一種反激式開關(guān)電源的環(huán)路控制電路及應(yīng)用其的反激式開關(guān)電源的制作方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及反激式開關(guān)電源，特別涉及反激式開關(guān)電源的環(huán)路控制電路。
【背景技術(shù)】
[0002] 目前，對于輸入功率在75W以下的開關(guān)電源，對功率因素（PF，Power Factor，也稱 功率因數(shù)）不作要求的場合，反激式（Fly-back)開關(guān)電源具有迷人的優(yōu)勢，如電路拓?fù)浜?單，輸入電壓范圍寬等。反激式開關(guān)電源由于元件少，電路的可靠性相對較高，所以應(yīng)用很 廣，為了方便，很多文獻(xiàn)簡稱為反激開關(guān)電源。
[0003] 反激式開關(guān)電源為了實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定，或用于充電用途時，要求輸出電流的 穩(wěn)定，都要實現(xiàn)環(huán)路的穩(wěn)定，目前大部分采用兩種反饋、環(huán)路控制方法：
[0004] 第一種：經(jīng)典光耦反饋環(huán)路控制法，一般采用TL431這種三端可調(diào)分流基準(zhǔn)電壓 源，又稱為三端基準(zhǔn)集成電路，以下簡稱為三端基準(zhǔn)源，對輸出電壓進(jìn)行采樣，當(dāng)輸出電壓 變高時，TL431的吸收電流變大，流過光耦的電流變大，光耦的輸出端的電流也正比例變大， 原邊的開關(guān)電源的占空比變小，這樣經(jīng)過反激變壓器傳輸?shù)哪芰孔冃。沟梅醇な介_關(guān)電 源的輸出電壓下降到輸出電壓預(yù)設(shè)值。這種方式應(yīng)用極廣。圖1示出了這種應(yīng)用，在圖1 中，輸入電壓較低，為36v至75V，其中，U3為三端基準(zhǔn)源TL431，U2為光耦，圖1的電路來自 美國intersil公司2012年版本的ISL6840的官方數(shù)據(jù)表（Data Sheet)第4頁，文件編號 為FN9124. 11，脈寬調(diào)制控制器ISL6840是脈寬調(diào)制控制器UC3843的替代品之一，ISL6840 的工作頻率更高，在大部份工作頻率較常規(guī)的應(yīng)用中，和UC3843可以直接互換，具有代表 性。為了實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定，環(huán)路增益一般都比較大，直流增益（0Hz) -般在60dB以上， 即1000倍，為了方便理解，可以簡單地這樣理解，由于某種原因使得輸出電壓下降IV，由于 環(huán)路的存在，最后穩(wěn)定下來時，僅下降1V/1000 = lmV而已；在10Hz的頻率下一般都有30dB 以上，即30倍以上，
[0005] 這種方式類似于運算放大器，運算放大器的開環(huán)增益越高，閉環(huán)后輸出越穩(wěn)定。圖 1示出的經(jīng)典光耦反饋法，以輸出電壓下降為例，其閉環(huán)路徑為：輸出電壓下降一TL431的 吸收電流變小一光耦U2的電流變小一光耦U2的吸收電流變小一光耦U2的輸出端相連的 FB腳的電壓下降一脈寬調(diào)制控制器U4的OUT腳輸出占空比變大一主功率開關(guān)管Q1對變壓 器T1激磁時間變長一變壓器T1副邊續(xù)流能量增加一輸出電壓上升。
[0006] 注意：ISL6840的FB腳與C0MP腳電壓反向，F(xiàn)B為其反相輸入腳，C0MP腳為對應(yīng)的 內(nèi)部運放輸出端，而常見的AC-DC變換器的控制1C，如NCP1234,其FB腳的電壓上升，對應(yīng) GATE驅(qū)動腳輸出占空比變大，GATE驅(qū)動腳在很多公司的官方數(shù)據(jù)表上也標(biāo)為OUT腳。
[0007] 從輸出電壓下降到輸出電壓上升，這個環(huán)路的增益，直流增益（0Hz) -般在60dB 以上，某種原因引起輸出電壓上升，工作過程相似，所以參數(shù)向相反的方向變化，如電流變 小改為電流變大，等等。
[0008] 圖2示出了另一款比較流行的反激式開關(guān)電源，來自美 國Power Integrations, Inc.的TNY290的官方數(shù)據(jù)表，文件名稱為 "TNY284-290TinySwitch-4Family"，版本 B08/13 的第 8 頁，其中，U2 為 TL431, U3 為光耦， 該種方案中，TNY2XX系列的集成電路，年出貨量大于1億片，廣泛應(yīng)用于電腦的ATX電源中 作為待機(jī)電源，極具代表性。
[0009] 第二種：采用原邊反饋環(huán)路控制，在原邊設(shè)立一個繞組，利用理想的反激式開關(guān)電 源多路輸出電壓與輸出繞組之間的匝比相關(guān)來實現(xiàn)的，反激式開關(guān)電源的輸出端在原邊繞 組斷開電源時獲得能量故而得名，輸出電壓是取決于環(huán)路控制電路，與反激式變壓器（圖 1、圖2中的變壓器T1)的原邊與副邊的匝比無關(guān)；在能量傳遞過程中，變壓器T1并不是變 換電壓的作用，而是隔著磁芯續(xù)流的作用，是Buck-Boost變換器的隔離版本；所以變壓器 T1通常又稱為反激式變壓器；
[0010] 理論上反激式開關(guān)電源沒有輸出濾波電感，只有輸出濾波電容，相當(dāng)于電壓源， 只要一路穩(wěn)定，不考慮其它整流的二極管的壓降，多路輸出的其余各路基本上按匝比穩(wěn)定 輸出，這是一個正激過程，被穩(wěn)壓的這路相當(dāng)于正激的激勵源繞組，其它均為此刻的副邊繞 組，其輸出電壓均為按匝比的感應(yīng)電壓。但由于各繞組之間漏感的存在，產(chǎn)生交叉調(diào)節(jié)問 題，也稱為交叉調(diào)整率問題。
[0011] 在原邊設(shè)立的這個繞組，也接上整流電路，利用它的輸出電壓來監(jiān)控主路的輸出 電壓，來實現(xiàn)主路的輸出電壓穩(wěn)定，這種方式，叫原邊反饋反激式開關(guān)電源。原邊設(shè)立的這 個繞組，事實上也是副邊繞組之一。
[0012] 圖3示出了原邊反饋反激式開關(guān)電源的原理圖，同樣來自美國 Power Integrations, Inc.的方案，LNK603-606的官方數(shù)據(jù)表，文件名稱為 "LNK603-606/613-616 LinkSwitch?>-II產(chǎn)品系列"，版本ΗΠ /10的第4頁，其中，整個電路 找不到光耦與TL431，反激式變壓器T1中，端子2至4這個繞組，在圖3中是按副邊繞組畫 到副邊的，就是原邊反饋繞組，通過電阻R5和R6分壓，送給集成電路U1的FB腳，實現(xiàn)輸出 電壓的穩(wěn)定。該種方案中，LNK6XX系列的集成電路，年出貨量大于1億片，廣泛應(yīng)用于智能 家電的待機(jī)電源，以及手機(jī)充電器中，極具代表性。
[0013] 圖4示出的是美國iWatt公司的iW1677方案的充電器，也是原邊反饋反激式開關(guān) 電源，官方數(shù)據(jù)表EBC10004第5頁，其中，整個電路找不到光耦與TL431，反激式變壓器T1 中，原邊反饋繞組與二極管D6陽極相連，通過電阻R7和R9分壓，送給集成電路IC1的VSENSE腳，實現(xiàn)輸出電壓5V的穩(wěn)定。該種方案中，iWatt這個系列的集成電路，年出貨量大于1億 片，廣泛應(yīng)用于智能家電的待機(jī)電源，以及手機(jī)充電器中，同樣極具代表性。
[0014] 圖3和圖4示出的方案，本質(zhì)上仍和經(jīng)典光耦反饋法的工作過程相似，圖3示出的 原邊反饋法，以輸出電壓下降為例，其閉環(huán)路徑為：二極管D7陰極輸出電壓下降一在集成 電路U1的D和S腳關(guān)斷期間，二極管D7續(xù)流時，變壓器T1的2、4腳感應(yīng)電壓成比例下降 -電阻R5和R6連接點的分壓也下降一FB腳的電壓下降一集成電路U1的D和S腳輸出占 空比變大一脈寬調(diào)制控制器U1對變壓器T1的3、5原邊繞組的激磁時間變長一變壓器T1 副邊續(xù)流能量增加一二極管D7陰極輸出電壓上升。
[0015] 從輸出電壓下降到輸出電壓上升，這個環(huán)路的增益，為了實現(xiàn)輸出電壓的穩(wěn)定，直 流增益（0Hz) -般在60dB以上。
[0016] 這兩種方式是目前的反激式開關(guān)電源環(huán)路控制的主流電路方式，原邊反饋反 激式開關(guān)電源的輸出電壓精度不高，動態(tài)負(fù)載能力較差，因為真正被穩(wěn)定的是反饋繞 組的兩端電壓，一般用于充電器以及待機(jī)電源，這兩種電路，都無法用于中國申請?zhí)枮?201410459391. 3的《一種均衡充電電路及電池組》中，在該專利申請中，給出了一種均衡充 電電路，包括檢測電路和由檢測電路控制的反激式DC-DC變換器，特別強(qiáng)調(diào)了 ：檢測電路檢 測到輸入端VII與輸入端VI2之間的電壓大于設(shè)定值時，檢測電路的輸出端輸出占空比信 號，控制N-MOS管工作在開關(guān)狀態(tài)；檢測電路檢測到輸入端VI1與輸入端VI2之間的電壓在 設(shè)定值以下時，檢測電路的輸出端輸出