反饋控制方法和基于該方法的不對(duì)稱(chēng)半橋式反激變換器的控制方法及兩方法的實(shí)現(xiàn)電路的制作方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明屬于電能轉(zhuǎn)換裝置開(kāi)關(guān)變換器，特別涉及不對(duì)稱(chēng)半橋式反激變換器及其反 饋控制技術(shù)。
【背景技術(shù)】
[0002] 隨著科技的發(fā)展，某些電源需要可調(diào)節(jié)的充電電流和輸出電壓，在需要精準(zhǔn)的輸 出電壓時(shí)采用副邊反饋（常用光耦+TL431的反饋、控制方法）即輸出端反饋，等效于在副 邊增設(shè)電流檢測(cè)電路。該方案能夠保證較高的輸出電壓精度，但產(chǎn)品設(shè)計(jì)難度較大，成本 高，隔離耐壓強(qiáng)度低，缺點(diǎn)顯而易見(jiàn)。
[0003] 近些年來(lái)，集娛樂(lè)、通信等功能的智能手機(jī)、IPAD等電子設(shè)備風(fēng)靡全球。該類(lèi)設(shè)備 都采用蓄電池供電，為給蓄電池充電，需外配一個(gè)AC/DC充電器。受體積、成本要求，AC/DC 充電器常采用反激變換器原邊反饋技術(shù)。而原邊反饋只需要采集電源原邊信號(hào)，就可以實(shí) 現(xiàn)對(duì)輸出電壓和輸出電流進(jìn)行精密控制（電路如圖1所示，該方案為現(xiàn)有公知技術(shù)，此處不 再詳細(xì)介紹）而無(wú)需副邊反饋電路，去掉了光耦等元器件，電路簡(jiǎn)單，成本較低。目前，眾多 半導(dǎo)體公司均推出了反激原邊反饋控制1C，如德州儀器推出UCC28700控制器等。該方案存 在明顯缺點(diǎn)，如普通反激原邊反饋?zhàn)儞Q器其開(kāi)關(guān)管工作于硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)，開(kāi)關(guān)損耗較高，難以 進(jìn)一步提高開(kāi)關(guān)頻率，不符合未來(lái)適配器產(chǎn)品高頻化、小型化的要求；其次該變換器能效受 漏感影響較大，當(dāng)變壓器漏感較大時(shí)其能效表現(xiàn)極差，甚至不能實(shí)現(xiàn)穩(wěn)態(tài)工作；第三，變換 器繞組圈數(shù)多，不容易實(shí)現(xiàn)較高隔離的耐壓要求。
[0004] 實(shí)驗(yàn)證明，對(duì)于反激變換器，在同等條件下，其變壓器原、副邊繞組之間的隔離電 容越小，則原副邊之間的隔離耐壓耐壓越高，但減小原、副邊隔離電容常用措施包括采用分 槽骨架繞制變壓器，原、副邊繞組之間墊加絕緣膠帶；這兩種方法同時(shí)降低了原、副邊繞組 之間的耦合度，增加反激變壓器原、副邊之間的漏感。漏感太大帶來(lái)的直接不利影響包括： 1)普通反激變換器原邊反饋控制會(huì)受到漏感影響，變換器較難實(shí)現(xiàn)穩(wěn)態(tài)工作；2)漏感越 大，相應(yīng)的漏感能量越大，對(duì)于普通原邊反饋的反激變換器來(lái)講，這部分能量全部被損耗， 樣機(jī)的效率較低。
[0005] 工業(yè)、電力轉(zhuǎn)換等領(lǐng)域常通過(guò)驅(qū)動(dòng)IGBT來(lái)實(shí)現(xiàn)電機(jī)的變頻等控制方式，眾所周 知，IGBT需要專(zhuān)用驅(qū)動(dòng)器來(lái)實(shí)現(xiàn)通、斷控制，同樣，該控制器需要專(zhuān)用供電電源，對(duì)該供電電 源要求的技術(shù)指標(biāo)包括：（1)隔離耐壓等級(jí)較高，隔離變壓器原、副邊之間漏電流要?。唬?) 輸出電壓精度要高，尤其是對(duì)于未來(lái)的SIC驅(qū)動(dòng)器，要求在5%以?xún)?nèi)；（3)多路輸出，要求交 叉調(diào)整率較高，最好能夠?qū)崿F(xiàn)原副邊開(kāi)環(huán)控制。線電壓調(diào)整率、負(fù)載調(diào)整率、滿足苛刻的隔 離耐壓要求、交叉調(diào)整率，多路輸出必然要考慮交叉調(diào)整率問(wèn)題、容性負(fù)載能力、短路、欠壓 保護(hù)功能、隔離電容（間接指標(biāo)，為滿足隔離耐壓要求而必須考慮的參數(shù)）、成本（性?xún)r(jià)比優(yōu) 良）。
[0006] 為實(shí)現(xiàn)輸入、輸出之間較高的隔離耐壓，現(xiàn)有IGBT驅(qū)動(dòng)電源多采用開(kāi)環(huán)方案，而 開(kāi)環(huán)方案最直接的缺點(diǎn)包括：空載時(shí)輸出電壓偏尚，負(fù)載調(diào)整率差；輸出電壓隨輸入電壓 的變化而變化，線電壓調(diào)整率較差。
[0007] 其它驅(qū)動(dòng)電源方案包括兩級(jí)式架構(gòu)，第一級(jí)實(shí)現(xiàn)隔離、降壓，第二級(jí)實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓，該 方案能夠?qū)崿F(xiàn)較高的隔離耐壓等級(jí)，良好的線電壓調(diào)整率，較高的輸出電壓精度，但該方案 缺點(diǎn)同樣顯而易見(jiàn)，方案復(fù)雜，設(shè)計(jì)難度大；元器件數(shù)目多，成本難以接受。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0008] 有鑒如此，為了應(yīng)對(duì)上述挑戰(zhàn)，本發(fā)明提供能夠保證變換器較高的輸出電壓精度、 線性調(diào)整率以及負(fù)載調(diào)整率；同時(shí)，能夠?qū)崿F(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管零電壓開(kāi)關(guān)（ZVS)，提高變換器工 作頻率、效率，進(jìn)而減小整機(jī)體積；且較少的原邊繞組匝數(shù)能夠降低變壓器原、副邊之間的 耦合電容，提升變換器原、副邊之間的隔離耐壓強(qiáng)度的不對(duì)稱(chēng)半橋式反激變換器的反饋控 制方法。
[0009] 本發(fā)明還提供能夠保證變換器較高的輸出電壓精度、線性調(diào)整率以及負(fù)載調(diào)整 率；同時(shí)，能夠?qū)崿F(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管零電壓開(kāi)關(guān)（ZVS)，提高變換器工作頻率、效率，進(jìn)而減小整 機(jī)體積的不對(duì)稱(chēng)半橋反激變換器的控制方法。
[0010] 與此相應(yīng)，本發(fā)明還提供能夠能夠保證變換器較高的輸出電壓精度、線性調(diào)整率 以及負(fù)載調(diào)整率；同時(shí)，能夠?qū)崿F(xiàn)原邊開(kāi)關(guān)管零電壓開(kāi)關(guān)（ZVS)，提高變換器工作頻率、效 率，進(jìn)而減小整機(jī)體積的不對(duì)稱(chēng)半橋反激變換器的反饋電路，及基本該反饋電路的不對(duì)稱(chēng) 半橋反激變換器。
[0011] 就方法主題而言，本發(fā)明提供一種不對(duì)稱(chēng)半橋式反激變換器的反饋控制方法，包 括如下步驟，所述反激變換器工作于非互補(bǔ)模式，并在非互補(bǔ)模式的基礎(chǔ)上，加入原邊反 饋控制方式，所述非互補(bǔ)模式，是工作在原邊電感電流斷續(xù)條件下，在反激變換器的主功率 M0S管QH、鉗位M0S管QL關(guān)斷期間，自原邊電感勵(lì)磁能量復(fù)位完成瞬間，原邊電感被釋放， 不被輸出端鉗位；此時(shí)，原邊電路開(kāi)始諧振，直至鉗位M0S管QL再次導(dǎo)通為止的模式；起振 瞬間，反激變換器的主功率M0S管QH的漏源極之間電壓迅速下降，形成拐點(diǎn)；再通過(guò)原邊反 饋的輔助繞組檢測(cè)所述拐點(diǎn)，并將所述拐點(diǎn)信息傳遞至控制器，用以實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓的檢 測(cè)與控制。
[0012] 優(yōu)選的，所述非互補(bǔ)DCM模式控制的基礎(chǔ)上加入原邊反饋控制方式的具體步驟如 下，在T0-T1階段，M0S管QL導(dǎo)通，整流二極管D1正向?qū)?，漏感能量和隔直電容C3上面的 能量通過(guò)正激過(guò)程傳遞到副邊，勵(lì)磁電流Ilm負(fù)向線性上升；同時(shí)，原邊電流Ic進(jìn)入負(fù)向； T1-T2階段，M0S管QH、QL均處于關(guān)斷狀態(tài)，M0S管QL管的漏源極間電壓達(dá)到最高，M0S管 QH管的漏源極間電壓被抽到零電壓；T2-T3階段，M0S管QH導(dǎo)通，M0S管QL繼續(xù)保持關(guān)斷狀 態(tài)，輸入端的能量通過(guò)QH回路給變壓器激磁；T3-T4階段，M0S管QH、QL均處于關(guān)斷狀態(tài)， 漏感與變壓器原邊勵(lì)磁電感均需要續(xù)流；T4-T5階段，變壓器原邊存儲(chǔ)的能量向副邊釋放， 勵(lì)磁電流線性下降，原邊漏感電流續(xù)流，到達(dá)T5時(shí)刻的時(shí)候，原邊電流變?yōu)榱?；T5-T6階段， 變壓器繼續(xù)向副邊提供能量，勵(lì)磁電流繼續(xù)線性下降，M0S管QH、QL兩管的漏源極電壓保持 不變，副邊整流二極管D1繼續(xù)導(dǎo)通，T6時(shí)刻勵(lì)磁電流復(fù)位到零，整流二極管D1的電流自然 下降到零；在原邊勵(lì)磁能量復(fù)位完成瞬間，原邊電感被釋放，不被輸出端鉗位；T6-T7階段， 原邊電感、漏感、M0S管QH漏源極之間寄生電容及M0S管QL漏源極之間寄生電容開(kāi)始諧 振；起振瞬間，MOS管QH的漏源極之間電壓迅速下降，形成拐點(diǎn)；MOS管QH和MOS管QL漏 源極間結(jié)電容相串聯(lián)，然后與輸入端并聯(lián)，即諧振時(shí)候兩管結(jié)電容電壓之和等于輸入電壓； T7時(shí)刻M0S管QL開(kāi)啟，這樣就完成一個(gè)周期，繼續(xù)返回T0-T1階段，重復(fù)下一周期的工作過(guò) 程。
[0013] 就方法主題而言，本發(fā)明還提供一種不對(duì)稱(chēng)半橋式反激變換器的控制方法，包括 上述的反饋控制方法，其中，通過(guò)原邊繞組與副邊繞組、輔助繞組的耦合關(guān)系，建立所述反 饋控制方法對(duì)輸出電壓的控制，即通過(guò)原邊電感兩端電壓與副邊輸出電壓Vout成匝比關(guān) 系，輔助繞組兩端電壓Vpl2與副邊輸出電壓Vout成匝比關(guān)系，選定原邊繞組數(shù)Npl、副邊繞 組數(shù)Nsl、輔助繞組數(shù)Npl2及電路的電阻R3、電阻R4的阻值，就可以通過(guò)原邊反饋控制保 證輸出電壓不變。
[0014] 優(yōu)選的，所述不對(duì)稱(chēng)半橋式反激變換器的控制方法，其中所述選定原邊繞組數(shù)Npl、 副邊繞組數(shù)Nsl、輔助繞組數(shù)Npl2及電路的電阻R3、電阻R4的阻值所依據(jù)的輸出電壓Vout 與控制1C內(nèi)部參考電壓基準(zhǔn)Vraf、輸出繞組圈數(shù)Nsl、分壓電阻R3、R4之間的數(shù)學(xué)關(guān)系為：
[0015] 就產(chǎn)品主題而言，本發(fā)明提供一種不對(duì)稱(chēng)半橋式反激變換器的反饋電路，用于驅(qū) 動(dòng)反激變換器的鉗位開(kāi)關(guān)管和主開(kāi)關(guān)管，所述反饋電路，控制所述反激變換器工作于非互 補(bǔ)模式，并在非互補(bǔ)模式的基礎(chǔ)上，加入原邊反饋控制方式，所述非互補(bǔ)模式，是工作在原 邊電感電流斷續(xù)條件下，在反激變換器的主功率M0S管QH、鉗位M0S管QL關(guān)斷期間，自原邊 電感勵(lì)磁能量復(fù)位完成瞬間，原邊電感被釋放，不被輸出端鉗位；此時(shí)，原邊電路開(kāi)始諧振， 直至鉗位M0S管QL再次導(dǎo)通為止的模式；起振瞬間，反激變換器的主功率M0S管QH的漏源 極之間電壓迅速下降，形成拐點(diǎn)；再通過(guò)原邊反饋的輔助繞組檢測(cè)所述拐點(diǎn)，并將所述拐點(diǎn) 信息傳遞至控制器，用以實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出電壓的檢測(cè)與控制。
[0016] 優(yōu)選的，所述不對(duì)稱(chēng)半橋式反激變換器的反饋電路，包括控制1C、脈沖處理電路、 隔離驅(qū)動(dòng)電路、電阻R3、R4、R5、R6及輔助繞組，控制1C通過(guò)輔助繞組檢測(cè)所述拐點(diǎn)，并根 據(jù)所述拐點(diǎn)信息輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)GSL1給脈沖處理電路；脈沖處理電路接收驅(qū)動(dòng)信號(hào)GSL1，將 其轉(zhuǎn)化為第一控制信號(hào)GSH2和第二控制信號(hào)GSL2,并分別輸出；其中，第一控制信號(hào)GSH2 通過(guò)隔離驅(qū)動(dòng)電路及電阻R5輸出給主M0S管QH的柵極，第二控制信號(hào)GSL2經(jīng)電阻R6輸 出至鉗位M0S管QL的柵極；所述輔助繞組的異名端接地，輔助繞組的同名端經(jīng)電阻R3分別 與控制1C的VS端及電阻R4的一端連接，電阻R4的另一端接地；自原邊電感勵(lì)磁能量復(fù)位 完成瞬間，原邊電感、漏感、M0S管QH漏源