專利名稱：用于電壓驅動型半導體元件的驅動電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種用于電壓驅動的半導體元件的驅動電路，所述半導體元件向負載供應電流。
背景技術：
在用于轉換和驅動電壓驅動型半導體元件例如絕緣柵雙極晶體管(IGBT)的電路中，具有一種本身是已知的技術(見日本專利申請公開No.H10-51285)，其抑制當產生過量的電流的IGBT截止時產生的電壓浪涌等。在該文件描述的驅動電路中，通過當在IGBT中產生過量的電流時使得柵電阻值變得較大來抑制在截止時集電極電流改變的速率，從而減輕電壓浪涌。

發(fā)明內容
一般地說，對于配備有驅動電路的系統(tǒng)規(guī)定有某個死時間，并需要在這個死時間期間使IGBT截止。上述的簡單地通過使柵電阻值變大來抑制截止時集電極電流改變的速率(隨時間而減小的速率)的方法的缺點在于，其使得直到IGBT截止的時間間隔不希望地變長。換句話說，如果優(yōu)先考慮在死時間期間使IGBT截止，這對柵電阻值的大小有限制。結果，對集電極電流變化速率的抑制成為不足的。在另一方面，如果優(yōu)先考慮抑制集電極電流變化的速率，則對柵電阻值的大小不加限制。結果，用于使IGBT截止的時間間隔變長。因而，難以使確保抑制集電極電流變化的速率和縮短用于使IGBT截止的時間間隔彼此協(xié)調。
按照本發(fā)明的第一方面，提供一種用于電壓驅動型半導體元件的驅動電路，包括電荷供應裝置，用于當電壓驅動型半導體元件導通時向其柵極端提供電荷；電荷排出裝置，用于當電壓驅動型半導體元件截止時從其柵極端排出電荷；以及，放電控制裝置，用于控制由電荷排出裝置進行的放電，使得當電壓驅動型半導體元件截止時，其集電極電流隨時間而減小的速率接近于一個預定值。
按照本發(fā)明的第二方面，提供一種用于電壓驅動型半導體元件的驅動電路，包括電荷排出裝置，用于當電壓驅動型半導體元件被截止時從其柵極端排出電荷；以及，放電控制裝置，用于檢測電壓驅動型半導體元件的集電極電壓的時間變化，以及用于按照被檢測到的集電極電壓的時間變化控制由所述電荷排出裝置進行的放電。
在上面的說明中，“裝置”可以由“單元”代替。


圖1是用于說明按照本發(fā)明的一個優(yōu)選實施例的IGBT驅動電路的圖；圖2是用于說明在所述驅動電路的主要部分中的信號波形的圖；圖3是表示當產生過量電流的IGBT截止時其集電極電流隨時間而變化的圖；以及圖4是表示當產生過量電流的所述IGBT截止時其集電極電壓隨時間變化的圖。
具體實施例方式
下面結合

用于實施本發(fā)明的一個優(yōu)選實施例。圖1是用于說明按照本發(fā)明的該優(yōu)選實施例的IGBT(絕緣柵雙極晶體管)驅動電路的圖。在圖1中，對IGBT(Q101)提供有柵極端(G)，集電極端(C)，和發(fā)射極主電池相連的發(fā)射極端(E)，以及和用于檢測集電極電流的電池相連的檢測端(S)。
IGBT(Q101)的集電極端(C)和負載(L101)的一端相連，負載(L101)的另一端和電源電壓VB的正端相連。IGBT(Q101)的發(fā)射極端(E)和電源電壓VB的負端相連。當IGBT(Q101)導通時，集電極電流(Ic)沿圖1的箭頭所示的方向流動并驅動負載(L101)。在電流流動的通路中存在的寄生電感假定用Ls表示。應當理解，在這個優(yōu)選實施例中，圖中所示的和說明書中記載的“GNDC”表示IGBT(Q101)的發(fā)射極端的電位，而圖中的接地符號表示和IGBT(Q101)的發(fā)射極端相連。
IGBT(Q101)被這樣制成，使得按照輸入電壓Vin進行轉換操作(ON/OFF)，所述輸入電壓由在圖中未示出的較高電平控制器提供。由緩沖器IC(I102)進行阻抗變換之后，這個輸入電壓Vin被輸入到NPN晶體管Q102的基極端，用于驅動IGBT(Q101)的導通柵極(turning ongate)。這個緩沖器IC(I102)具有推挽結構。
由緩沖器IC(I102)進行過阻抗變換之后的輸入電壓Vin還通過電阻R103被輸入到PNP晶體管Q103的基極端，用于驅動截止柵極(turning off gate)。用于上述的柵極驅動的兩個晶體管Q102和Q103通過各自的柵電阻Rgon和Rgoff與IGBT(Q101)的柵極端G相連，所述柵電阻和這些晶體管的各自的發(fā)射極端相連，因此能夠分別改變至IGBT(Q101)的柵極端G的充電電流和放電電流。應當理解，Vcc表示用于該電路的電源電壓。
上述的IGBT(Q101)的檢測端S是一個被提供用于檢測IGBT(Q101)的集電極電流的端子。這個檢測端S通過檢測電阻R101和IGBT(Q101)的發(fā)射極端相連。相對于在IGBT(Q101)中流動的發(fā)射極電流，占有一個預定的電流比例的電流作為檢測電流Is沿箭頭所示的方向流動。比較器I101比較在所述檢測電阻R101兩端之間產生的電壓和門限值電壓Vth，并輸出這個比較的結果。在檢測電阻R101產生的電壓被輸入到所述比較器I101的反相輸入端(-)，而門限值電壓Vth被輸入到比較器I101的同相輸入端(+)。
為了檢測當IGBT(Q101)被截止時集電極電壓Vce的時間變化(dVce/dt)，并且為了反饋控制上述的用于截止的PNP晶體管Q103的操作，在IGBT(Q101)的集電極端C和PNP晶體管Q103的基極端提供有電容器C101。此外，為了在上述的截止狀態(tài)下把集電極電壓Vce的這個時間變化(dVce/dt)的反饋檢測量限制為一個預定值，在NPN晶體管Q103的基極端和GNDC之間提供調節(jié)電阻R102。集電極電壓的時間變化可被稱為集電極電壓隨時間的變化或集電極電壓的時基變化。
調節(jié)電阻R102的GNDC側端通過Pch-MOSFET(Q105)和Nch-MOSFET(Q104)(它們都是開關元件)與GNDC相連，由此按照IGBT(Q101)的導通狀態(tài)轉換上述的反饋檢測量。當Pch-MOSFET(Q105)和Nch-MOSFET(Q104)兩者都導通時，調節(jié)電阻R102的GNDC側端和IGBT(Q101)的發(fā)射極端相連，而當Pch-MOSFET(Q105)和Nch-MOSFET(Q104)中的任何一個截止時，調節(jié)電阻R102的GNDC側端便不這樣連接。
電阻值和調節(jié)電阻R102不同的調節(jié)電阻R103(R102＜R103)的一個端子以和調節(jié)電阻R102相同的方式與PNP晶體管Q103的基極端相連，而其另一端和緩沖器IC(I102)的輸出端以及Pch-MOSFET(Q105)的柵極端相連。Nch-MOSFET(Q104)的柵極端和上述的比較器I101的輸出端相連。
此外，比較器I101的輸出端除了通過上拉電阻R104和電源電壓Vcc相連也和Pch-MOSFET(Q106)的柵極端相連，提供Pch-MOSFET(Q106)用于強制控制輸入電壓Vin的信號電平為H(高)電平。在這個優(yōu)選實施例中，如果輸入電壓Vin是H電平，則IGBT(Q101)截止。這個Pch-MOSFET(Q106)的源極端和電源電壓Vcc相連，而其漏極端和緩沖器IC(I102)的輸入端相連。此外，電容器C102被提供在比較器I101的輸出端和GNDC之間。
當比較器I101的輸出電平改變時，Pch-MOSFET(Q105)和Nch-MOSFET(Q104)的操作的ON/OFF狀態(tài)都改變。比較器I101的輸出信號也被輸出到較高電平控制器(圖中未示出)作為誤差信號110。較高電平控制器被這樣構成，即，使得如果誤差信號表示發(fā)生了異常(即，在本實施例中是L(低)電平)則使信號(換句話說，輸入電壓Vin)進行IGBT(Q101)的開關控制而變?yōu)镠電平(即，使IGBT(Q101)截止)。在利用多個IGBT構成逆變器或類似物的情況下，通過利用誤差信號110(其表示在任何一個IGBT中發(fā)生了過量的電流)作為觸發(fā)信號，較高電平控制器使構成逆變器或類似物的所有這些IGBT截止。
上述的電容器C102被提供用于在預定的時間間隔內保持比較器I101的輸出電平，以使得誤差信號110能可靠地由較高電平控制器識別。
現(xiàn)在說明上述的驅動電路的操作。圖2是用于說明在圖1所示的驅動電路的主要部分中的信號波形的圖。在圖2中，示出了以下的各個波形IGBT(Q101)的集電極電流Ic，輸入電壓Vin，緩沖器IC(I101)的輸出電壓，晶體管Q102的電壓Vce，IGBT(Q101)的柵極電壓Vge，晶體管Q103的電壓Vbe，晶體管Q103的電壓Vce，電容器C101的電流，電阻R102的兩端之間的電壓，電阻R103的兩端之間的電壓，IGBT(Q101)的集電極電壓Vce，檢測端電流Is，比較器I101的輸出電壓，MOSFET(Q104)的電壓(Vds)，MOSFET(Q105)的電壓(Vds)，以及MOSFET(Q106)的電壓(Vds)。
首先說明在IGBT(Q101)的集電極電流Ic處于合適的電流范圍的狀態(tài)下IGBT(Q101)被截止的情況。
在圖2所示的時刻t1，當較高電平控制器(圖中未示出)把輸入電壓Vin的信號電平從低電平L變?yōu)楦唠娖紿而使IGBT(Q101)截止時，緩沖器IC(I102)把阻抗變換之后的被反相的信號從H電平變?yōu)長電平(I102的輸出電壓)。
當緩沖器IC(I102)的輸出信號改變?yōu)榈碗娖絃時，用于驅動導通柵極的NPN晶體管Q102從ON(導通)狀態(tài)改變?yōu)镺FF(截止)狀態(tài)，并且NPN晶體管Q102的集電極電壓(電壓Q102 Vce)從L電平改變?yōu)镠電平。與此同時，在由推挽結構構成的用于驅動截止柵極的PNP晶體管Q103的基極和發(fā)射極之間產生電壓差(電壓Q103Vbe)，PNP晶體管Q103從截止狀態(tài)變?yōu)閷顟B(tài)。通過PNP晶體管Q103成為導通，在IGBT(Q101)內的柵極電荷通過柵電阻Rgoff和PNP晶體管Q103被放電，因而IGBT(Q101)的柵極電壓(Vge)開始下降。
應當理解，在這個時刻，Pch-MOSFET(Q106)處于OFF狀態(tài)，Q106 Vds電壓是H電平，Pch-MOSFET(Q105)處于ON狀態(tài)，Q105Vds電壓是L電平，Pch-MOSFET(Q104)處于ON狀態(tài)，Q104 Vds電壓是L電平。
和IGBT(Q101)的柵極電壓Vge下降一起，在IGBT(Q101)的集電極電流Ic被斷開的同時，IGBT(Q101)的集電極電壓Vce開始上升。正在上升的集電極電壓的時間變化dVce/dt通過利用電容器C101的微分來檢測(C101電流)，通過電容器C101中流動的微分的電流而在電阻R102兩端之間產生的電壓(R102兩端的電壓)被反饋到PNP晶體管Q103的基極電壓，用于驅動截止柵極。
在這種情況下，在任何時刻用于驅動截止柵極的PNP晶體管Q103的基極和發(fā)射極之間的電壓Vbe(Q103)由下式(1)給出Vbe(Q103)＝Vge-dVce/dt×C101×R102×{1-exp(-t/C101/R102)}(1)dVce/dt＝D1(常數(shù))其中Vge是IGBT(Q101)的柵極電壓(柵極和發(fā)射極之間)。dVce/dt是IGBT(Q101)的集電極電壓的時間變化，其被表示為常數(shù)D1。C101是電容器C101的電容，R102是電阻R102的電阻值。
當電容器和電阻串聯(lián)連接作為微分電路并且具有預定的時間變化的電壓改變dV/dt已被輸入到所述電容器時，上面式(1)的右側的第二項與作為瞬變響應公式給出所述電阻的兩端之間產生的電壓的時間變化的一項相同。
上面的公式(1)表示，當在IGBT(Q101)被截止時上升的集電極電壓Vce的時間變化dVce/dt改變時，在基極和發(fā)射極之間的電壓Vbe(Q103)線性地改變，所述電壓確定用于驅動截止柵極的PNP晶體管Q103的操作狀態(tài)。作為由于在PNP晶體管Q103的基極和發(fā)射極之間的電壓Vbe(Q103)變化而引起的IGBT(Q101)的柵極電荷的放電量的連續(xù)改變的結果，當截止時IGBT(Q101)的集電極電壓的時間變化dVce/dt被反饋控制為一個恒值D1。
在IGBT(Q101)的集電極電流Ic處于正常的電流范圍的狀態(tài)下，當IGBT(Q101)以這種方式截止時，因為集電極電壓的時間變化(dVce/dt)通過由于電容C101和電阻R102而存在的時間常數(shù)所確定的增益來檢測，因而可以進行用于驅動截止柵極的PNP晶體管Q103的操作狀態(tài)的連續(xù)反饋控制，以使得保持集電極電壓的時間變化dVce/dt為恒值D1。
在上述的集電極電壓的時間變化dVce/dt的反饋控制期間，IGBT(Q101)的集電極電流Ic的時間變化dIc/dt被保持為恒值(被表示為d1)。結果，當IGBT(Q101)截止時產生的浪涌電壓Vs被保持為(dIc/dt)×Ls＝d1×Ls。因為上述的用于集電極電壓的時間變化dVce/dt的反饋控制進行直到恰好在IGBT(Q101)的截止完成之前，其不受IGBT(Q101)的集電極電流Ic的大小或者IGBT(Q101)的特性差異的影響，因而由于IGBT(Q101)而產生的浪涌電壓Vs被抑制到一個小的電平。
應當理解，因為IGBT(Q101)的集電極電流處于正常的電流范圍內，為進行過量的電流檢測而提供的比較器I101的輸出信號電平在IGBT(Q101)開始其截止操作的時刻t1之后也保持為H電平。因而，Pch-MOSFET Q106的截止狀態(tài)被繼續(xù)，來自較高電平控制器的輸入電壓Vin的信號電平在緩沖器IC(I102)的輸入信號電平保持原樣。
在時刻t2，當較高電平控制器(圖中未示出)把輸入電壓Vin從H電平改變?yōu)長電平而使IGBT(Q101)導通時，緩沖器IC(I102)在阻抗變換之后把反相信號從L電平改變?yōu)镠電平(I102的輸出電壓)。
當緩沖器IC(I102)的輸出電平變?yōu)镠電平時，用于驅動導通柵極的NPN晶體管Q102從截止狀態(tài)變?yōu)閷顟B(tài)，NPN晶體管Q102的集電極電壓(電壓Q102 Vce)從H電平變?yōu)長電平。與此同時，Pch-MOSFET Q105從導通狀態(tài)變?yōu)榻刂範顟B(tài)，電壓Q105 Vds從低電平L變?yōu)楦唠娖紿。Pch-MOSFET Q105是使得用于驅動IGBT(Q101)的截止柵極的PNP晶體管Q103截止所需的開關元件。換句話說，借助于使Pch-MOSFET Q105變?yōu)榻刂?，用于驅動截止柵極的PNP晶體管Q103的基極端在此時刻通過電阻R103和緩沖器IC(I102)的輸出的H電平相連。這樣，用于驅動截止柵極的PNP晶體管Q103被可靠地截止，因而電壓Q103 Vce成為高電平。
下面說明在IGBT(Q101)的集電極電流變?yōu)檫^量的狀態(tài)下IGBT(Q101)被截止的情況。
檢測端電流Is按照導通的IGBT(Q101)的集電極電流Ic從IGBT(Q101)的檢測端S流入電阻R101。IGBT(Q101)被這樣構成，使得其檢測端電流Is和其集電極電流Ic的比具有一個預定的電流比(由IGBT的器件結構確定)。
當在時刻t3由這個檢測端電流Is在電阻R101的兩端之間產生的電壓超過門限電壓值Vth時(換句話說，當集電極電流Ic超過其允許值時)，比較器I101的計算的比較輸出從H電平變?yōu)長電平。當比較器I101的輸出信號變?yōu)長電平時，Pch-MOSFET Q106從截止狀態(tài)變?yōu)閷顟B(tài)，電壓Q106 Vds變?yōu)長電平。因此，IGBT(Q101)改變?yōu)榻刂共僮?，即使來自較高電平控制器的輸入電壓Vin的信號電平為L電平，這是因為，由于Pch-MOSFET Q106變?yōu)閷ǎ彌_器IC I102的輸入信號和電源電壓Vcc相連(即，變?yōu)镠電平)。
緩沖器IC(I102)在阻抗變換之后把反相信號從H電平變?yōu)長電平(I102輸出電壓)。當緩沖器IC(I102)的輸出信號變?yōu)榈碗娖綍r，用于驅動導通柵極的NPN晶體管Q102從導通狀態(tài)變?yōu)榻刂範顟B(tài)，并且這個NPN晶體管Q102的集電極電壓(電壓Q102 Vce)從L電平改變?yōu)镠電平。與此同時，在PNP晶體管Q103的基極和發(fā)射極之間產生一個電壓差(電壓Q103 Vbe)，用于驅動由推挽結構構成的截止柵極，并且這個PNP晶體管Q103從截止狀態(tài)轉變?yōu)閷顟B(tài)。由于PNP晶體管Q103變?yōu)閷?，在IGBT(Q101)內的柵極電荷通過柵電阻Rgoff和PNP晶體管Q103放電，因而IGBT(Q101)的柵極電壓Vge開始下降。
在這個時刻，Pch-MOSFET Q106處于導通狀態(tài)，電壓Q106 Vds是L電平，Pch-MOSFET Q105處于導通狀態(tài)，電壓Q105 Vds是L電平，并且Nch-MOSFET Q104處于截止狀態(tài)，電壓Q104 Vds是H電平。
在和IGBT(Q101)的柵極電壓Vge的下降一起IGBT(Q101)的集電極電流Ic被斷開的同時，IGBT(Q101)的集電極電壓Vce開始上升。正在上升的集電極電壓的時間變化dVce/dt通過利用電容器C101的微分(C101的電流)檢測，并且通過流入電容器C101的微分電流在電阻R103兩端之間產生的電壓(即R103兩端的電壓)被反饋到用于驅動截止柵極的PNP晶體管Q103的基極電壓。
在這種情況下，在任何時刻t，用于驅動截止柵極的PNP晶體管的基極和發(fā)射極之間的電壓Vbe(Q103)’由下式(2)給出Vbe(Q103)’＝Vge’-dVce/dt’×C101×R103×{1-exp(-t/C101/R103)}(2)dVce/dt’＝D2(常數(shù))其中Vge’是IGBT(Q101)的柵極和發(fā)射極之間的電壓。dVce/dt’是IGBT(Q101)的集電極電壓的時間變化，其由常數(shù)D2給出。C101是電容器C101的電容，R103是電阻R103的電阻值。
因為如果上述的集電極電流處于正常范圍內并被反饋到用于驅動截止柵極的PNP晶體管Q103的基極電壓，IGBT(Q101)的集電極電壓的時間變化(dVce/dt)’的檢測的增益被轉換到檢測增益，因而IGBT(Q101)的集電極電壓的時間變化(dVce/dt)’被改變成恒定的值D2。當集電極電壓的時間變化(dVce/dt)’的檢測的增益為高時，對PNP晶體管Q103的基極電壓的反饋量增加，因而放電速度變慢。與此相反，如果檢測的增益低，則由于PNP晶體管Q103而進行的放電速度變高。在這個優(yōu)選實施例中，放電速度通過在集電極電流為正常時和不正常時(即，在過量的電流期間)之間轉換檢測增益來控制。
即使IGBT(Q101)在集電極電流已經產生過量電流的狀態(tài)下截止，以和當在集電極電流處于正常范圍內的狀態(tài)下被截止時相同的方式，可以抑制浪涌電壓Vs，因為上述的反饋控制一直進行直到正好在IGBT(Q101)的截止完成之前。
當經由柵電阻Rgoff和PNP晶體管Q103進行的柵極電荷的放電完成時(即當柵極電壓Vge為0時)，IGBT(Q101)截止。在另一方面，收到誤差信號110的較高電平控制器(圖中未示出)在時間點t3之后預定的定時把輸入電壓Vin的電平從L改變?yōu)镠。
集電極電壓的時間變化值dVce/dt＝D1和(dVce/dt)’＝D2在設計處理期間被確定，使得各個浪涌電壓Vs不超過預定的范圍(IGBT(Q101)的額定擊穿電壓)。D1和D2的值由各個電阻R102和R103的電阻值確定。
圖3是表示當在集電極電流中產生過量電流的狀態(tài)下IGBT截止時流過所述IGBT的集電極電流Ic隨時間而變化的圖。在圖3中橫軸表示時間，縱軸表示集電極電流Ic的幅值。曲線31是通過使用按照本發(fā)明的驅動電路進行截止時的截止曲線。曲線32是當利用按照現(xiàn)有技術的驅動電路使柵電阻值小時的截止線。曲線33是當利用按照現(xiàn)有技術的驅動電路使柵電阻值大時的截止線。
在圖3中，截止操作在時間點t開始，利用按照本發(fā)明的驅動電路，隨時間而減小的速率被控制為幾乎等于常數(shù)，直到集電極電流Ic變得小于a，如曲線31所示。在利用現(xiàn)有技術使柵電阻值小的情況下，如曲線32所示，在截止開始之后，集電極電流Ic減小的速率大，而隨著集電極電流Ic的減小，所述減小的速率變得較小。并且，在利用現(xiàn)有技術使柵電阻值大的情況下，如曲線33所示，集電極電流Ic的減小速率小，因而直到完成截止操作的時間間隔長。
圖4是表示當在集電極電流中產生過量電流(過電流)的狀態(tài)下IGBT截止時所述IGBT的集電極電壓Vce隨時間變化的速率的圖。在圖4中，橫軸表示時間，縱軸表示集電極電壓Vce的幅值。曲線41是通過使用按照本發(fā)明的驅動電路進行截止時的截止曲線。曲線42是當利用按照現(xiàn)有技術的驅動電路使柵電阻值小時的截止線。曲線43是當利用按照現(xiàn)有技術的驅動電路使柵電阻值大時的截止線。
在圖4中，截止操作在時間點t開始。利用按照本發(fā)明的驅動電路，集電極電壓的時間變化dVce/dt被控制為幾乎等于常數(shù)，直到集電極電流Ic變得小于a，如曲線41所示。由曲線41所示的集電極電壓Vce的峰值在3個曲線41-43當中是最小的。在利用現(xiàn)有技術使柵電阻值小的情況下，如曲線42所示，集電極電壓Vce的峰值最大，這是因為集電極電流Ic的減小速率大。并且在利用現(xiàn)有技術使柵電阻值大的情況下，如曲線43所示，集電極電壓的時間變化dVce/dt變得緩和，但是用于截止操作的時間間隔長。
由圖3和圖4可以清楚地看出，利用按照本發(fā)明的驅動電路，能夠抑制集電極電壓Vce的峰值，沒有由于增加柵電阻值而引起的用于截止的時間間隔的延長。
現(xiàn)在對上述的優(yōu)選實施例總結如下。
(1)利用按照本發(fā)明的驅動電路，當IGBT(Q101)導通時，由NPN晶體管Q102通過電阻Rgon從柵極端G提供電荷(充電)，以便驅動導通柵極導通；同時，當IGBT(Q101)截止時，由PNP晶體管Q103通過電阻Rgoff從柵極端G使電荷放電，以便驅動截止柵極截止。
(2)用于驅動截止門的PNP晶體管Q103的導通狀態(tài)按照IGBT(Q101)的集電極電壓的時間變化dVce/dt控制反饋。因而，可以隨集電極電壓的時間變化dVce/dt線性地改變從柵極端G放電的柵極電荷放電量，并且可以控制集電極電壓的時間變化dVce/dt為恒值(D1或D2)。這樣，可以使集電極電流Ic的時間變化dIc/dt大致恒定，并且，即使在過電流期間，也不會產生過大的浪涌電壓，并且可以在一個短的時間間隔內(即，快速地)使IGBT(Q101)截止。
(3)通過按照集電極電壓的時間變化dVce/dt進行反饋控制，使得難于受到由于IGBT(Q101)的特性偏差或者由于在集電極電流傳輸通路(匯流條等)中的寄生電感Ls造成的任何影響。因此，可以這樣進行截止轉換，即，使得浪涌電壓保持在一個固定值內，而不管特性偏差和寄生電感值如何。
(4)借助于使得在IGBT(Q101)中不產生過大的浪涌電壓，可以使用額定擊穿電壓(集電極耐電壓)低的元件作為IGBT(Q101)，因而可以減小IGBT的尺寸。此外，因為可以使得IGBT的集電極飽和電壓是低的，還可以限制由IGBT產生的損失。
在上面的說明中，用于檢測集電極電壓的時間變化dVce/dt的增益由電容C101和電阻的時間常數(shù)確定，當所述增益要在當集電極電流正常時和當集電極電流過量時之間轉換時，通過在電阻值不同的電阻R102和電阻R103之間進行轉換來轉換這個檢測增益。代替這個方案，提供其電容和電容器C101的電容不同的電容器C102，并通過在電容器C101和電容器C102之間進行轉換來轉換檢測增益也是可接受的。
代替在電容器C101和電容器C102之間進行轉換，使電容器C101與電容器C102并聯(lián)連接，并通過切斷所述并聯(lián)連接的電容器C102來改變檢測的增益也是可接受的。
上述的實施例是一些例子，不脫離本發(fā)明的構思，可以作出各種改變。
參考文件下面的在先申請的內容被包括在此作為參考2004年3月19日申請的申請?zhí)枮?004-081571的日本專利申請。
權利要求
1.一種用于電壓驅動型半導體元件的驅動電路，包括電荷供應單元，用于當電壓驅動型半導體元件導通時向其柵極端提供電荷；電荷排出單元，用于當該電壓驅動型半導體元件截止時從其柵極端排出電荷；以及放電控制單元，用于控制由所述電荷排出單元進行的放電，以使得當該電壓驅動型半導體元件截止時，其集電極電流隨時間減小的速率接近于一個預定值。
2.一種用于電壓驅動型半導體元件的驅動電路，包括電荷排出單元，用于當該電壓驅動型半導體元件截止時從其柵極端排出電荷；以及放電控制單元，用于檢測該電壓驅動型半導體元件的集電極電壓的時間變化，并用于按照被檢測到的集電極電壓的時間變化控制由所述電荷排出單元進行的放電。
3.如權利要求2所述的用于電壓驅動型半導體元件的驅動電路，還包括電流檢測單元，用于檢測該電壓驅動型半導體元件的集電極電流，以及其中所述放電控制單元按照由所述電流檢測單元檢測的電流值改變由所述電荷排出單元進行的放電的速度。
4.如權利要求3所述的用于電壓驅動型半導體元件的驅動電路，其中所述放電控制單元包括一個微分電路，所述微分電路包括電阻元件和電容元件，并且對所述電壓驅動型半導體元件的集電極電壓的變化進行微分；所述電荷排出單元包括PNP晶體管，所述晶體管的發(fā)射極端和所述電壓驅動型半導體元件的柵極端相連，該晶體管的集電極端和所述電壓驅動型半導體元件的發(fā)射極端相連；以及來自所述微分電路的微分輸出被輸入給所述PNP晶體管的基極端。
5.如權利要求4所述的用于電壓驅動型半導體元件的驅動電路，其中所述微分電路的電阻元件包括具有第一電阻值的第一電阻元件和具有第二電阻值的第二電阻元件，所述第二電阻值大于所述第一電阻值，它們可以被選擇地轉換；以及所述放電控制單元當由所述電流檢測單元檢測的電流值小于或等于一個預定值時轉換到所述第一電阻元件，以及，當由所述電流檢測單元檢測的電流值大于所述預定值時轉換到所述第二電阻元件。
6.如權利要求2所述的用于電壓驅動型半導體元件的驅動電路，還包括電荷供應單元，用于當所述電壓驅動型半導體元件被導通時向所述電壓驅動型半導體元件的柵極端提供電荷；所述電荷供應單元包括NPN晶體管；所述電荷排出單元包括PNP晶體管；信號輸出電路，其具有推挽結構，并向所述NPN晶體管的基極端輸出驅動信號；電容元件，第一電阻元件，以及第一開關元件，它們被連接在所述電壓驅動型半導體元件的集電極端和發(fā)射極端之間，并被串聯(lián)連接；以及第二電阻元件，其一端和所述電容元件與所述第一電阻元件的連接點相連，另一端和所述信號輸出電路的輸出端相連，其中所述電容元件、第一電阻元件和第二電阻元件的連接點與所述PNP晶體管的基極端相連；以及由于所述電容元件和所述第一電阻元件而具有的時間常數(shù)以及由于所述電容元件和所述第二電阻元件而具有的時間常數(shù)按照第一開關元件的開關狀態(tài)在其間被轉換。
7.如權利要求6所述的用于電壓驅動型半導體元件的驅動電路，還包括第二開關元件，其被串聯(lián)連接在所述第一電阻元件和所述第一開關元件之間，并且按照來自所述信號輸出電路的輸出信號電平被轉換，并且其中當所述電壓驅動型半導體元件被截止時，借助于從信號輸出電路輸出的輸出信號，所述第二開關元件被導通以引起所述PNP晶體管操作。
8.如權利要求2所述的用于電壓驅動型半導體元件的驅動電路，其中所述放電控制單元對由所述電荷排出單元進行的放電進行控制，以使得所述電壓驅動型半導體元件的集電極電流隨時間減小的速率接近于一個預定值。
9.如權利要求2所述的用于電壓驅動型半導體元件的驅動電路，其中所述放電控制單元這樣控制由所述電荷排出單元進行的放電，以使得所述集電極電壓的時間變化為常數(shù)。
10.如權利要求3所述的用于電壓驅動型半導體元件的驅動電路，其中當由所述電流檢測單元檢測的電流值大于或等于一個預定值時，所述放電控制單元對由所述電荷排出單元進行的放電進行控制，以使得放電的速度比當所述電流值小于所述預定值時的速度要慢。
11.如權利要求3所述的用于電壓驅動型半導體元件的驅動電路，其中所述放電控制單元對由所述電荷排出單元進行的放電進行控制，以使得集電極電壓的時間變化為恒值，并且，當由所述電流檢測單元檢測的電流值大于或等于一個預定值時，控制由所述電荷排出單元進行的放電，以使得集電極電壓的時間變化比當所述電流值小于所述預定值時的時間變化要小。
12.如權利要求2所述的用于電壓驅動型半導體元件的驅動電路，其中所述放電控制單元包括微分電路，其檢測集電極電壓的時間變化并向所述電荷排出單元反饋檢測的時間變化。
13.如權利要求3所述的用于電壓驅動型半導體元件的驅動電路，其中所述放電控制單元包括微分電路，其檢測集電極電壓的時間變化，并向電荷排出單元反饋檢測的時間變化，以及通過按照由所述電流檢測單元檢測的電流值轉換構成所述微分電路的電阻元件來改變由所述電荷排出單元進行的放電的速度。
14.一種用于電壓驅動型半導體元件的驅動電路，包括電荷排出裝置，用于當所述電壓驅動型半導體元件被截止時從其柵極端排出電荷；以及放電控制裝置，用于檢測所述電壓驅動型半導體元件的集電極電壓的時間變化，以及用于按照被檢測到的集電極電壓的時間變化來控制由所述電荷排出裝置進行的放電。
全文摘要
一種用于電壓驅動型半導體元件的驅動電路，包括電荷排出單元，用于當該電壓驅動型半導體元件被截止時從其柵極端排出電荷；以及放電控制單元，用于檢測該電壓驅動型半導體元件的集電極電壓的時間變化，并用于按照被檢測到的集電極電壓的時間變化控制由所述電荷排出單元進行的放電。
文檔編號H03K17/56GK1671049SQ20051005636
公開日2005年9月21日 申請日期2005年3月18日 優(yōu)先權日2004年3月19日
發(fā)明者東和幸 申請人:日產自動車株式會社