媪渴怯煽刂齐妷篤ctrl的電平?jīng)Q定的。共射共基放大器38包括負(fù)反饋電阻40以提供線性。第二級(jí)是共發(fā)射極放大器42。共發(fā)射極放大器提供功率匹配，并且包括負(fù)反饋電感44以提供線性。圖3示例實(shí)施例電路提供的Bias1自適應(yīng)地調(diào)節(jié)電流消耗以在大信號(hào)狀況下實(shí)現(xiàn)良好的線性性能，并且在功率補(bǔ)償期間保持高效率。Bias2可以是例如正常AB/B類偏置電路?；蛘?，它可以是本發(fā)明的自適應(yīng)偏置電路，其中電壓輸入將是共射共基放大器38的輸出電壓。提供Bias1的偏置電路和提供Bias2的偏置電路由放大器的第二路徑共享(對(duì)于產(chǎn)生相位相反的輸出功率的第二路徑，不要求單獨(dú)的偏置電路)。圖4的實(shí)施方案是一個(gè)示例，并且本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識(shí)到圖3的自適應(yīng)電流偏置電路提供自適應(yīng)偏置電流的方法可以應(yīng)用到其他AB/B類放大器電路。本領(lǐng)域技術(shù)人員尤其應(yīng)當(dāng)理解本發(fā)明的原理可廣泛應(yīng)用到其他類型的RF放大器。
本發(fā)明的提供自適應(yīng)偏置電流的方法和自適應(yīng)偏置電流電路提供電流提升來(lái)補(bǔ)充RF放大器在高功率電平的靜態(tài)電流。本發(fā)明的電路可以實(shí)現(xiàn)為低功率、緊湊和數(shù)字可編程的實(shí)施方案，并且它們的性能本質(zhì)上穩(wěn)定。本發(fā)明的自適應(yīng)偏置電路可以為具有電阻負(fù)反饋的放大器提供AB/B類偏置。
盡管示出和描述了本發(fā)明的特定實(shí)施例，但應(yīng)當(dāng)理解，其他修改、替代和替換對(duì)于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來(lái)說(shuō)是顯然的?？梢栽诓槐畴x權(quán)利要求書所確定的本發(fā)明宗旨和范圍的前提下，進(jìn)行這些修改、替代和替換。
本發(fā)明的各種特征在權(quán)利要求書中闡述。
權(quán)利要求
1.一種產(chǎn)生響應(yīng)于RF放大器的輸入功率的自適應(yīng)偏置電流的方法，該方法包括步驟接收射頻放大器的負(fù)和正輸入電壓；產(chǎn)生響應(yīng)于射頻放大器的負(fù)和正輸入電壓的差動(dòng)電流，其中差動(dòng)電流在射頻放大器的正常工作范圍內(nèi)削波；以及從差動(dòng)電流中濾除至少一個(gè)諧波。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，還包括步驟從差動(dòng)電流中減去用于驅(qū)動(dòng)執(zhí)行所述產(chǎn)生步驟的電路的靜態(tài)偏置電流，以產(chǎn)生響應(yīng)于輸入功率的自適應(yīng)偏置電流。
3.如權(quán)利要求1所述的方法，還包括倍增自適應(yīng)偏置電流的步驟。
4.如權(quán)利要求3所述的方法，其中所述倍增步驟包括將自適應(yīng)偏置電流按恒定比例倍增。
5.如權(quán)利要求4所述的方法，其中所述倍增步驟還包括第二級(jí)倍增，將自適應(yīng)偏置電流安可編程的比例倍增。
6.如權(quán)利要求1所述的方法，其中所述產(chǎn)生步驟包括生成響應(yīng)于輸入功率的負(fù)電壓的第一電流；生成響應(yīng)于輸入功率的正電壓的第二電流；以及將第一電流和第二電流相加來(lái)產(chǎn)生差動(dòng)電流。
7.如權(quán)利要求1所述的方法，其中所述濾除諧波的步驟包括對(duì)響應(yīng)于射頻放大器的負(fù)和正輸入電壓的差動(dòng)電流進(jìn)行低通濾波。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，其中所述低通濾波的步驟是按這樣的極點(diǎn)頻率進(jìn)行的，該極點(diǎn)頻率低到足以提供對(duì)失真分量的充分濾除，并且高到足以對(duì)射頻放大器的信號(hào)包絡(luò)作出響應(yīng)。
9.一種用于產(chǎn)生響應(yīng)于射頻放大器的輸入功率的偏置電流的自適應(yīng)偏置電流電路，該偏置電流電路包括電流源裝置，用于提供靜態(tài)電流；和由靜態(tài)電流偏置的差動(dòng)功率檢測(cè)器裝置，用于讀出射頻放大器的輸入功率，并且當(dāng)輸入功率達(dá)到高電平時(shí)，產(chǎn)生高于靜態(tài)電流的偏置電流，偏置電流響應(yīng)于輸入功率。
10.如權(quán)利要求9所述的電路，還包括低通濾波器裝置，用于從偏置電流中濾除諧波。
11.如權(quán)利要求10所述的電路，還包括第一電流倍增裝置，用于倍增偏置電流。
12.如權(quán)利要求11所述的電路，還包括第二電流倍增裝置，用于將偏置電流按可編程的倍增倍數(shù)倍增。
13.如權(quán)利要求9所述的電路，其中所述差動(dòng)功率裝置包括用于產(chǎn)生響應(yīng)于射頻放大器的輸入功率的正電壓相位的第一電流的裝置；用于產(chǎn)生響應(yīng)于射頻放大器的輸入功率的負(fù)電壓相位的第二電流的裝置；和用于將第一電流和第二電流相加來(lái)產(chǎn)生偏置電流的裝置。
14.如權(quán)利要求13所述的電路，還包括低通濾波器裝置，用于從偏置電流中濾除諧波。
15.如權(quán)利要求14所述的電路，還包括電流倍增裝置，用于倍增偏置電流。
16.一種用于產(chǎn)生響應(yīng)于射頻放大器的輸入功率的偏置電流的自適應(yīng)偏置電流電路，該偏置電流電路包括靜態(tài)電流偏置提供電路(26)，用于生成靜態(tài)電流；由靜態(tài)電流偏置的差動(dòng)晶體管對(duì)(28)，該差動(dòng)晶體管對(duì)包括第一晶體管和第二晶體管，第一晶體管產(chǎn)生響應(yīng)于射頻放大器的輸入功率的正電壓相位的第一集電極電流，第二晶體管產(chǎn)生響應(yīng)于射頻放大器的輸入功率的負(fù)電壓相位的第二集電極電流，設(shè)置靜態(tài)電流使得允許第一和第二集電極電流在射頻放大器的輸入功率達(dá)到預(yù)定電平時(shí)削波；和電流加法器，用于將第一和第二集電極電流相加來(lái)產(chǎn)生偏置電流。
17.如權(quán)利要求16所述的電路，還包括低通濾波器，用于接收和濾波偏置電流。
18.如權(quán)利要求17所述的電路，還包括第一電流反射鏡，用于鏡射偏置電流；減法器，用于從偏置電流中去除對(duì)應(yīng)于靜態(tài)電流的電流量；和第二電流反射鏡，用于鏡射和倍增偏置電流。
19.如權(quán)利要求18所述的電路，還包括第三電流反射鏡，可編程來(lái)倍增偏置電流。
20.一種射頻放大器，該放大器包括根據(jù)權(quán)利要求16所述的電流偏置電路；和放大器電路，用于接收來(lái)自電流偏置電路的偏置電流。
21.如權(quán)利要求20所述的射頻放大器，還包括所述放大器電路中的輸出晶體管放大器，所述輸出晶體管放大器包括負(fù)反饋電阻。
22.一種自適應(yīng)偏置電流電路，包括電流源(26)，被配置成提供靜態(tài)電流；和差動(dòng)功率檢測(cè)器，被配置成至少由靜態(tài)電流偏置，并且確定射頻放大器的輸入功率，以及當(dāng)輸入功率達(dá)到預(yù)定高電平時(shí)，產(chǎn)生高于靜態(tài)電流的偏置電流，偏置電流大致與輸入功率成正比。
全文摘要
用于放大器的自適應(yīng)偏置方法和電路，其提供至少部分地基于檢測(cè)的放大器電路輸入功率的大幅電流提升。本發(fā)明的方法和電路提供基于檢測(cè)的輸入功率的附加偏置電流。本發(fā)明的電路可以是簡(jiǎn)單、節(jié)省面積、低功率、穩(wěn)定和數(shù)字可編程的。此外，本發(fā)明的方法和電路可以結(jié)合包括具有電感和/或電阻負(fù)反饋的放大器的多個(gè)放大器電流配置使用。
文檔編號(hào)H03F3/04GK1934784SQ200580006396
公開日2007年3月21日 申請(qǐng)日期2005年2月14日 優(yōu)先權(quán)日2004年2月13日
發(fā)明者文森特·W·勒昂, 普拉薩德·S·古德姆, 勞倫斯·E·拉森 申請(qǐng)人:加利福尼亞大學(xué)董事會(huì)